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Schaltungsanordnung zum Steuern der an einen
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elektrischen Verbraucher, insbesondere einen Ofen für zahntechnische
Zwecke, aus einem elektrischen Speisenetz abzugebenden Leistung Die Erfindung bezieht
sich auf eine Schaltungsanordnung zum Steuern der an einen elektrischen Verbraucher,
insbesondere einen Ofen für zahntechnische Zwecke, aus einem elektrischen Speisenetz
abzugebenden Leistung, mit einer zu dem elektrischen Verbraucher in Reihe liegenden
Schalteinrichtung, der von einer Steuerschaltung her Steuersignale zuführbar sind,
deren Anzahl bzw. Dauer durch die Höhe der an den elektrischen Verbraucher jeweils
abzugebenden Leistung bestimmt ist.
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Schaltungsanordnungen der vorstehend bezeichneten Art sind seit geraumer
Zeit bereits in Benutzung. Dies trifft nicht nur für elektrische Verbraucher generell
zu, sondern auch insbesondere für Öfen, die für zahntechnische Zwecke vorgesehen
sind. In derartigen elektrisch beheizten Öfen werden beispielsweise Gußmodelle auf
eine bestimmte Temperatur vorerwärmt, bei der ein lunker-und rißfreies Gießen möglich
ist.
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Es hat sich nun gezeigt, daß für die Gußqualität bei Verwendung der
zuvor erwähnten Gußmodelle nicht allein die je nach Gießmaterial erforderliche Temperatur
entscheidend ist, sondern daß ebenso die Zeit einen entscheidenden Einfluß hat,
während der das Gußmodell bei der entsprechenden Temperatur im Ofen verb1eibt. Diese
Zeiten sind dabei von den Herstellern und den Einbettmassen (Modellmassen) vorgeschrieben.
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Um in der Zahntechnik rationell arbeiten zu können und auch aus anderen
überlegungen heraus kann es zweckmäßig bzw. erforderlich sein, einen elektrischen
Verbraucher, und zwar insbesondere einen Ofen für zahntechnische Zwecke, nachts
zu betreiben. Dazu wird je nach erlorderlicher Betriebszeit des Verbrauchers bzw.
Aufheizzeit des Ofens über eine Zeitschaltuhr der Zeitpunkt des Beginns der Speisung
festgelegt, so daß bei Arbeitsbeginn am nächsten Morgen die gewünschten Vorgänge
abgeschlossen sind. In dem Fall, daß der betreffende elektrische Verbraucher ein
Ofen für zahntechnische Zwecke ist, bedeutet dies, daß bei Arbeitsbeginn die Gießobjekte
eine vorgeschriebene Zeit bei Endtemperatur im Ofen waren und sofort mit dem Gießen
begonnen werden kann.
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Eine Schwierigkeit, bei einem Ofen der zuvor erwähnten Art die vorgeschriebene
Verweilzeit des jeweiligen Gußmodells bei Endtemperatur anzuhalten, besteht in dem
bei allen elektrischen Heizeinrichtungen vorhandenen Nachteil darin, daß aufgrund
der bekannten Beziehung 2 P = U2/R die Heizleistung stark von der jeweiligen Netzspannung
abhängt. Dadurch ergeben sich dann bei den Aufheizzeiten der derzeit in der Praxis
verwendeten Öfen Unterschiede von mehr als 50 beispielsweise zwischen Nennspannung
und einer 100/eigen Unterspannung in dem elektrischen Speisenetz. Unter Berücksichtigung
dieser Bedingungen ist ohne weiteres einzusehen, daß bei einer normalen Aufheizzeit
von ca. 2,5 Stunden eine vorgeschriebene Verweilzeit von z.B. 40 Minuten nicht mehr
ohne weiteres zulässig eingehalten werden kann.
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Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, einen eg zu zeigen,
wie bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art auf relativ einfache
Weise die Auswirkungen des Auftretens von Speise spannungen und insbesondere von
über bzw. Unterspannungen in dem Speisenetz kompensiert werden können.
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Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe erfindungsgemäß zum
einen dadurch, daß die Steuerschaltung einen Vergleicher aufweist, der den jeweiligen
Wert der Speise spannung des elektrischen Speisenetzes mit einem einstellbaren Spannungswert
vergleicht und der bei Uber- bzw. Unterschreiten des jeweils eingestellten Spannungswertes
durch den Wert der Speisespannung ein Steuersignal abgibt, mit dessen Hilfe ein
zu der Schalteinrichtung normalerweise wirksam in Reihe liegender zusätzlicher Verbraucher
wirksam bzw. unwirksam schaltbar ist, und daß die Schalteinrichtung mit einer einstellbaren
Impulspaket-Steuereinrichtung verbunden ist, die an die Schalteinrichtung der an
den elektrischen Verbraucher bei einer normalen Speisespannung jeweils abzugebenden
Leistung entsprechende Steuerimpulse abgibt.
