DE3141501C2 - - Google Patents
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- DE3141501C2 DE3141501C2 DE3141501A DE3141501A DE3141501C2 DE 3141501 C2 DE3141501 C2 DE 3141501C2 DE 3141501 A DE3141501 A DE 3141501A DE 3141501 A DE3141501 A DE 3141501A DE 3141501 C2 DE3141501 C2 DE 3141501C2
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- Networks Using Active Elements (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung nach dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Generell betrifft sie
das Gebiet der Fernsprech-Teilnehmeranschlußschaltungen und
der dazugehörigen Fernmeldeschaltungen, die eine Schnittstelle
zwischen analogen Fernsprech-Teilnehmerleitungen oder
Fernsprech-Verbindungsleitungen und einer digitalen Vermittlung
bilden. Speziell bezieht sich die Erfindung auf
eine digitale Teilnehmeranschlußschaltung, die eine automatische
Anpassung des Scheinwiderstands der mit einer elektronischen
Gabelschaltung abgeschlossenen Fernsprechleitungen
und auf die automatische Einstellung innerhalb der Gabelschaltung
einer an die Fernsprechleitung angepaßten Impedanz
ohne Verwendung diskreter Bauelemente und bei minimalem
Leistungsverbrauch.
Bei bekannten Einrichtungen zu Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung
ist das Problem der Scheinwiderstandsfehlanpassung in der
Fernsprechzentrale zwischen den Teilnehmerleitungen oder
Verbindungsleitungen und dem diese abschließenden Scheinwiderstand
hinreichend bekannt. Eine solche Fehlanpassung
verursacht schlechte Echodämpfungseigenschaften und Reflexionen
oder Echos aufgrund der unzureichenden Arbeitsweise
der Zweidraht-Vierdraht-Gabelschaltung, die, um ideal funktionieren
zu können, verlangt, daß der Leitungs-Scheinwiderstand
und der Abschluß-Scheinwiderstand nach Betrag und
Phase über die Bandbreite des
Fernsprechkanals gleich sind. Passive feste Abschluß-Scheinwiderstände
stellen einen Kompromiß dar, abgesehen von einer
spezifischen Frequenz, weil ein solcher Kompromiß-Scheinwiderstand
entweder eine Reihenschaltung oder eine Parallelschaltung
eines Widerstands und eines Kondensators ist. Ein solch einfacher
Scheinwiderstand ergibt eine unzureichende Anpassung an den Leitungs-
Scheinwiderstand. Die Gabelschaltung, welche die Zweidraht-
Vierdrahtumwandlung durchführt, ist abhängig von einer relativ
engen Anpassung zwischen dem Scheinwiderstand der Leitung und
dem Abschluß-Scheinwiderstand, und es ist eine gute Scheinwiderstandsanpassung
über den interessierenden Frequenzbereich
erforderlich, wenn die Gabelschaltung optimale Eigenschaften
haben soll. Eine Kompensation der Fehlanpassung wurde bei bekannten
Gabelschaltungen mit Nachbildungs- oder Ergänzungsnetzwerken
versucht, die ein Teil der Gabelschaltung sind und die
bei einer vorgegebenen Leitung eine spezielle Auslegung der
Gabelschaltung darstellen.
Ein weiteres Problem, das auf der Scheinwiderstandsfehlanpassung
am fernen Ende der Leitung beruht, entsteht, wenn dieses
Ende in ungeeigneter Weise abgeschlossen ist. Eine unerwünschte
Reflexion oder Echo kommt dann zum nahen Ende zurück. Falls der
Abschluß-Scheinwiderstand am nahen Ende gleich dem Leitungswiderstand
ist und falls die Gabelübergangsdämpfung gleich
Null ist, hat die Schaltung am nahen Ende optimale Eigenschaften.
Das Echo vom fernen Ende kann auch unter Verwendung der bekannten
Echokompensationsverfahren minimiert werden.
Diese bekannte Echokompensation hängt davon ab, daß man das
lokal ausgesendete Signal von vornherein kennt und daß man von
einer nicht korrelierten Beziehung zwischen dem am nahen Ende
ausgesendeten Signal und dem vom fernen Ende empfangenen Signal
ausgeht.
Unter Verwendung der Technik der adaptiven Entzerrung, mit
oder ohne Trainingssignale, kann der im beim nahen Ende
empfangenen Signal enthaltene korrelierte Anteil des am
fernen Ende reflektierten Signals regeneriert und von diesem
örtlich empfangenen Signal subtrahiert werden.
An den adaptiven Entzerrer müssen hinsichtlich einer geeigneten
Arbeitsweise gewisse Bedingungen gestellt werden. Der Entzerrer
muß einen angemessenen Geräuschabstand haben, um eine Konvergenz
zu ermöglichen, und er muß eine lineare Netzwerkcharakteristik
haben. Es muß über das Frequenzband genügend Energie zur Verfügung
stehen, damit korrekte Rückkopplungs-Steuersignale zur
Einstellung der Koeffizienten des digitalen Filters möglich sind.
Während des Entzerrungsvorgangs darf kein Übersprechen stattfinden.
Die nächste und bedeutendste Schwierigkeit liegt darin,
daß die örtliche digitale Fernsprechzentrale die mit analogen
Teilnehmerleitungen zusammenarbeiten muß, nun Zweidraht-Vierdraht-
Umsetzer hinzufügen muß, um mit diesen Leitungen zusammenarbeiten
zu können. Früher, bei analogen Fernsprechzentralen, waren keine
Gabelschaltungen erforderlich.
Diese neuerdings eingeführten Schnittstellen in Form von Gabelschaltungen
können Reflexionen oder unerwünschte Rückflußsignale
bewirken. Da diese zusätzlichen Gabelschaltungen früher bei
den analogen Vermittlungsstellen nicht vorhanden waren, ist die
digitale Vermittlung möglicherweise in ihrer Leistung schwächer
als ihre in Analog-Technik ausgeführte Vorgängerin, wenn man
nicht die Eigenschaften der Gabelschaltung selbst verbessert.
Das Problem des Pfeifens oder, genauer ausgedrückt, der möglichen
Instabilität des Netzes im Sinne von Nyquist ist das Ergebnis
der unerwünschten Rückkopplung, die bei der Zweidraht-Vierdraht-
Umsetzung entsteht. Dadurch neigt das System zum Schwingen,
wenn keine geeigneten Maßnahmen getroffen werden.
In klassischer Weise berücksichtigt der Dämpfungsplan
diesen Zustand, in dem in vorgeschriebener Weise geeignete
Dämpfungen verteilt über das Fernsprechnetz eingefügt
werden und in dem vorgeschrieben ist, daß an den Stellen
im Netzwerk, an denen eine Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung
stattfindet, die Gabelübergangsdämpfung bestimmte Minimalkriterien
erfüllen soll.
Früher wurden im Zusammenhang mit der Dämpfung, die in bestehende
Netze eingefügt werden könnte, jene Vermittlungsstellen
(oder Schaltungen), welche Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer
verwendeten, betrachtet, nämlich die Verbindungsleitungen.
Für Ortsvermittlungsstellen in Analog-Technik, die
keine Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer brauchen, war eine
Dämpfung von Null erlaubt, und die zulässige Einfügungsdämpfung
war und ist nur gleich einige Zehntel dB. Somit
ist das Problem der Auslegung einer Ortsvermittlungsstelle
in Digital-Technik mit äquivalenten Leistungseigenschaften
in einer Umgebung von Analog-Technik durch den bestehenden
Plan erschwert. Versuchsergebnisse zeigen, daß die Hinzufügung
einer Dämpfung (4dB) in der Ortsvermittlungsstelle
zur Lösung dieses Problemes lediglich dazu führt, daß die
Betriebsgüte herabgesetzt wird, d. h., daß die Fernsprechteilnehmer
die aufgrund der hinzugefügten Dämpfung herabgesetzten
Leistungseigenschaften feststellen können. Automatische
Entzerrer an sich sind auf dem Gebiet der digitalen
Datenübertragung wohl bekannt, beispielsweise aus der
US-PS 35 79 109 und aus der US-PS 39 84 789. Ein adaptiver
digitaler Entzerrer ist in der US-PS 36 33 105 beschrieben
und die US-PS 37 89 560 beschreibt einen adaptiven transversalen
Entzerrer, der ein digitales Filter zweiten Grades
im Zeit-Multiplexbetrieb verwendet.
Es ist die Aufgabe der Erfindung eine Schaltungsanordnung
zur Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung, insbesondere eine
Teilnehmeranschlußschaltung zum Anschluß von im Vollduplex
betriebenen Fernsprechleitungen an eine digitale Vermittlung
anzugeben, bei der eine weitgehend digitale Signalverarbeitung
im Zweidraht-Vierdraht-Umsetzer
stattfindet, die eine Scheinwiderstandsanpassung an den
Scheinwiderstand der Fernsprechleitung bewirkt, und die
in integrierter Schaltungstechnik herstellbar ist.