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Diese Maßnahme bringt den Vorteil mit sich, daß mit einem relativ
geringen schaltungstechnischen Aufwand ausgekommen werden kann, um die Auswirkungen
von Spannungsschwankungen und insbesondere von tber- bzw.
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Unterspannungen in dem Speisenetz auf den jeweils zu speisenden Verbraucher
zu kompensieren.
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Zum anderen wird die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe erfindungsgemäß
dadurch gelöst, daß die Steuerschaltung einen Vergleicher aufweist, der den jeweiligen
Wert der Speise spannung des elektrischen Speisenetzes mit einem einstellbaren Spannungswert
vergleicht, und der bei Uber- bzw. Unterschreiten des jeweils eingestellten Spannungswertes
durch den Wert der Speisespannung ein Steuersignal an eine die Schalteinrichtung
steuernde Impulspaket-Steuereinrichtung abgibt, die entsprechend einer bei einer
normalen Speisespannung an den elektrischen Verbraucher abzugebenden Leistung eingestellt
ist und deren Einstellung durch das genannte Steuersignal änderbar ist. Diese Maßnahme
bringt
den Vorteil rnit sich, daß eine noch bessere Kompensation des Auftretens von Spannungsschwankungen
und insbesondere von Uber- bzw. Unterspannungen des Speisenetzes ermöglicht ist.
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Von Vorteil bei den vorstehend betrachteten Lösungen der der Erfindung
zugrundeliegenden Aufgabe ist ferner, daß für bestimmte Spannungsbereiche (z.B.
für die in verschiedenen Ländern vorhandenen Netz spannungen von 100V, 110V, 120V,
127V, 200V, 220V oder 240V) mit nur einem einzigen elektrischen Verbraucher, insbesondere
einer einzigen Heizwicklung eines Ofens, ausgekommen werden kann, wobei eine Kompensation
in dem Fall erfolgt, daß das Speisenetz eine Speisespannung bereitstelt, die über/unter
der als normale Speisespannung festgelegten Speisespannung des jeweiligen Spannungsbereichs
liegt.
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Zweckmäßigerweise weist die Impulspaket-Steuerschaltung eine hinsichtlich
der Anzahl von Impulsen pro Zeiteinheit einstellbare Impulsabgabeschaltung auf,
die mit der Schalteinrichtung verbunden ist. Dies bringt den Vorteil mit sich, daß
für die Steuerung der Schalteinrichtung eine relativ einfache Steuerschaltung verwendet
werden kann.
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Vorzugsweise ist die Impulsabgabeschaltung über einen Optokoppler
und eine Nullspannungsschaltung mit einem die Schalteinrichtung bildenden 'ltriac
verbunden. Dies bringt den Vorteil eines besonders einfachen und störungsfreien
Schaltungsaufbaus mit sich.
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Zwischen der Impulsabgabeschaltung und dem Optokoppler ist vorzugsweise
ein Impulsmodulator vorgesehen, der durch ein ihm zugeführtes gesondertes Ansteuersignal
bestimmte Impulse der von der Impulsabgabeschaltung abgegebenen Impulse unwirksam
zu machen gestattet.
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Hierdurch ist die Anzahl der von der Impulspaket-Steuerschaltung jeweils
abgegebenen Impulse unterschiedlichen Bedürfnissen entsprechend änderbar.
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Zweckmäßigerweise ist der Impulsmodulator mit seinem zur Aufnahme
des gesonderten Steuersignals dienenden Eingang am Ausgang des Vergleichers der
Steuerschaltung angeschlossen. Dadurch wird insgesamt ein besonders einfacher Schaltungsaufbau
erreicht.
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Der vorstehend erwähnte Impulsmodulator weist zweckmäßigerweise wenigstens
ein Modulator-Verknüpfungsglied auf, welches zwischen einem Ausgang von in einer
Mehrzahl vorgesehenen, Impulse mit unterschiedlichen Impulsraten abgebenden Ausgängen
der Impulsabgabe schaltung und an einem Eingang eines Ausgangs-Verknüpfungsgliedes
über ein Schaltglied angeschlossen ist. Das betreffende Ausgangs-Verknüpfungsglied
ist dabei mit weiteren Eingängen über gesonderte Schalterelemente an sämtlichen
Ausgängen der Impulsabgabeschaltung angeschlossen. Bei zwischen dem genannten einen
Ausgang der Impulsabgabeschaltung und dem Ausgangs-Verknüpfungsglied wirksamem Verknüpfungsglied
ist das den betreffenden Ausgang der Impulsabgabe schaltung mit dem Ausgangs-Verknüpfungsglied
verbindende Schalterelement geöffnet. Dadurch ist es auf relativ einfache Weise
möglich, das jeweils vorgesehene Modulator-Verknüpfungsglied wirksam bzw. nichtwirksam
werden zu lassen.
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Vorzugsweise ist das jeweilige Modulator-Verknüpfungsglied ein ODER-Glied.
Dies bringt einen besonders einfachen Schaltungsaufbau mit sich.
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Zweckmäßigerweise ist dem Ausgang des genannten Ausgangs-Verknüpfungsgliedes
eine bistabile Kippschaltung mit einem beispielsweise durch einen Setzeingang
gebildeten
Eingang nachgeschaltet. Die betreffende bistabile Kippschaltung erhält an einem
weiteren, durch ihren Rücksetzeingang gebildeten Eingang zyklisch wiederholt Rücksetzimpulse
zugeführt, die von einem Ausgang der Impulsabgabeschaltung abgeleitet sind.
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Dies ermöglicht eine besonders einfache und wirksame Steuerung der
Schalteinrichtung, die zu dem elektrischen Verbraucher in Reihe liegt, dessen jeweils
aufzunehmende Leistung zu steuern ist.
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Die lmpulsabgabeschaltung weist in vorteilhafter Weise eine impulsgasteuerte
Binärteilerschaltung auf, die an einer Mehrzahl von Ausgängen Ausgangsimpulse mit
Impulsraten abgibt, welche bezogen auf die einem Binärteilerschaltungseingang zugeführten
Impulse entsprechend der Binärstufung untersetzt sind. Dadurch kann für den Aufbau
der Impulsabgabeschaltung mit einem besonders geringen schaltungstechnischen Aufwand
ausgekommen werden.
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Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise
näher erläutert.
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Fig. 1 zeigt schematisch in einem Blockschaltbild eine erste Ausführungsform
einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung.
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Fig. 2 zeigt schematisch in einem Blockschaltbild eine zweite Ausführungsforln
einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung.
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Fig. 3 zeigt in einem Schaltplan den näheren Aufbau verschiedener
Schaltungseinrichtungen der in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnungen.
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Fig. 4 zeigt in einem Diagramm den Verlauf von Impulsen bzw. Signalen
an verschiedenen Stellen und unter verschiedenen Bedingungen bei der in Fig. 3 dargestellten
Schaltungsanordnung.
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In Fig. 1 und 2 sind zwei Ausführungsformen einer Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung gezeigt, die zum Steuern der an einen elektrischen Verbraucher
abzugebenden Leistung dienen. Bei diesem elektrischen Verbraucher handelt es sich
im vorliegenden Fall insbesondere um einen Ofen irgendeiner Größe für zahntechnische
Zwecke.
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Gemäß Fig. 1 ist der generell mit 10 bezeichnete zu speisende elektrische
Verbraucher über die Reihenschaltung eines eine Schalteinrichtung bildenden Triacs
11 und eines zusätzlichen Verbrauchers 9 an einem elektrischen Speisenetz angeschlossen,
von dem lediglich zwei Anschlußklemmen 1 und 2 angedeutet sind. Bei diesem elektrischen
Speisenetz mag es sich insbesondere um ein Wechselstrom-Speisenetz handeln.
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An den zuvor erwähnten Anschlußklemmen 1 und 2 des Speisenetzes ist
ein Transformator 3 angeschlossen, dem eine Gleichrichterschaltung 4 nachgeschaltet
ist, die eine von der Höhe der Speise spannung des Speisenetzes abhängige Gleichspannung
abgibt. An dem Ausgang der Gleichrichterschaltung 4 ist gemäß Fig. 1 eine Spannungsstabilisatorschaltung
5 angeschlossen, die mit einem Eingang eines Vergleichers 6 verbunden ist, der mit
einem weiteren Eingang am Ausgang der Gleichrichterschaltung 4 angeschlossen ist.
Der Vergleicher 6 vergleicht damit die von der Gleichrichterschaltung 4 jeweils
abgegebene Gleichspannung mit einer von dem Spannungsstabilisator 5 bereitgestellten
konstanten Spannung U.
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Am Ausgang des zuvor erwähnten Vergleichers 6 ist gemäß Fig. 1 ein
Relais 7 angeschlossen, welches dann erregt ist, wenn der Vergleicher 6 ein bestimmtes
Ausgflngssignai abgibt. Ein solcher, bestimmtes Allsgengssignal mag beispielsweise
dann auftreten, wen der
Vergleicher 6 feststellt, daß die von der
Gleichrichterschaltung 4 abgegebene Gleichspannung höher ist als die von dem Spannungsstabilisator
bereitgestellte konstante Spannung U. Dieser Zustand kann als überspannungszustand
des Speisenetzes betrachtet werden.