Die Aufgabe wird wie im Patentanspruch 1 angegeben gelöst.
Weiterbildungen sind den Unteransprüchen entnehmbar.
Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen beispielsweise
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 eine bekannte elektronische Gabelschaltung,
Fig. 2 eine Schnittstelleneinrichtung, gemäß der Erfindung,
Fig. 3A das Prinzip der digitalen Einstellung eines
Ausgangs-Scheinleitwerts,
Fig. 3B ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Scheinwiderstandsanpassung
in einer digitalen Gabelschaltung,
Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel eines Steilheitsverstärkers,
Fig. 5 das Prinzip der Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
eines automatischen rekursiven Entzerrers,
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines verallgemeinerten
digitalen Filters,
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Filterkoeffizienten-
Nachstelleinheit für einen Entzerrer,
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines verallgemeinerten
Zweidraht-Vierdraht-Umsetzers in digitaler
Technik,
Fig. 9 ein Blockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
einer Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
gemäß der Erfindung,
Fig. 10 einen ersten Speicherteil der Nachstelleinheit
nach Fig. 9,
Fig. 11 einen zweiten Speicherteil der Nachstelleinheit
nach Fig. 9,
Fig. 12 ein Flußdiagramm des Filterkoeffizienten-
Nachstellprozesses.
Fig. 13 den gemäß der Erfindung verwendeten Multiplexer
und
Fig. 14 die Schnittstellenverbindungen zwischen der
Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit nach Fig.
9 und dem erfindungsgemäß verwendeten Multiplexer.
Die Fig. 1 zeigt, mit 10 bezeichnet, eine bekannte elektronische
Gabelschaltung, die folgende Funktionen ausübt:
- (1) Anpassung an den Eingangs-Scheinwiderstand der Leitung an ihren Anschlüssen 12 und 14, der in Fig. 1 als konzentrierter Scheinwiderstand Z L (16) dargestellt ist;
- (2) Minimierung des unerwünschten Echosignals vom Sendeweg 1 durch Bereitstellung eines Kompensationssignals auf dem Sendeweg 2, derart, daß am Ausgang des Empfangsverstärkers 18 das Sendesignal reduziert oder minimiert ist. Die Gabelschaltung 10 arbeitet wie folgt:
Die Scheinwiderstände Z₈ (20), Z L und Z₃ (22) und Z₄ (24)
bilden eine Brückenschaltung, bei der ein Sendeverstärker
26 die Spannungsquelle darstellt und ein Empfangsverstärker
18 als das Null-Instrument wirkt. Wenn die Brücke abgeglichen
ist, ist das Ausgangssignal des Empfangsverstärkers
18 gleich Null bei jedem Sendesignal. Gleichzeitig wird
jedes an den Adern a und b erscheinende Signal am Ausgang
des Verstärkers 18 empfangen. Somit sind unerwünschte Rückflüsse
vom Sendesignal eleminiert, so daß die Gabelschaltung
die Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung bewirkt. Der von Z L
gesehene Scheinwiderstand ist Z₈ und der dazu parallele
Scheinwiderstand Z₁ (28). Wenn Z₁ viel größer als Z₈ ist,
dann ist für die Übertragungsleitung der Leitungsabschlußwiderstand
gleich Z₈. In der Praxis ist Z₈ gleich einem
festen Wert, typischerweise 900 Ohm in Reihe mit 2,2 Mikrofarad,
Z₃ und Z₄ werden verändert oder so ausgewählt, daß
der geeignete Abgleich stattfindet und dadurch das unerwünschte
Rückflußsignal minimiert wird.
Die Nachteile dieser Schaltung sind die folgenden:
(1) Da Z₈ nicht bei allen Übertragungsleitungen gleich
Z L ist, ist die Rückflußdämpfung der Schaltung 10,
die definiert ist durch:
nicht unendlich, was der optimale Wert zum Minimieren von
Reflexionen von Signalen ist, die vom fernen Ende her empfangen
werden.
(2) Z₃ und Z₄ müssen auf einer Kompromißbasis, daß die
Schaltung für unterschiedliche Leitungen geeignet ist
ausgewählt werden, oder Z₃ und Z₄ müssen manuell oder automatisch
durch einen geeigneten Satz von Steuersignalen eingestellt
werden. Diese Steuersignale aktivieren dann ein
analoges Schaltnetzwerk, das geeignete Werte von Z₃ und Z₄
in die Schaltung einschaltet, entsprechend einem Regelungsprozeß.
(3) Die Mehrzahl der in der Schaltung nach Fig. 1 dargestellten
Scheinwiderstände sind komplexe Scheinwiderstände
und verlangen daher ob sowohl Widerstände als
auch Kondensatoren.
(4) Die Schaltung nach Fig. 1 ist grundsätzlich analoger
Art und eignet sich nicht zur Herstellung in kostengünstiger,
verbrauchsgünstiger und hochintegrierter digitaler
Technik.
(5) Die Schaltung nach Fig. 1 erfordert teuere, stabile
und hochgenaue Bauelemente, damit sie während der
Lebensdauer der Einrichtung, mit der zusammen sie verwendet
wird, zuverlässig funktioniert.
(6) Eingang und Ausgang der Vierdraht-Seite der Schaltung
nach Fig. 1 sind die Decodierer und Codierer
in dem in einem digitalen Vermittlungssystem verwendeten
Codec. Somit muß die Teilnehmeranschlußschaltung für eine
Vermittlungsstelle in digitaler Technik, um gut funktionieren
zu können, einen eigenen Codec und eine eigene Gabelschaltung
enthalten, zusätzlich zu den normalen Codec-
Filtern.
Die Fig. 2 zeigt allgemein, mit 100 bezeichnet, ein Blockschaltbild
einer digitalen Teilnehmeranschlußschaltung
gemäß der Erfindung, wobei die Funktion einer Zweidraht-
Vierdraht-Gabelschaltung unter Verzicht auf die früher verwendeten
diskreten analogen Bauelemente ausgeführt ist.
Auch die Schaltung 100 bildet für jede Übertragungsleitungscharakteristik
einen Leitungsabschlußscheinwiderstand, der
auf digitale Weise automatisch angepaßt wird. Diese Merkmale
ermöglichen den Aufbau einer hochintegrierten (LSI)
Schaltung, die die vollständigen Funktionen der elektronischen
Gabelschaltung und der Scheinwiderstandsanpassung
als Teil einer gesamten Codec-Funktion mit umfaßt, wobei
diese Funktionen auf einem einzigen hochintegrierten Baustein
(LSI) realisiert sind, ohne umfassende externe Abgleichs- oder Einstellschaltkreise
in Analogtechnik. Dies ergibt eine leistungsgünstige
Fernsprech-Teilnehmeranschlußschaltung mit niedrigem Leistungsverbrauch,
hoher Dichte und hoher Zuverlässigkeit.
Die Technik, auf der diese Schaltung beruht, wird nachstehend
beschrieben.
Wenn bei Fig. 1 der Scheinwiderstand Z₈ exakt gleich dem
Scheinwiderstand Z L über den Bereich von Übertragungsleitungen,
für den der Scheinwiderstand bestimmt ist, gemacht
werden könnte, dann könnten die Scheinwiderstände Z₃ und Z₄
gleich Ohmschen Widerständen gemacht werden, und es gäbe
keine Rückflußsignale und die Scheinwiderstandsanpassung
wird derart exakt, daß die Rückflußdämpfung, wie oben
beschrieben, maximal wäre. Die Schaltung nach Fig. 2 erreicht
dies durch Verwendung von digitalen Filterungs- und
Rückkopplungsverfahren ohne die Verwendung der früher gebräuchlichen
analogen Bauelemente. Bei der Fig. 2 ist der
Ausgangsscheinwiderstand der Schaltung 100, betrachtet
zwischen der a- und b-Ader 102 und 104 so ausgelegt, daß
er dem Eingangs-Scheinwiderstand der Leitung angepaßt ist.
Der Leitungsabschluß-Scheinwiderstand Z₈, der im Zusammenhang
mit Fig. 1 erwähnt ist, wird durch die digitale Schleife
der Schaltung 100 in digitaler Weise gebildet, wenn ein
Schalter 106 geschlossen ist, der über eine Leitung 112
einen Rückkopplungsweg vom Codiererweg 108 zum Decodierweg
110 herstellt.
Die Fig. 3B zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer
derartigen digitalen Bildung des Scheinwiderstandes. Ein
Sicherheitsverstärker oder g-Verstärker 200 ist eine Schaltungsanordnung,
die eine Eingangsspannung V X in einen
Ausgangsstrom - g V x umwandelt. Sie hat einen unendlichen
Ausgangs-Scheinwiderstand oder einen Ausgangsscheinleitwert
von Null. Diese Art von Schaltungsanordnung ist an sich
wohl bekannt. In ihrer einfachsten Form kann sie eine
Pentoden-Vacuumröhre sein oder ein Feld-Effekt-Transistor
wobei der Anodenstrom bzw. der Drainstrom proportional zur
Gitterspannung bzw. zur Gatter-Drain-Spannung ist.