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In diesem Fall wird dann der in Fig. 1 angedeutete, dem Relais 7 zugehörige
Kontakt 8 geöffnet, der dem zusätzlichen Verbraucher 9 parallelgeschaltet ist. Dadurch
wird der dem Verbraucher 10 zur Verfügung stehende Spannungsanteil der Speise spannung
des Speisenetzes vermindert.
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Der in Fig. 1 angedeutete Triac 11 wird an seiner Steuerelektrode
von einer Impulspaket-Steuereinrichtung gesteuert, zu der ein Einstellglied 15 für
die Einstellung der Anzahl bzw. Dauer der zur Steuerung des Triacs 11 an diesen
abzugebenden Impulse, ein Impulsmodulator 14, ein Optokoppler 13 und ein Nullspannungsschalter
(OS) 12 gehören Der nähere Aufbau des Einstellgliedes 15 und des Iznpulsmodulators
14 werden weiter unten im Zusammenhang mit Fig. 3 noch erläutert werden.
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An dieser Stelle sei lediglich angemerkt, daß von dem Einstellglied
15 und dem Impulsmodulator 14 der Impulspaket-Steuereinrichtung gemäß Fig. 1 an
den Triac 11 Impulse in solcher Anzahl bzw. mit solcher Dauer abgegeben werden,
die der bei einer normalen Speise spannung an den Verbraucher 10 abzugebenden Leistung
entspricht.
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Tritt eine Uberspannung in dem Speisenetz auf, so wird diese durch
Wirksamschalten des zusätzlichen Verbrauchers 9 kompensiert, wie dies zuvor bereits
angedeutet worden ist.
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Die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform der Schaltungsanordnung
gemäß der Erfindung unterscheidet sich von der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform
im wesentlichen dadurch, daß der in Fig. 1 vorgesehene zusätzliche Verbraucher 9
weggelassen ist und daß der
Ausgang des Vergleichers 6 nunmehr
mit einem Steuereingang des Impulsmodulators 14 verbunden ist. im übrigen ist das
bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig.1 vorgesehene Relais 7 mit seinem Kontakt
8 bei der Ausführungsform gemäß Fig. 2 nicht vorhanc3en.
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Bezüglich der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsanordnung sei angemerkt,
daß die lmpulspaket-Steuereinrichtung mit ihrem Einstellglied 15 und der Impulsmodulator
14 dem Triac 11 Impulse in solcher Anzahl bzw.
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mit solcher Dauer zuführt, die bei einer normalen Speisespannung der
Höhe der an den Verbraucher 10 abzugebenden elektrischen Leistung entspricht. Steigt
die Speisespannung des Speisenetzes an, so wird bei der Ausführungsform gemäß Fig.
2 das von dem dort vorgesehenen Vergleicher 6 abgegebene Ausgangssignal als Steuersignal
bzw. Modulationssignal für den Impulsmodulator 14 herangezogen, und zwar in der
Weise, daß die Anzahl der von dem Impulsmodulator 14 jeweils abgegebenen Impulse
verändert wird. Auch auf die hiermit zusammenhängenden Vorgänge wird im folgenden
bei der Erläuterung der Fig. 3 eingegangen.
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In Fig.3 ist ein möglicher ochaltungsaufbau der in Fig. 1 und 2 dargestellten
Einrichtungen 3,4,5,6,15,14, 13 veranschaulicht. Dem Transformator 3 entspricht
gemäß Fig. 3 ein Transformator 30, der an Eingangsanschlüssen 31, 32 eines elektrischen
Wechselstrom-Speisenetzes angeschlossen ist. Die gemäß Fig. 1 und 2 vorgesehene
Gleichrichterschaltung 4 ist in Fig. 3 durch eine Diode 33 gebildet, die eine der
jeweiligen Wechselspannung des Speisenetzes entsprechende Gleichspannung abgibt.
Diese Gleichspannung wird über einen aus zwei Widerständen 37 und 38 bestehenden
Spannungsteiler dem nichtinvertierenden Eingang + eines als Vergleicher betriebenen
Operationsverstärkers 44 zugeführt. Dieser Operationsverstärker s 44 ist dabei mit
seinem
nichtinvertierenden Eingang + über einen Widerstand 42 an dem Verbindungspunkt der
beiden Widerstände 37 und 38 angeschlossen.
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Aus der zuvor erwähnten Gleichspannung wird ferner mittels einer dem
Spannungsstabilisator 5 gemäß Fig. 1 und 2 entsprechenden Stabilisierungsschaltung
35 eine konstante Gleichspannung gewonnen, die über einen aus zwei Widerständen
39 und 40 bestehenden Spannungsteiler dem invertierenden Eingang - des Vergleichers
bzw.