In dem in Fig. 4 mit 200 bezeichneten Ausführungsbeispiel
ist ein Operationsverstärker mit hoher Leerlaufverstärkung
(Verstärkung gleich 10⁶) verwendet, mit einem Widerstand,
dessen Leitwert gleich g Siemens ist. In der Praxis ist der
Verstärker 200 der normale Ausgangsverstärker des Decodierers
114 und stellt kein zusätzliches Bauteil dar. Nur zum
Zwecke der Erläuterung ist er als funktionell getrennt
gezeigt. Der Decodierer 114 ist eine Schaltungsanordnung,
die ein digitales Signal in eine analoge Spannung umwandelt,
und diese Funktion kann mit bekannten Digital-Analog-
Wandlern verwirklicht werden. Das H-Filter ist ein digitales
Filter mit programmierbaren Koeffizienten, wie es im Zusammenhang
mit der digitalen Filterung wohl bekannt ist und
nachstehend noch erläutert wird. Dem H-Filter 116 ist eine
digitale Summierschaltung 118 (Fig. 3B) vorgeschaltet. Das
Vorfilter 120 dient dazu, die Bandbreite des Eingangssignals
des Decodierers 114 auf den interessierenden Bereich, d. h. auf
den Frequenzbereich unterhalb der Abtastfrequenz des Codierers
122, zu begrenzen, um eine spektrale Faltung zu vermeiden
und um den Geräuschabstand des Codierers 122 möglichst groß
zu machen. Das Vorfilter 120 kann aus einem einfachen passiven
Zweipol-Tiefpaß bestehen, da es Analog-Signale zu verarbeiten
hat.
Der Codierer 122 ist vorzugsweise ein Sigma-Delta-Codierer,
wie er vom Candy et al beschrieben ist. Das Nachfilter 124
bewirkt eine Bandbreitebegrenzung und sorgt in Kombination
mit dem Vorfilter 120 für eine insgesamt flache Tiefpaßfilterkurve,
so daß die zusammengesetzte Verstärkung im
interessierenden Frequenzband gleich 1 ist und außerhalb
dieses Bandes monoton abfällt.
In der derart definierten Anordnung gilt für den Frequenzgang
an den in Fig. 3B angegebenen Punkten:
Der Ausgangs-Scheinleitwert kann dargestellt werden als:
Y aus = Y L ′ + gH (Gl. 3),
wobei die Batteriespeisung 125, das Vorfilter 120 und die
Leitungslasten berücksichtigt sind.
In Fig. 3A ist die digitale Bildung eines Ausgangs-Scheinleitwerts
mit einer vereinfachten und verallgemeinerten
Schaltung dargestellt, die für vielfältige Anwendungsfälle
verwendet werden kann, bei denen ein spezifischer Ausgangs-
Scheinleitwert digital gebildet werden soll und bei denen
auch andere Analog-Digital- und Digital-Analog-Wandler als
die speziell für Fernsprecheinrichtungen vorgesehenen verwendet
werden. Die Schaltung kann auch als Codierer/Decodierer
verwendet werden. Das Vorfilter 250 hat die Funktion,
die Bandbreite des Eingangssignals Vin auf der Leitung 252
zu begrenzen, um eine spektrale Faltung aufgrund eines Abtastens
mit einer zu niedrigen Abtastfrequenz zu verhindern.
Nach der Analog-Digital-Umwandlung im Analog-Digital-Wandler
sorgt das Nachfilter 254 insgesamt für eine Tiefpaß-Charakteristik
des Analog-Digital-Wandler-Weges 256 mit einem
Verstärkungsfaktor 1. Der g-Verstärker 200 und das digitale
H-Filter 116 sind an anderer Stelle beschrieben. Das Vorfilter
258 des Digital-Analog-Wandlers sorgt für einen Verstärkungsfaktor
gleich gH im Digital-Analog-Wandler-Weg 260.
Das Nachfilter 262 eleminiert oder minimert die im Digital-
Analog-Wandler 264 auftretenden Quantisierungseffekte. Quantisierungseffekte
sind als das Rauschen definiert, das infolge
eines Fehlers bei der Annäherung an ein kontinuierliches
analoges Ausgangssignal entsteht.
Für den Fall, daß die Scheinwiderstände des Vorfilters und
der Batteriespeisung groß im Vergleich zu dem Scheinwiderstand
der Leitung sind, können sie vernachlässigt werden.
(in anderen Worten: wenn die Scheinleitwerte klein gegen
den Scheinleitwert der Leitung sind, können sie vernachlässigt
werden). Normalerweise ist die Batteriespeisung
so ausgelegt, daß sie diese Eigenschaft hat, um Signalverluste
und das Koppeln von unerwünschten Signalen in dem
Codec zu verhindern. Auch das Vorfilter kann so ausgelegt
werden, daß es diese Eigenschaft hat, wenn man einen großen
Reihenwiderstand oder den großen Eingangs-Scheinwiderstand
des Gattereingangs eines Feldeffekt-Transistors verwendet.
Unter diesen Bedingungen ist Y L ′ = Y L , und der Ausgangs-
Scheinleitwert ist:
Y aus = Y L + gH (Gl. 4).
Wenn gH gleich Y L gemacht wird ist:
und der Ausgangs-Scheinwiderstand der Schaltung ist an den
Leitungs-Scheinwiderstand angepaßt.
Entsprechend erscheint das verzögerte ausgesendete Signal
Vin gedämpft mit dem Faktor -1/2 an der Summierschaltung
270 der Fig. 3B. Wenn das digitale F-Filter 272 eine
Dämpfung mit dem Faktor 1/2 und eine absolute Verzögerung,
die der Umlaufverzögerung vom Eingang des H-Filters 116 zum
Ausgang des Nachfilters 125 entspricht, bewirkt, dann wird
das Ausgangssignal des F-Filters 272 das unerwünscht zurück
kommende Sendesignal Vin in der Summierschaltung 270 kompensieren,
so daß an deren Ausgang eine Spannung Vo erscheint,
die keinerlei Anteile des gesendeten Signals Vin enthält.
Die Realisierung des F-Filters 272 vereinfacht sich unter
diesen Bedingungen, da es aus einem einfachen Verzögerungselement
von der Art eines Schieberegisters bestehen kann.
Die Dämpfung mit dem Faktor 1/2 wird durch eine Rechtsverschiebung
des Binärwerks der Spannung Vin um eine Stelle
und Abrundung bewirkt.
Im Hinblick auf eine allgemeinere Anwendung dieser Technik
auf Fälle, bei denen die Immittanzen von der Art des Vorfilters
und der Batteriespeisung nicht vernachlässigbar,
jedoch bekannt sind, kann gH so geändert werden, daß die
Belastungen der Leitung durch die Immittanzen eleminiert
werden, d. h:
gH = Y L - Y x , (Gl. 6)
wobei Y x deren kombiniertem Scheinleitwert entspricht.
Unter diesen Umständen ändert sich die Umlaufverstärkung
(über den Codierweg 108 und den Decodierweg 110) in:
und der Nettoscheinleitwert an den Anschlüssen 102 und
103 von der Leitung aus gesehen bleibt gleich Y L .
Der zweite Term in Gleichung 7 bedeutet, daß das H-Filter
116 modifiziert werden muß, um Y x zu kompensieren, und daraus
folgt, daß das F-Filter 272 so modifiziert wird, das
gilt:
damit die unerwünscht zum Empfänger-Ausgang bei V₀ zurückkommenden
Sendesignalanteile ausgelöscht werden.
In der Darstellung nach der Z-Transformation gilt für das
H-Filter:
wobei Z ein Verzögerungsoperator ist und die Werte K programmierbare
Koeffizienten sind und wobei N und D Zähler-
und Nenner-Polynome sind. Die Pole und die Nullstellen des
Filters sind derart beschränkt, daß sie innerhalb des
Einheitskreises der Z-Ebene liegen.
Bezieht man das obige auf die Bildung von X L , so bedeutet dies,
daß Y L irgend eine Kombination von Widerständen, Kondensatoren
und Spulen sein kann, die nicht mehr als zwei Elemente, die
nicht Widerstände sind, enthält. Diese Beschränkung ist aber
keine zwingende Folge der Technik, sondern wurde nur gewählt,
um die Form des H-Filters 116 im Hinblick auf seine
Realisierung in hochintegrierter Technik zu vereinfachen,
derart, daß man ein einfaches rekursives digitales Filter
mit fünf Koeffizienten erhält. Außerdem stellt die vorstehend
erwähnte Beschränkung der Anzahl von Elementen, die
Y L bilden, eine gute praktische Näherung der Funktion dar.
Für andere Anwendungsfälle als Fernsprech-Teilnehmeranschluß-
Schaltungen kann die Definition des H-Filters 116 entsprechend
der Komplexität der zu berücksichtigenden Immittancen
auf der Basis der hier beschriebenen Technik erweitert
werden. Beispielsweise kann gH, das Y L - Y x entspricht,
in dem Fall, daß Y x ein Bauelement enthält, das kein Widerstand
ist, derart ausgelegt werden, daß diese Funktion in
ihrem Zähler und in ihrem Nenner Polynome dritten Grades
hat. Somit ist es möglich, daß Y L die oben angegebene
Beschränkung auf nicht mehr als zwei Elemente, die nicht
Widerstände sind, erfüllt.
Anhand von Fig. 5 wird nun die Filterkoeffizienten-Nachstell-
Einheit 130 beschrieben. Die Aufgabe, die Koeffizienten des
H-Filters 116 so einzustellen, daß gH gleich Y L (oder
Y L - Y x ) wird, erfüllt diese Nachstell-Einheit 130.
Die Nachstell-Einheit 130 prüft unter der Steuerung eines
Überwachungssystems routinemäßig, ob die Koeffizienten des
digitalen Filters richtig eingestellt ist und besorgt
deren Anfangsstellung. Die Nachstell-Einheit arbeitet
im sogenannten "OFF-Line-Betrieb" (nicht im Zeitintervall
eines Verbindungsaufbaus oder einer Verbindungsauslösung).
Die Koeffizienten-Nachstelleinheit kann leitungs
individuell sein oder sie kann im Zeitmultiplex-Betrieb an
N-Leitungen angeschaltet werden. Wenn die Filterkoeffizienten
einmal eingestellt sind, müssen sie nur noch unter
der Steuerung des Überwachungssystems in periodischen Zeitabständen
überprüft werden, da irgendeine vorgegebene Fernsprechleitungscharakteristik
sich normalerweise nicht von
einem Tag zum nächsten ändert. Dies erlaubt es, daß die
Koeffizienten-Nachstelleinheit von einer Vielzahl von
Teilnehmeranschlußschaltungen im Zeitmultiplexbetrieb
verwendet wird, so daß sich ihre Kosten auf eine Anzahl von
Leitungen aufteilen. Fig. 5 zeigt die Bedingungen, unter
denen die Nachstelleinheit nach der Erfindung arbeitet.
Die Schalter 106 und 107 nach Fig. 2 trennen das F-Filter
272 und die Rückkopplung über die Leitung 112 vom Codiererweg
108 ab, wenn sie geöffnet sind. Das H-Filter 116 befindet
sich im überbrückten Zustand (es ist zwischen
seinem Eingangs- und Ausgangsanschluß effektiv kurzgeschlossen,
d. h. es ist gH = 1).
Die Fig. 2 kann wie folgt beschrieben werden:
Der Codiererweg 108 enthält ein Codierer-Vorfilter 133,
einen Sigma-Delta-Codierer 135 und ein Filter 137 mit
Dezimator- und Tiefpaßfunktionen. Das Ausgangssignal des
Filters 137 und das Ausgangssignal des F-Filters 272 werden
in einer digitalen Summierschaltung 139 zueinander addiert,
und es entsteht dabei ein zwischenzeitliches Empfängerausgangssignal
auf der Leitung 141, das in einem Empfangsfilter
143 gefiltert wird.
Das Filter 143 liefert an seiner Ausgangsleitung 145 das
Vierdraht-Empfangssignal der Teilnehmeranschlußschaltung.
Das Vierdraht-Sendesignal auf der Leitung 147 wird in einem
Sendefilter 149 gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters
149, ein zwischenzeitliches Sende-Eingangssignal, wird über
eine Summierschaltung 151 dem digitalen Filter 116 zugeführt,
wo dieses zwischenzeitliche Sende-Signal zu dem
Signal addiert wird, das auf der Leitung 112 dann als Rückkopplungssignal
erscheint, wenn unter der Steuerung des
Multiplexers 130 der Schalter 106 geschlossen ist. Vor der
Decodierung im Decodierer 114 wird das gefilterte Signal
nochmals in einem interpolierenden Filter 153 gefiltert.
Der Vollständigkeit wegen sind programmierbare Signalgeneratoren
155 gezeigt, bezüglich deren Einzelheiten
auf die US-PS 41 61 633 verwiesen wird. Der Zentralteil 130,
der im wesentlichen den Multiplexer 157 und die Koeffizienten-
Nachstelleinheit 159 enthält, weist Mittel auf, um
Steuerkoeffizienten für 1 bis N Teilnehmeranschlußschaltungen,
wie bei 157 allgemein gezeigt, zu verteilen. Außerdem
enthält der Zentralteil einen digitalen Referenzgenerator
161.
Ein Fernsprechapparat am teilnehmerseitigen Ende der Leitung
wird durch eine Betriebsüberwachungshandlung in den Zustand
des Schleifanschlusses gebracht. Der Referenzgenerator 161
liefert an einen Testsignal-Eingang ein Bezugssignal mit
gleichmäßiger Energieverteilung innerhalb des normalen
Betriebsfrequenzbandes und mit verschwindender Energie
außerhalb dieses Bandes. Das Ausgangssignal O (Z) ist dann
korrekt, wenn (Fig. 5)
E(Z) = O,
wobei Z der Verzögerungsoperator ist, und (Gl. 10)
E(Z) = O(Z) = R(Z) Z -L (Gl. 11)
Der Term Z -L kompensiert die bekannten absoluten Abtastverzögerungen,
die das Signal auf dem Weg über die Schleife
erfährt. Unter diesen Bedingungen gilt:
Dies ist das erwünschte Ergebnis, und die daraus folgenden
Koeffizienten K₀, K₁, K₃, K₄ sind richtig eingestellt gewesen
und können in das H-Filter 116 für den normalen Betrieb
geladen werden. Zu Beginn des Nachstellvorgangs wird
das H-Filter 116 mit Versuchskoeffizienten oder mit den
zuvor gültigen Koeffizienten geladen, damit die Einstellung
rasch konvergieren kann. Die Nachstell-Einheit löst einen
Satz von simultanen partiellen Differentialgleichungen,
um das mittlere Quadrat G zwischen R (nT-LT) und O(nT)
als Funktion der Koeffizienten K k zu minimieren. Dies wird
dargestellt als:
Entsprechend der bekannten Theorie, die beispielsweise von
Lucky & Rudin in BSTJ, Nov. 1967 und von Weiner in MIT
Press, veröffentlicht 1964, Appendix B, "Time Series
Analysis" beschrieben ist.
Die Ausgangssignale P₀(nT), P₁(nT), usw. stellen die
partiellen Ableitungen O(nT) nach den Filterkoeffizienten dar.
Diese Ausgangssignale werden multipliziert mit E(nT), summiert,
und in periodischen Zeitabständen wird die Summe abgerundet
und ergibt die Ausgangssignale C k , die eine Aktualisierung
der Polynome N(Z -1) und D(Z -1) mit neuen Koeffizienten ermöglichen
gemäß der Gleichung:
K k neu= K k alt - C k Δ (Gl. 14)
wobei Δ ein Incrementwert oder Faktor zur Einstellung
der Schrittweite ist. Diese Abrundungstechnik und die
Mittel zur Anwendung der Gleichung 14 ist auf dem Gebiet
der automatischen Entzerrer für nichtrekursive Entzerrerstrukturen
bekannt. Die Schaltung nach Fig. 5 jedoch realisiert
die Funktion eines automatischen Entzerrers bei
einer rekursiven Entzerrerstruktur. Die Schaltung nach
Fig. 5 liefert die Werte P k , welche die Wechselwirkung
der Koeffizienten K k berücksichtigen, die bisher als einer
der begrenzenden Faktoren bei rekursiven Entzerrerstrukturen
betrachtet worden ist. Dies mag einer der Gründe sein, daß
nichtrekursive Entzerrerstrukturen bisher vorherrschend
waren, nämlich wegen der ihnen eigenen Einfachheit der
partiellen Funktionen der automatischen Entzerrer aufgrund
der Kriterien des mittleren Fehlerquadrats. Solche nichtrekursiven
Strukturen der bisher bekannten Art erfordern
30 bis 60 komplexe Koeffizienten, wogegen eine rekursive
Struktur entsprechend der vorliegenden Erfindung nur fünf
Koeffizienten benötigt und somit zu einer erheblichen Vereinfachung
der Schaltungskomplexität führt.
Aus dem Blockschaltbild der Fig. 5, das die Arbeitsweise
des rekursiven Entzerrers zeigt, hat sich ergeben, daß die
relevanten Gleichungen die folgenden sind:
Unter Verwendung der vorstehenden Gleichungen in einem
interativen Prozeß werden die Koeffizienten des H-Filters
116 kontinuierlich aktualisiert bis zu einem Punkt, wo die
Werte C k vernachlässigbar gegenüber Werten δ k sind:
C k ≦ δ k (Gl. 24)
Die Werte für δ k sind vom Geräusch und von anderen Faktoren
abhängig und werden empirisch vorausbestimmt.