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Operationsverstärkers 44 zugeführt wird, der dem Vergleicher 6 gemäß
Fig. 1 und 2 entspricht. Der Operationsverstärker 44 ist dabei über einen Widerstand
44 mit seinem invertierenden Eingang - an dem Verbindungspunkt der beiden Widerstände
39 und 40 angeschlossen, von denen der Widerstand 40 ein einstellbarer Widerstand
ist, der einen als Schwellwert ausgenutzten Spannungswert einzustellen gestattet,
bei dessen Über- bzw. Unterschreiten durch die nichtstabilisierte Gleichspannung
und damit durch die Speisespannung des Speisenetzes eine Anderung des Ausgangssignals
des Operationsverstärkers 44 auftritt.
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Neben den zuvor betrachteten Elementen sind im oberen Teil der Fig.
3 noch zwei Kondensatoren 34 und 36 angedeutet, die in üblicher Weise zu Glättungszwecken
vorgesehen sind. Ferner ist der Operationsverstärker 44 noch mit einem Rückkopplungswiderstand
43 versehen. Im übrigen erhält der Operationsverstärker 44 an seinen nicht näher
bezeichneten Speiseanschlüssen die konstante Gleichspanung als Versorgungsspannung
zugeführt. In diesem Zusammenhang sei noch angemerkt, daß die zuvor erwähnten Widerstände
38, 40 sowie die Kondensatoren 34 und 36 und die Spannungsstabilisierungsschaltung
35 mit jeweils einem Ende direkt an der Sekundärwicklung des Transformators 30 angeschlossen
sind, an deren anderen Ende die oben
erwähnte Diode 33 liegt.
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Am Ausgang des Operationsverstärkers 44 sind gemäß Fig.3 die einen
Eingänge von drei zu einem impuls- bzw.Pulsbreitenmodulator gehörenden ODEjGlieder
45,46 und 47 angeschlos sen. Die se OD-Glieder sind mit ihren anderen Eingängen
an verschiedenen Ausgängen 54 bzw. 53 bzw. 52 einer binärteilerschaltung 48 angeschlossen,
die an einem binärteilerschaltungseingang mit einer Impulsquelle 49 verbunden ist,
die beispielsweise Impulse mit einer Periodendauer von O,1s abgibt. Die Binärteilerschaltung
48 bildet zusammen mit dem Impulsgenerator 49 eine Impulsabgabeschaltung einer Impulspaket-Steuerschal
tung. An den Ausgängen 50,51,52,53,54,55,56 und 57 der Binärteilerschaltung 48 treten
nämlich Impulse mit Impulsraten auf, welche bezogen auf die dem Binärteilerschaltungseingang
zugeführten Impulse entsprechend der Binärstufe untersetzt sind. Bezogen auf die
am Binärteilerschaltungseingang der Binärteilerschaltung 48 auftretenden Impulse
treten nur noch halb so viele am Ausgang 50 dieser Binärteilerschaltung 48 auf.
Am Ausgang 51 der Binärteilerschaltung 48 tritt nur ein Viertel der dem Binärteilerschaltungseingang
zugeführten Anzahl von Impulsen auf. Bezogen auf die Anzahl der dem Binärteilerschaltungseingang
zugeführten Impulse sind an den Ausgängen 50 bis 57 der Binärteilerschaltung 48
Prozentangaben gemacht, die den Anteil der an dem jeweiligen Ausgang auftretenden
Impulse bezogen auf die dem Binärteilerschaltungseingang jeweils zugeführten Impulse
angeben.
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An den Ausgängen 50 bis 57 der Binärteilerschaltung 48, die ein Binärzähler
sein mag, ist ein durch ein UND-Glied gebildetes Ausgangs-Verknüpfungsglied 69 über
individuell einstellbare Schalter 58,59,60,61,62,63,64 bzw. 65 angeschlossen. Dabei
können diese Schalter in irgendeiner Anzahl und Kombination jeweils gleichzeitig
geschlossen sein, wie dies weiter unten noch
ersichtlich werden
wird.
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Mit sämtlichen Eingängen des UND-Gliedes 69 sind gemäß Fig. 3 noch
Widerstände 70 verbunden, die gemeinsam an einem Schaltungspunkt +U liegen, der
ein einem H-Verknüpfungspegel entsprechendes Potential bereitstellt.
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Wenn dieser H-Verknüpfungspegel allein an den Eingängen des UIgD-Gliedes
69 anliegt, dann gibt dieses UND-Glied 69 von seinem Ausgang ebenfalls ein H-Signal
ab.