Wenn das Kriterium nach Gleichung 24 erfüllt ist, hat die
Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit ihre Aufgabe erfüllt
und kann einer anderen Fernsprechleitung zugewiesen werden.
Die für die Koeffizienten K k erhaltenen Werte werden in das
H-Filter geladen. Für den Fall, daß Y x = 0 ist, so ist die
Übertragungscharakteristik des F-Filters einfach 1/2 bei
einer absoluten Verzögerung, die der Umlaufverzögerung durch
die digitalen Filter entspricht, welche in der Darstellung
nach der Z-Transformation mit Z -L angegeben werden kann.
Für den Fall, daß Y x ≠ 0 ist, ergibt der Entzerrungsvorgang:
Um den erforderlichen Wert für gH zu erhalten, muß die bekannte
Größe Y x , multipliziert mit zwei, subtrahiert werden:
In diesem Falle muß die Anzahl der partiellen Funktionen
P k vergrößert werden, um Polynome dritten Grades für N(Z -1)
und D(Z -1) verwenden zu können, was notwendig ist, wenn
für Y x (Z) ein Polynom ersten Grades gelten soll.
Unter diesen Bedingungen gilt für das F-Filter:
Dieser Wert für das F-Filter 272 kann im Betriebsüberwachungssystem
aus den Entzerrungsergebnissen, die bei der Bestimmung
von gH erhalten worden sind und aus dem bekannten Wert
für Y x berechnet werden. Alternativ dazu kann der Wert von
F auch direkt bestimmt werden. Diese Operation wird wie
folgt durchgeführt:
Die Koeffizienten des H-Filters 116 werden geladen, der
Schalter 106 im Rückkopplungsweg 112 der Fig. 2 wird durch
Schaltersteuersignal aus dem Multiplexer 157 geschlossen,
der Schalter 107 im Weg des F-Filters 272 wird geöffnet,
und der Nachstellvorgang in der Nachstelleinheit 130 läuft
an. Diese Operationsfolge ergibt:
und somit ist:
Das vorstehende liefert Koeffizienten für ein rekursives
Filter der gleichen Art wie das H-Filter 116 mit Polynomen
dritten Grades für N(Z -1) und D(Z -1) bei einem Polynom
ersten Grades für Y x . Die jeweilige Schaltungsrealisierung
des H- und F-Filters kann in bekannter Technik geschehen.
Die Fig. 6 zeigt verallgemeinerte H- und F-Filter 116
und 272 zur Verarbeitung von Polynomen mit dem Grad k/2
für N(Z -1) und D(Z -1) entsprechend der Gleichung 30.
Die Koeffizienten und Daten werden in einem Halbleiter-
Schreib-Lese-Speicher gespeichert, der aus Stapelspeichern
300 und 302 und aus umlaufenden Stapelspeichern 304 und
306 aufgebaut ist, um das Holen und das Speichern der Information
zu erleichtern. Zu jedem Abtastzeitpunkt T werden
Ausgangsdaten von Stapelspeichern 300 bis 306 einer Multiplizier/
Summierschaltung 308 zugeführt, die das erforderliche
Ausgangssignal Y n , das auf der Leitung 310 erscheint, durch
aufeinanderfolgendes Multiplizieren und Akkumulieren der
Ergebnisse entsprechend der Gleichung 31 berechnet.
Wenn die Schalter S₁ (312) und S₂ (314) in der Stellung 1
sind, wird der erste Ausdruck K₀X n berechnet. S₁ wird in die
Stellung 3 gebracht, und die x-Terme werden berechnet.
Nach dieser Berechnung werden S₁ und S₂ in die Stellung 2
gebracht und die Y-Terme berechnet. Somit werden k + 1
Multiplikations/Additionsoperationen durchgeführt.
Dies kann leicht innerhalb der Abtastperiode geschehen,
wenn der gleiche Speicher und Multiplizierer 308 und
Akkumulator 316 für das H- und das F-Filter verwendet wird.
Somit handelt es sich bei einem H- und F-Filter mit jeweils
sechs Koeffizienten (k=6) um 14 Multiplikations/Additionsoperationen,
wobei etwa eine Mikrosekunde für jede solche Operation
erlaubt ist, so daß eine Abtastperiode von T von
14 Mikrosekunden ausreichen kann. Polynome höheren Grades
können verarbeitet werden, wenn bei den Rechen- und Speicheroperationen
um einiges mehr im Parallelbetrieb gearbeitet wird.
Andere Formen von rekursiven Filtern sind möglich, und die
Filterstruktur nach Fig. 6 soll nur ein Beispiel darstellen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung können verschiedene Ausführungen
der Koeffizienten-Nachstelleinheit realisiert
werden. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel verwendet Halbleiter-
Schreib-Lese-Speicher, ein Rechen- und Steuerwerk und
eine Ansteuerlogik zur digitalen Signalverarbeitung unter
Anwendung der den oben angegebenen Gleichungen zu Grunde
liegenden Prinzipien. Im übrigen können auch andere Algorithmen
als der Algorithmus des mittleren Fehlerquadrats
zur Bestimmung der Koeffizienten des H- und F-Filters verwendet
werden, auch wenn dieser Algorithmus in dem hier
behandelten Ausführungsbeispiel als Basis für die Arbeitsweise
der Nachstelleinheit dient. Beispielsweise beruht der
beschriebene Algorithmus auf der Bestimmung der Werte von
C k über eine Periode von Abtastintervallen, die gleich NT
ist. Jedes Mal, wenn die Werte für C k berechnet werden,
werden die Koeffizienten K k nach jeweils N Abtastintervallen
aktualisiert, so daß gilt:
und die neuen Koeffizientenwerte werden aufgrund der Komponenten
C k des Gradientenvektors gemäß der Gleichung 33
berechnet:
K k (m) = K k (m-1) - C k (m) (Gl. 33)
Vereinfacht man die Berechnung von C k durch die Näherung:
C k (nT) = Signum P k (nT) · Signum E (nT), (Gl. 34)
so können die Koeffizienten K k nach jedem Abtastintervall
T aktualisiert werden, wodurch eine schnellere Konvergenz
gegen die Endwerte möglich ist und wodurch sich der
erforderliche Schaltungsaufwand reduzieren läßt. Dieser
Algorithmus ist eine Vereinfachung, die eine Näherung an die
Leistungsfähigkeit des auf dem mittleren Fehlerquadrat beruhenden
Algorithmus eines rekursiven Filters darstellt, und
die besonders dann Vorteile hat, wenn auf eine rasche
Konvergenz und auf einen verringerten Schaltungsaufwand
Wert gelegt wird.
Die zur Bildung der partiellen Ausgangssignale P k verwendeten
digitalen Filter können für das F- und H-Filter in gleicher
Weise realisiert werden.
Anhand der Fig. 9 wird nun ein Blockschaltbild eines speziellen
Ausführungsbeispiels der Nachstelleinheit 159 erläutert.
Ein im Zeitmultiplex betriebenes Rechen- und Steuerwerk
500 führt mit der im Speicher 502 gespeicherten Information
aufeinanderfolgende Rechen- und Logikoperationen aus,
unter der Steuerung von Ausgangssignalen der Ansteuerlogik
504, die mit dem Takt eines Taktgebers 506 synchronisiert
sind. Die Taktfrequenz des Taktgebers 506 ist wiederum synchronisiert
mit einem Daten-Abtasttaktsignal und ist ein Vielfaches
davon. Der erste und der zweite Schreiblesespeicher
508 und 510, die zusammen den Speicher 502 bilden, werden
von einer Reihe von Steuerwörtern gesteuert, von denen jedes
auch die Arbeitsweise des Rechen- und Steuerwerks 500
steuert.
Externe Steuerwörter auf der Leitung 512 werden von einem
Schieberegister 513 zu Steuertorschaltungen 514 weitergeschoben,
um Steuerwörter auf der Leitung 516 unter der
Steuerung der Ansteuerlogik 504 bereitzustellen. Konstanten
können unter externer Steuerung in den Speicher 502 geladen
werden, die Speicherinhalte können extern geprüft
werden, und der Nachstellvorgang kann extern gestartet
werden. Wenn der Nachstellvorgang geschlossen ist, wird
ein logisches Ausgangssignal EC abgegeben.
Die Fig. 10 zeigt den Aufbau des ersten Speichers 508, der
aus vier Stapelspeichern 520, 522, 524 und 526 besteht,
wobei die funktionellen Einzelheiten des Stapelspeichers
502 gezeigt sind.
Die Stapelspeicher 522, 524 und 526 arbeiten in gleicher
Weise wie der Stapelspeicher 520. Jeder Stapelspeicher
520 bis 526 arbeitet so, daß jedes neue Eingangswort auf
den Speicher-Sammelleitungen 528 und 530 das letzte der
zuvor in den Stapelspeicher eingegebenen Wörter ersetzt.
Dies ist eine sogenannte "First in - last out" (FILO)-
Arbeitsweise. Jeder Datenplatz in jedem Datenspeicher kann
direkt adressiert oder ausgelesen werden. Der Stapelspeicher
520 speichert die Wörter A(n), A(n-1). . . , der Stapelspeicher
520 speichert Po(n), Po(n-1). . . , der Stapelspeicher 524
speichert P 1 (n), P 1 (n-1) . . . und der Stapelspeicher 526
speichert P 3 (n), P 3 (n-1) . . . . Der Decodierer 532 decodiert die
Steuerwörter, die von der Leitung 516 kommen, und leitet
daraus die einzelnen Steuersignale für jeden Stapelspeicher
ab. Das Ausgangssignal jedes Lesevorgangs wird im Speicherregister
534 gespeichert und bildet ein Eingangssignal
des Rechen- und Steuerwerks 500.
Die Fig. 11 zeigt die Organisation des zweiten Speichers
510 (Fig. 9), das Speicherabschnitte 540, 542, 544 und 546
enthält. Der Speicherabschnitt 540 speichert Konstanten
K k , einschließlich K₀ bis K₄. Der Speicherabschnitt 542
speichert Datenwörter w k einschließlich δ₀ bis δ₄. Der
Speicherabschnitt 544 speichert Datenwörter R(n) aus dem
Referenzgenerator 181, die über ein Schieberegister 548
eingespeichert werden. Der Speicherabschnitt 546 speichert
E(n). Alle Einspeichervorgänge oder alle Auslesevorgänge
in oder aus allen Speicherabschnitte(n) können getrennt voneinander
durch geeignete Steuerwörter gesteuert werden,
die im Decodierer 550 decodiert werden. Jedes adressierte
Datenwort in jedem der Speicherabschnitte 540 bis 546
wird bei seiner Adressierung über eine Torschaltung 554 in
ein Speicherregister 552 eingegeben. Der Speicherabschnitt
544 ist als Stapelspeicher aufgebaut, in dem jedes gespeicherte
Datenwort R(n), R(n-1) . . . R(n-1) direkt adressiert
werden kann. Das Rechen- und Steuerwerk 500 hat als
Eingangssignale die Ausgangssignale der Register 534
des Speichers 508 und 552 des Speichers 510 (Fig. 9).
Das Rechen- und Steuerwerk führt mit seinen Eingangssignalen
die Rechenoperationen durch, und gibt darauf die
Ergebnisse in seinen Akkumulator 556 ein. Darauf werden
die Ergebnisse ausgespeichert und unter der Steuerung der
Ansteuerlogik 504 in den Speicher übernommen.
Die tatsächlichen arithmetischen und logischen Operationen,
die das Rechen- und Steuerwerk 500 durchführt, werden nachstehend
zusammengefaßt:
FunktionOperation
MultiplizierenC(R 1) · C(R 2) → ACC
Multiplizieren/AddierenC(R 1) · C(R 2) + C(ACC) → ACC
Subtrahieren/AddierenC(= R 1) = C (= R 2) + C (ACC) → ACC
InkrementierenC(M 2) + LSB → M 2
DekrementierenC(M 2) - LSB → M 2
Komplementieren von ACC falls negativfalls Signum ACC negativ:
2 N -C (ACC) → ACC Nullsetzen von ACCWert "0" →ACC StartenBeginn des Nachstellprozesses
2 N -C (ACC) → ACC Nullsetzen von ACCWert "0" →ACC StartenBeginn des Nachstellprozesses
Im obigen bedeutet LSB das niedrigstwertige Bit (LSB = least
significant Bit).
Zur Durchführung der Multiplikation werden die Inhalte der
Speicherregister 534 und 552 multipliziert und das Produkt
in den Akkumulator 556 eingespeichert.
Zur Durchführung der Multiplikation/Addition werden die Inhalte
der Speicherregister 534 und 552 multipliziert und das
Ergebnis zum Inhalt des Akkumulators 556 hinzuaddiert.
Zur Durchführung der Subtraktion/Addition werden die Inhalte
von einem oder von beiden Registern 534 und 552 zum
Inhalt des Akkumulators 556 hinzuaddiert, wobei unter der
Steuerung eines Feldcodes geeignete Vorzeichenänderungen
vorgenommen werden.
Zur Durchführung der Inkrementierung oder der Dekrementierung
werden die Inhalte des jeweiligen Speicherplatzes vergrößert,
wenn das Vorzeichen eines Akkumulatorinhalts 560
negativ ist und verkleinert, wenn dieses Vorzeichen positiv
ist, d. h. entsprechend dem Feldcode.
Zur Durchführung der Funktion "Komplementieren von ACC,
falls neg." wird das Vorzeichen des Akkumulatorinhalts in
ein positives geändert, wenn es negativ ist.
Zur Durchführung der Funktion "Umsetzen von ACC" wird der
numerische Wert Null in den Akkumulator eingespeichert.
Zur Durchführung des Startens, welches das externe Laden von
Konstanten erlaubt, wenn ein externes Schreibsteuersignal
vorhanden ist, wird der Akkumulatorinhalt gelöscht, und
die Kennzeichenbit des Akkumulators bei 562 werden zurückgesetzt.
Die Struktur des von der Ansteuerlogik 504 abgegebenen
Steuerworts das über die Leitung 516 in die Speicher 534
und 552 eingegeben wird, weist beispielsweise ein 6-Bit-Feld
für den Speicher M 1 auf, ein 7-Bit-Feld für den Speicher
M 2 und ein 5-Bit-Feld für das Rechen- und Steuerwerk 500.
Somit hat jedes Steuerwort 18 Bits. Diese Aufteilung
des Steuerworts läßt sich wie folgt darstellen:
Ein Flußdiagramm der Arbeitsweise der Nachstelleinheit zeigt
die Fig. 12. Der Ablauf ist wie folgt:
Durch ein externes Startsignal auf der Leitung 570 wird ein
auf der Leitung 572 erscheinendes Kennzeichensignal, das den
Abschluß eines Nachstellvorgangs bedeutet, zurückgesetzt,
und es werden Speicherplätze und der Akkumulator 556 und die
dazugehörigen Register gelöscht. Wenn ein externes Schreibsignal
auf der Leitung 574 vorhanden ist, erlaubt es die
Ansteuerlogik 504, daß die Anfangswerte K k und δ k über ein
Schieberegister 576 extern geladen werden. Wenn kein externes
Schreibsignal vorhanden ist, werden die gespeicherten Werte
K k und δ k über die Ansteuerlogik 504 bereitgestellt.
Die Werte A(n) und R(n) werden zu den Abtastzeitpunkten nT
von außen her bereitgestellt. R(n) und A(n) werden in ihre
Speicher 520 bzw. 548 eingegeben. A(n-2) wird in das Register
534 des Speichers M 1 geholt, und K 2 wird in das Register
552 des Speichers M 2 geholt. Ihr Produkt wird vom
Rechen- und Steuerwerk 500 berechnet und im Akkumulator
556 behalten. Auf ähnliche Weise wird A(n-1) · K₁ darauf
berechnet und zum Inhalt des Akkumulators 556 hinzuaddiert.
Darauf wird A(n) zum Inhalt des Akkumulators hinzuaddiert.
Die rückzukoppelnden Po-Terme werden vom Akkumulatorinhalt
subtrahiert gemäß der Gleichung:
neues Po(n) = A(n) + K₁A(n-1) + K₂A(n-2) - K₃Po(n) - K₄Po(n-1) (Gl. 35)
Diese Operation entspricht der Funktion
die in Fig. 5 gezeigt ist. Das Ergebnis Po(n) wird in den für
Po vorgesehenen Stapelspeicher 522 eingespeichert.
Der Term P₃(n) am Ausgang des Filters, der der Übertragungsfunktion
entspricht (Fig. 5), wird in ähnlicher
Weise berechnet gemäß:
neues P₃(n) = -KoPo(n-1) -P₃(n) K₃ - P₃(n-1) K₄ (Gl. 36)
Und das Ergebnis wird in den P₃ vorgesehenen Stapelspeicher
526 eingespeichert.
Auf ähnliche Weise wird P₁(n) berechnet und in den Stapelspeicher
P₁ eingespeichert gemäß:
neues P₁(n) = KoA(n -1) - P₁(n) · K₃ - P₁(n -1) · K₄, (Gl. 37)
was der in Fig. 5 angegebenen Filterfunktion
entspricht.
Der Fehlerterm wird berechnet nach:
E(n) = Po(n)Ko + R(n -1) (Gl. 38)
E(n) wird behalten, d. h. gespeichert an dem dafür vorgeschriebenen
Platz. Diese Operation entspricht der Funktion
der bei Fig. 5 oben rechts gezeigten Summierschaltung.