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Auf die hiermit zusammenhängenden Vorgänge wird im Zusammenhang mit
Fig. 4 noch eingegangen werden. An dieser Stelle sei jedoch angemerkt, daß das UND-Glied
69 zusammen mit der Binärteilerschaltung 48, dem Impulsgenerator 49 und den Schaltern
58 bis 65 dem Einstellglied 15 gemäß Fig. 1 und 2 entspricht.
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Die bereits erwähnten ODER-Glieder 45,46 und 47 sind mit ihren Ausgängen
über Schalter 68 bzw. 67 bzw. 66 an bestimmten Eingängen des Ui-Gliedes 69 angeschlossen.
Dabei ist die Schaltungsanordnung so getroffen, daß das jeweilige ODER-Glied 45
bzw. 46 bzw. 47 mit seinem ausgangsseitigen Schalter 68 bzw. 67 bzw. 66 gewissermaßen
dem jeweiligen Schalter 62 bzw. 61 bzw. 60 parallel liegt, der am selben Ausgang
der Binärteilerschaltung 48 angeschlossen ist, an dem das jeweilige ODER-Glied mit
seinem einen Eingang angeschlossen ist. Die betreffenden ODER-Glieder 45,46 und
47 bilden zusammen mit ihren Schaltern 68,67 bzw. 66 eine als Modulator-Verknüpfungsschaltung
zu bezeichnende Schaltung, die dem Iml,ulsmodulator 14 gemäß Fig. 1 und 2 entspricht.
Dabei sei an dieser Stelle angemerkt, daß von dem zwischen den Ausgängen der Binärteilerschaltung
48 und den Eingängen des UIG-Gliedes 69 gewissermaßen einander parallelliegenden
Schaltern bzw. Kontakten 60,66 bzw. 61,67 bzw. 62,68 jeweils nur ein Schalter bzw.
ein Kontakt betätigt sein wird, während der jeweils andere zugehörige Schalter
bzw.
Kontakt dann geöffnet ist. So wird von den beiden Schaltern bzw. Kontakten 60,66
entweder nur der Schalter bzw. Kontakt 60 oder der Schalter bzw. Kontakt 6G geschlossen
sein, während der jeweils andere Schalter bzw Kontakt 66 bzw. 60 dann geöffnet sein
wird.
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Am Ausgang des UND-Gliedes 69 ist gemäß Fig. 3 eine durch ein RS-Flipflop
gebildete bistabile Kippschaltung mit ihrem einen Eingang angeschlossen, der beispielsweise
der Setzeingang dieser Kippschaltung sein kann Die betreffende Kippschaltung besteht
gemäß Fig. 3 aus zwei NOR-Gliedern 75,76, die kreuzweise miteinander gekoppelt sind.
Der andere Eingang, also der Rücksetzeingang der betreffenden bistabilen Kippsialing
liegt über einen Widerstand 74 auf einem einem L-Verknüpfungspegel entsprechenden
Massepotential.
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Außerdem ist dieser Eingang des bistabilen Kippgliedes über ein aus
einem Kondensator 72 und einen Widerstand 73 bestehenden Differenzierglied am Ausgang
eines Negators 71 angeschlossen, der am Ausgang 50 der Binärteilerschaltung 48 angeschlossen
ist.
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Der durch den Ausgang des NOR-Gliedes 76 gebildete Kippschaltungsausgang
ist mit dem einen Eingang eines Optokopplers 77 verbunden, der dem Optokoppler 13
gemäß Fig. 1 und 2 entspricht. Dieser Optokoppler liegt mit seinem anderen Eingang
an Masse. Das Ausgangssignal des Optokopplers 77 wird an Ausgangsanschlüssen 78,79
bereitgestellt, an denen der in Fig. 1 und 2 angedeutete Nullspannungsschalter (OS)
12 angeschlossen ist.
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Im folgenden wird unter Bezugnahme auf die über die Zeit in Fig. 4
gezeigten Signale bzw. Impulse auf die Arbeitsweise der in Fig. 3 dargestellten
Schaltungsanordnung eingegangen, die eine konkrete Realisierunge form der in Fig.
2 dargestellten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Es sei jedoch darauf hingewiesen,
daß die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 in ihrem grund-
sätzlichen
Aufbau auch für die Realisierung der in Fig. 1 gezeigten Ausführungsform der Erfindung
herangezogen werden- kann.
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In Fig.4a) sind am Binärteilerschaltungseingang der Hinärteilerschaltung
48 auftretende Impulse angedeutet, die beispielsweise mit einer Periode von 0,1s
auftreten und dabei in ihrer Amplitude zwischen einem Verknüpfunge pegel L und einem
Verknüpfungspegel H sich ändern.