Die Werte C k werden auf der Grundlage der im vorstehenden
beschriebenen Näherung berechnet. Zu dieser Operation gehört
das Incrementieren oder Decrementieren von K k aufgrund
des Vorzeichens der Komponenten C k des Gradientenvektors,
d. h.,
C k (n) = P k (n) E(n)bei negativem Vorzeichen: K k erhöhen
bei positivem Vorzeichen: K k erniedrigen (Gl. 39)
Der Absolutbetrag von C k wird berechnet durch Ändern des
Vorzeichens von C k , falls es negativ ist. Der entsprechende
Wert δ k wird vom Absolutbetrag von C k subtrahiert. Falls die
Differenz im Akkumulator positiv ist, wird das Kennzeichen
gleich 1 gesetzt. Falls die Differenz negativ ist, bleibt
das für das Kennzeichen vorgesehene Flip-Flop unverändert,
d. h.,
|C k | - w k = + : Kennzeichen setzen
= - : Kennzeichen zurückgesetzt lassen
= - : Kennzeichen zurückgesetzt lassen
Dieser Schritt wird für jede Komponente des C k des Gradientenvektors,
d. h. für C₀ bis C₄ durchgeführt. Am Ende dieser
Prozedur wird der Wert des Kennzeichens geprüft und falls
das Kennzeichen gleich 0 ist, was bedeutet, daß keine
Komponente C k den entsprechenden Wert δ k überschritten hat,
dann ist der Nachstellvorgang abgeschlossen. Wenn jedoch
das Kennzeichen gleich 1 ist und damit andeutet, daß einer
oder mehrere Werte von C k den ihnen entsprechenden Wert
δ k überschritten hat, dann ist der Nachstellvorgang nicht
abgeschlossen, und der Zyklus muß wiederholt werden. Die
Ansteuerlogik 504 kehrt zurück zum Schritt 2, um das nächste
Abtastsignal, das nach einem Intervall T auf das vorausgehende
Abtastsignal erfolgt, zu erwarten. Wenn das Kennzeichen
gleich 0 ist, wird das den Abschluß eines Nachstellvorgangs
anzeigende Signal EC zur externen Erkennung ausgegeben und
die Prozedur abgeschlossen, so daß das externe System die
Werte von K₀ bis K₄ aus dem Speicher zum externen Gebrauch
auslesen kann. Zu diesem Zeitpunkt kann dann die Nachstellschaltung
einer anderen Teilnehmeranschlußleitung zugeteilt
werden.
Was die Ausführungszeiten betrifft, so muß die Nachstelleinheit
die Schritte 2 bis 9 in einer Zeit abschließen,
die kleiner oder gleich dem Abtastintervall T ist. Bei der
derzeit üblichen Abtastung beträgt das Abtastintervall 125
Mikrosekunden, was einer Abtastfrequenz von 4 kHz entspricht.
Geht man davon aus, daß während der Schritte 2 bis 9 maximal
50 Steuerwörter zu verarbeiten sind, so muß jedes Steuerwort
in etwa 2 Mikrosekunden verarbeitet werden. Im ungünstigsten
Fall bedeutet ein Steuerwort das Holen zweier Wörter aus
dem Speicher 508 und dem Speicher 510 das Multiplizieren
dieser Wörter und das Addieren ihres Produkts zum Inhalt des
Akkumulators. In diesem Fall können folgende Anforderungen
an die Ausführungszeiten aufgestellt werden:
Speicherzugriff:0.5 Mikrosekunden
Multiplizieren1.0 Mikrosekunden
Addieren0.5 Mikrosekunden
Insgesamt:2.0 Mikrosekunden.
Diese Anforderungen verlangen Parallelübertragungen
zwischen den verschiedenen Registern und arithmetische
Operationen im Parallelbetrieb. Bei einer 13-Bit-Arithmetik,
die den Fernsprechanforderungen genügt; sind diese Leistungsmerkmale
bei der heutigen Technik der hochintegrierten
Schaltkreise (LSI) erreichbar, wenn man die hier beschriebene
Entzerrerstruktur verwendet.
Gegenwärtig handelsübliche und allgemein verwendbare Mikrorechner,
die 8 bis 16 Bits parallel verarbeiten können, wären
nicht in der Lage, die obigen Leistungsanforderungen zu
erfüllen, wenn eine standardmäßige Programmierung verwendet
wird. Die neuen vorstehend beschriebenen Merkmale der hier
erläuterten Struktur einer Nachstelleinheit ermöglichen es
aber, diese Leistungsanforderungen zu erfüllen. Eine kurze
Zusammenfassung dieser neuen Merkmale ergibt unter anderem
die folgende Aufstellung:
- (1) Speicheraufteilung in mehrere Speicherabschnitte, die gleichzeitig adressierbar sind,
- (2) spezielle Speicherorganisation, die die erforderlichen Operationen erleichtert (direkt adressierbare Stapelspeicher),
- (3) die Fähigkeit der Parallelarithmetik in bezug auf das Multiplizieren und Addieren,
- (4) Mikrocodierte Steuerwörter, die gleichzeitig die Speicher und das Rechen- Steuerwerk steuern,
- (5) Steuerwörter, die direkt auf die erforderliche spezifische Operation bezogen sind, z. B. Multiplizieren/ Addieren, Komplementieren von ACC, falls neg., Inkrementieren, Dekrementieren.
Eine alternative Ausführungsform der vorstehend beschriebenen
Nachstelleinheit läßt sich verwirklichen, wenn man
einen allgemein verwendbaren Signalprozessor zugrunde legt,
der spezielle Fähigkeiten hinsichtlich arithmetischer
Operationen und Speicheroperationen hat. Ein vereinfachtes
Blockschaltbild eines solchen allgemein verwendbaren Prozessors
ist in Fig. 7 gezeigt.
Die beschriebenen Schaltungen sind alle in digitaler hochintegrierter
Technik realisierbar. Fügt man die Rückkopplungs-
und Vorwärtskopplungsschleifen und die F- und
H-Filter hinzu und ersetzt man den standardmäßigen Ausgangsverstärker
des Decodierers durch einen Steilheitsverstärker,
so ist es möglich, eine vollständige Teilnehmeranschlußschaltung
auf einem einzigen hochintegrierten Baustein zu
verwirklichen. Die F- und H-Filter sind einfache rekursive
Filter, die in einem Codec-Baustein oder in einem Codec-
Filter-Baustein mit eingebaut werden können. Somit ermöglicht
die vorliegende Erfindung den Verzicht auf eine
analoge Zweidraht-Vierdraht-Gabelschaltung nach dem Stand
der Technik und auf diskrete Abschluß- und Abgleichs-
Netzwerke, da diese durch die programmierbaren digitalen
vorstehend beschriebenen hochintegrierten Schaltkreise
ersetzt werden können. Dies führt zu geringeren Kosten bei
der Herstellung, bei der Installation und bei der Betriebsüberwachung
und bringt darüberhinaus eine Verbesserung
der Leistungsmerkmale.
Wenn auch nichtrekursive Filter als H- und F-Filter verwendbar
sind, so würden doch ihre Kosten höher sein als bei den
beschriebenen rekursiven Filtern.
Man hätte auch eine nichtrekursive Filterkoeffizienten-
Nachstelleinheit gemäß dem Stand der Technik entweder für
nichtrekursive oder rekursive F- und H-Filter verwenden
können, jedoch wäre dies ungünstiger als die vorstehend
beschriebene Lösung. Die nichtrekursiven Filterstrukturen,
die durch eine nichtrekursive Nachstelleinheit gegeben sind,
könnten in eine rekursive Struktur der beschriebenen Art
umgewandelt werden, wenn man den Algorithmus von Fletcher-
Powell anwendet. Dieser ist beschrieben von Deczky:
"Synthesis of Recursive Digital Filters", IEE Trans. Audio
Electro Acoust. Vol. AU-20, Oct. 1972, Seiten 257 bis 263.
Aber auch diese Technik erfordert einen wesentlich größeren
Schaltungsaufwand als die vollkommen rekursive Struktur
gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Speicher 330 nach
Fig. 7 enthält verschiedene Speicherabschnitte, den Speicherabschnitt
336 zur Speicherung der Koeffizienten C k , den
Speicherabschnitt 338 zur Speicherung von Koeffizienten K k ,
den Speicherabschnitt 340 zur Speicherung von Korrelationssummen,
den Speicherabschnitt 342 zum Speichern der Werte
Δ k und δ k , den Speicherabschnitt 344 zum Speichern von
Zwischenergebnissen
und den Speicherabschnitt
346 zum Speichern eines Steuerprogramms zum Zugriff
zu den gespeicherten Daten entsprechend den von einer Ansteuerlogik
332 bereitgestellten Adressen. Die Berechnung
erfolgt mit Hilfe eines Rechenwerks 334.
Die Fig. 8 zeigt einen verallgemeinerten digitalen Zweidraht-
Vierdraht-Umsetzer für Vollduplex-Signale auf der Leitung
400.