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In Fig. 4b) sind die am Ausgang 50 der Binärteilerschaltung 48 auftretenden
Impulse mit ihren Verknüpfungspegeln H und L angedeutet. In Fig. 4c) sind die am
Ausgang 51 der Binärteilerschaltung 48 auftretenden Impulse mit ihren Verknüpfungspegeln
L und H angedeutet.
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In Fig. 4d) und 4e) sind schließlich die an den Ausgängen 52 bzw.
53 der Binärteilerschaltung 48 auftretenden Impulse mit ihren entsprechenden Pegeln
L und H angedeutet.
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In Fig. 4f) sind Impulse angedeutet, die vom Ausgang des UND-Gliedes
69 dann abgegeben werden, wenn lediglich die in Fig. 3 angedeuteten Schalter 58
und 59 geschlossen sind. Dabei ist ersichtlich, daß die UND-Bedingung für das UND-Glied
69 lediglich während der Zeiten erfüllt ist, während der die Impulse gemäß Fig.
4b) und 4c) mit dem Verknüpfungspegel H koinzident auftreten.
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In Fig. 4g) sind die dem oben erwähnten Rücksetzeingang der aus den
NOR-Gliedern 75 und 76 bestehenden bistabilen Verknüpfungsschaltung jeweils zugeführten
Impulse veranschaulicht. Dabei geht aus Fig. 4g) hervor, daß ein Rücksetzen der
betreffenden bistabilen Kippschaltung jeweils zu Zeiten erfolgt bzw. versucht wird,
die mit den Rückflanken der mit einem H-Verknüpfungspegel auftretenden Impulse gemäß
Fig. 4b) zusammenfallen
in Fig. 4h) sind die von dem mit dem Optokoppler
77 gemäß Fig. 3 verbundenen Ausgang der bistabilen Kippschaltung abgegebenen Ausgangsimpulse
veranschaulicht.
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Wie ersichtLich, weisen diese Ausgangsimpulse einen H-Verknüpfungspegel
während einer Zeitspanne auf, die 75 der Gesamtzeitspanne des Auftretens der betreffenden
Impulse entspricht. Während der Dauer des Auftretens dieser Impulse mit dem H-Verknüpfungspegel
wird der Optokoppler 77 gemäß Fig. 3 entsprechend wirksam gesteuert, was schließlich
auch für den Nullspannungsschalter (los) 12 und den Triac 11 gemäß Fig. 1 und 2
zutrifft.
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In Fig. 4i) ist nun der Fall veranschaulicht, daß bei der Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 3 gleichzeitig die Schalter 58,59 und 60 geschlossen sind. In der Fig.4k)
ist der Verlauf des Ausgangssignals der in Fig. 3 gezeigten bistabilen Kippschaltung
angedeutet. Wie ersichtlich, tritt in diesem Ausgangssignal gemäß Fig.4k) der H-Verknüpfungspegel
während einer Zeitspanne auf, die 87 ,5% der Periodendauer entspricht, also der
Zeitspanne, zu der jeweils ein Impuls mit einem H-Verknüpfungspegel auftritt.
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In Fig. 41) und 4m) sind schließlich die entsprechenden Impulsverläufe
für den Fall dargestellt, daß die Schalter 58,59,60 und 61 gemäß Fig. 3 geschlossen
sind. In diesem Fall entspricht der mit dem H-Pegel auftretende Impuls gemäß Fig.
4m) einer Zeitdauer von 97,75 der Gesamtperiode, die durch das Auftreten von Impulsen
mit einem L-Verknüpfungspegel gemäß Fig. 4m) gegeben ist.
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Im Vorstehenden ist unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert worden,
daß das Pulsverhältnis der zur Steuerung des Optokopplers 77 und damit des Triacs
11 gemäß Fig. 1 und 2 jeweils abgegebenen Impulse abhängt von der Anzahl der jeweils
geschlossenen Schal-
ter 58,59, etc. gemäß Fig. 3. Dabei dürfte
ersichtlich geworden sein, daß die gleichzeitige Schließung von mehreren der Schalter
58 bis 65 zu einer Addition der Pulsverhältnisse führt, wie sie in der Binärteilerschaltung
48 gemäß Fig. 3 eingetragen sind. Dies bedeutet, daß praktisch eine sehr fein gestufte
Einstellmöglichkeit zur Einstellung der an einen elektrischen Verbraucher jeweils
abzugebenden Leistung vorhanden ist. Diese Einstellmöglichkeit reicht von praktist
0% bis praktisch 100%. Eine solche Schaltungsanordnung eignet sich somit für einen
universellen Einsatz zur Spannungs- bzw. Leistungssteuerung, wie dies eingangs ausgeführt
worden ist.