Der Kodierer hat eine Verstärkung von 1 und enthält ein Vorfilter 402
für den Analog-Digital-Wandler 403 und ein digitales Nachfilter 406.
Die Schaltung nach Fig. 1 arbeitet in der gleichen Weise wie die nach
Fig. 3, und die Impedanzanpassung an die Fernsprechleitung geschieht
ähnlich. Der Dekodiererweg, der einen Digital-Analog-Wandler 406,
ein dazugehöriges Vorfilter 408 und ein dazugehöriges Nachfilter 410
enthält, wandelt die von der Leitung 412 herkommenden Sendesignale in
Analogsignale um, die über die Leitung 400 ausgesendet werden. Ein
Steilheitsverstärker 414 sorgt für einen unendlichen Ausgangs-Scheinleitwert.
Die automatische Koeffizienten-Nachstelleinheit 130 (Fig. 2)
liefert aktualisierte Filterkoeffizienten und Steuersignale für das
H-Filter 416 und das F-Filter 418, so daß am Ausgang einer Summierschaltung
420 unerwünschte Rückflußsignale unterdrückt sind. Die Rückkopplung
vom Kodierer und das F-Filter 418 wird durch Schalter 422 und 424 eingeschaltet,
wobei diese beiden Schalter von der Nachstelleinheit 130
(Fig. 2) gesteuert werden.
Der Multiplexer 157 (der in Fig. 2 allgemein beschrieben ist), ist in
Fig. 13 ausführlicher dargestellt. Der Multiplexer ermöglicht es, die
Nachstelleinheit in Zeitmultiplex für eine Vielzahl von Leitungen 1
bis N zu verwenden. Der Multiplexer 157 bestimmt, welche Leitung an
die Nachstelleinheit anzuschalten ist. Er verarbeitet im Zeitmultiplex
die Signale A (n) von der Vielzahl der Teilnehmeranschlußschaltungen
und verteilt die Filterkoeffizienten, die Schaltersteuersignale und die
Steuersignale für die Betriebsarten der Filter und das Bezugssignal des
Referenzgenerators 161 auf die Leitung, die gesteuert vom Betriebsüberwachungssystem
jeweils ausgewählt ist.
Signale R (n) vom digitalen Referenzgenerator 161 gelangen über eine
Torschaltung 600 auf die Leitungen 1 bis n, wobei R (n) über UND-Schaltungen
ADD 1 bis ADD N, die über eine Logik 602 vom Betriebsüberwachungssystem
angesteuert werden, an jeweils eine der n-Ausgangsleitungen gelangt.
Die geeignete Adresse wird durch ein Schieberegister 604 durchgeschoben,
dekodiert in einem Dekodierer 606 und, wie gezeigt, der Logik 600 zugeführt.
Die Taktsignale und die Steuersignale und die Betriebsart des Filters,
die vom Betriebsüberwachungssystem herkommen, werden über eine Torschaltung
608 den Leitungen1 bis n zugeführt. Diese Signale werden
in Flip-flops 610 und 612 eingespeichert, deren Ausgangssignale mit den
Signalen ADD 1 bis ADD n vom Dekodierer 606 in UND-Schaltungen verknüpft
werden. Die Wörter A(n) von den Leitungen 1 bis N werden von
einer Torschaltung 614 ausgewählt und der Nachstellschaltung als das
Ausgangssignal einer Oder-Schaltung 616 zugeführt. Jedes Eingangssignal
A(n) von jeder der Leitungen 1 bis N wird mit Signalen ADD 1 bis ADD N
vom Dekodierer 606 in UND-Schaltungen der Torschaltung 614 verknüpft.
Die Filterkoeffizienten der F- und H-Filter für jede der Leitungen
1 bis N beispielsweise für das F-Filter 272 und das H-Filter 116 (Fig. 2)
und Teilnehmeranschlußschaltung 1 von N werden von der Nachstelleinheit
über die Torschaltung 618 der Leitung 1 von N zugeführt. Die Filterkoeffizienten durchlaufen dazu in der Logikschaltung 618 UND-Schaltungen,
an deren anderen Eingängen jeweils die Signale ADD 1 bis ADD N vom Dekodierer
606 liegen und gelangen somit auf die richtige Leitung.
Schließlich wird Fig. 14 betrachtet, die ein Blockschaltbild der
wichtigsten Schnittstellenverbindung zwischen der Nachstelleinheit,
dem Betriebsüberwachungssystem, dem Multiplexer und den Teilnehmeranschlußschaltungen
zeigt. Das Betriebsüberwachungssystem 650 kann aus
einer herkömmlichen Datenquelle, beispielsweises aus einem Rechner und
dem damit verbunden Speicher bestehen. Die gezeigten Datensignale und
Steuersignale, die an anderer Stelle beschrieben sind, sorgen für die
erforderlichen zeitlichen Abläufe und für die Zusammenarbeit zwischen
der Nachstelleinheit, dem Betriebsüberwachungssystem und den Teilnehmeranschlußschaltungen
auf dem Weg über den Multiplexer 157.
Claims (12)
1. Schaltungsanordnung zur Zweidraht-Vierdraht-Umsetzung,
insbesondere Teilnehmerschaltung zum Anschluß einer analogen,
im Vollduplex betriebenen Fernsprechleitung an eine
digitale Vermittlung, dadurch gekennzeichnet, daß sie
enthält:
- - einen Analog-Digital-Wandler (135) im Vierdraht-Empfangsweg, der das von der Fernsprechleitung (102, 104) empfangene analoge Signal in ein zusammengesetztes Digitalsignal umwandelt,
- - einen Digital-Analog-Wandler (114) im Vierdraht-Sendeweg, der eine analoge Signalspannung abgibt, welche das über die Fernsprechleitung auszusendende Informationssignal darstellt,
- - eine digitale Summierschaltung (151) im Vierdraht-Sendeweg, die das digitale Ausgangssignal des Analog-Digital- Wandlers (135) als negatives Rückkopplungssignal zu den von der digitalen Vermittlung kommenden digitalen Sendesignal addiert,
- - ein digitales Filter (116) mit einstellbaren Filterkoeffizienten, dessen Eingangssignal das Ausgangssignal der digitalen Summierschaltung (151) ist, zur direkten Einstellung einer vorgegebenen Ausgangs-Impedanzkurve und
- - Mittel (200) zum Umwandeln der analogen Signalspannung in einen analogen Strom, der auf die Fernsprechleitung (102, 104) und auf den Eingang des Analog-Digital-Wandlers (135) gegeben wird, wobei diese Mittel einen hohen Ausgangsscheinwiderstand verglichen mit der angepaßten Fernsprechleitung und mit dem vom ersten digitalen Filter (116) eingestellten Scheinwiderstand haben.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Mittel (200) zum Umwandeln der analogen Signalspannung
in einen analogen Strom aus einem Steilheitsverstärker
(Fig. 4) bestehen, dessen Ausgangsscheinwiderstand
durch ein spezifisches Strom-Spannungsverhältnis von g
Siemens definiert ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Filterkoeffizienten des digitalen
Filters (116) von einer Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
(159) in adaptiver Weise eingestellt werden.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (116) ein
rekursives digitales Filter ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß das rekursive digitale Filter fünf einstellbare Filterkoeffizienten
hat (K₀ bis K₅, Fig. 5).
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit (159) durch
Minimierung eines Fehlers zwischen einem digitalen Empfangssignal,
das auch an die digitale Vermittlung abgegeben
wird, und einem Bezugssignal die Filterkoeffizienten des
digitalen Filters (116) nachstellt.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß bei der Anpassung der Ausgangsimpedanz
an die Fernsprechleitung zufällige Nebenschlußimpedanzen
zwischen der Fernsprechleitung und der Schaltungsanordnung
mitberücksichtigt werden.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die zufälligen Nebenschlußimpedanzen durch die Fernsprech-
Batteriespeisung und durch Leckleitungseffekte
verursacht sind.
9. Schaltungsanordnung, nach einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Wandler (135)
ein Vorfilter (133) zur Begrenzung seiner Eingangsbandbreite,
und ein Nachfilter (137) zur Einstellung einer gewünschten
Rückkopplungs-Verstärkerkurve hat.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet, daß der Digital-Analog-Wandler (114)
ein Vorfilter (153) zur Einstellung einer gewünschten Verstärkungskurve
bei der Analog-Digital-Wandlung und ein
Nachfilter zur Herabsetzung von Quantisierungseffekten hat.
11. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
(159) Mittel zur Ableitung einer digitalen
Darstellung eines Leitungsscheinwiderstandes hat und Mittel
zur Einspeicherung dieser Darstellung in einen Speicher.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet,
daß die Filterkoeffizienten-Nachstelleinheit
bei jedem erneuten Nachstellvorgang von den vorher bestimmten
Filterkoeffizienten aufgrund der gespeicherten Darstellung
als Anfangswert ausgeht.
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