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Nunmehr sei noch der Fall betrachtet, daß einer der Schalter 66, 67,
68 gemäß Fig. 3 betätigt wird. Dabei sei angenommen, daß die Schalter 58,59 und
der Schalter 66 betätigt sind. Solange vom Ausgang des in Fig. 3 dargestellten Operationsverstärkers
44 ein Ausgangssignal mit einem L-Verknüpfungspegel abgegeben wird - dies ist der
Fall, wenn die der betreffenden Schaltungsanordnung zugeführte Speisespannung bzw.
die dieser entsprechende, von der Diode 33 gelieferte Gleichspannung noch nicht
größer ist als die konstante Vergleichsspannung - dann gelangen die vom Ausgang
52 der Binärteilerschaltung 48 abgegebenen H-Impulse über das ODER-Glied 47 und
den geschlossenen Schalter 66 zu dem entsprechenden Eingang des UND-Gliedes 69 hin.
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Stellt jedoch der Operationsverstärker 44 fest, daß die konstante
Vergleichs spannung von der von der Diode 33 abgegebenen Gleichspannung überschritten
wird, so gibt er von seinem Ausgang ein H-Signal ab. Damit gibt das ODER-Glied 47
nunmehr aber ständig ein H-Signal an den entsprechenden Eingang des UND-Gliedes
69 ab. Dies bedeutet, daß die vom Ausgang 52 der Binärteilerschaltung 48 abgegebenen
Impulse nunmehr keine Wirkung mehr auf das Verknüpfungsergebnis in
dem
W4D-Glied 69 haben. Bezogen auf den zuvor betrachteten Fall, gemäß dem durch die
an den Ausgängen 50,51 und 52 der Binärteilerschaltung 48 abgegebenen Impulse gewissermaßen
eine Addition der einzelnen Pulsverhältnisse bezüglich der an den Optokoppler 77
gemäß Fig. 1 abzugebenden Impulse erfolgte, wird durch die nunmehr vorliegenden
Verhältnisse aber eine Subtraktion der vom Ausgang 52 der Binärteilerschaltung 48
abgegebenen Impulse erfolgen. Diese Verhältnisse sind nun in Fig. 4n), 40) und 4p)
veranschaulicht. Fig. 4n) zeigt dabei zum Zeitpunkt tO den Wechsel des Ausgangssignals
des Operationsverstärkers 44 vom L-Verknüpfungspegel zum H-Verknüpfungspegel. In
Fig. 40) sind bis zum Zeitpunkt to die vom UD-Glied 69 abgegebenen Ausgangsimpulse
für den Fall veranschaulicht, daß die Schalter 58,59 und 66 geschlossen sind. Ab
dem Zeitpunkt tO sind die Impulse veranschaulicht,die dann nur nxh aiitreten.In
Fig.4p)sind die von dem oben betrachteten Ausgang der in Fig. 3 angedeuteten bistabilen
Kippschaltung abgegebenen Ausgangsimpulse veranschaulicht. Dabei ist ersichtlich,
daß sich das Pulsverhältnis von zunächst.87,5°% bis zum Zeitpunkt tO danach auf
75 reduziert. Damit wird aber der jeweils zu steuernde Verbraucher nur noch eine
geringere Leistung bezogen auf den Fall aufnehmen, der vor dem gerade erwähnten
Zeitpunkt tO vorgelegen hat.
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Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß bei der Schaltungsanordnung
gemäß Fig. 3 zwar drei ODSH-Verknüpfungsglieder 45,46 und 47 als zu einem Pulsbreitenmodulator
gehörende Verknüpfungsglieder erwähnt worden sind, daß aber grundsätzlich auch mit
einer geringeren oder höheren Anzahl von solchen Verknüpfungsgliedern gearbeitet
werden kann.
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Überdies sei noch darauf hingewiesen, daß die
Schaltungsanordnungen
gemäß Fig. 1 und 2 und auch gemäß Fig. 3 für den Fall erläutert worden sind, daß
es gilt, die Auswirkungen des Auftretens von über spannungen in dem Speisenetz zu
kompensieren. Es ist jedoch ohne weiteres möglich, die betreffenden Schaltungsanordnungen
auch zur Kompensation der Auswirkungen von Unterspannungen in dem Speisenetz heranzuziehen.
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In diesem Fall geben die Vergleicher 6 gemäß Fig. 1 und 2 und der
als Vergleicher arbeitende Operationsverstärker 44 gemäß Fig. 3 entsprechende Ausgangssignale
dann ab, wenn die Speise spannung des Speisenetzes einen vorgegebenen einstellbaren
Wert (mittels des Widerstands 40 in Fig. 3 einstellbar) unterschreitet.