SE454638B - Krets for att automatiskt digitalt syntetisera en ledningsavslutningsimpedans med utgangsanpassning - Google Patents

Description

454 ess a 2 innebär att kretsen måste skräddarsys.

Ytterligare ett problem som uppstår såsom följd av impe- dansmissanpassning vid ledningens fjärrände erhålls om sist- nämnda ände är felaktigt avslutad. En icke önskad heflektion eller ett icke önskat eko återförs därvid till näränden. Om närändens avslutningsimpedans är lika med ledningsimpedansen och förlusterna över hybridkretsen är noll kommer optimala prestanda att erhållas hos närändens utrustning. Fjärrändens eko kan också göras så litet som möjligt genom att man använ- der sig av kända ekoupphävningsmetoder. _ De nämnda tidigare kända ekoupphävningsmetoderna är be- roende av om man på förhand känner till den lokalt utsända signalen och av ett antaget icke-korrelativt samband mellan närändens utsända signal och fjärrändens mottagna signal.

Under användning av adaptive utjänningsmetoaer, antingen med inriktning av signaler eller inte, kan den korrelativa delen av fjärrändesreflektion som föreligger i närändesmot- tagningssignalen regenereras med hjälp av en adaptiv utjämna- re och subtraheras från denna lokalt mottagna signal.

Villkoren för den adaptiva utjämnarens korrekta drift måste uppfyllas. Utjämnaren måste ha ett tillfredsställande signal- brusförhållande för att tillåta utjämnarekonvergens, varjämte den måste ha en linjär nätkarakteristik. Tillräckligt mycket energi måste finnas över bandet för att tillåta korrekta åter- kopplingssignaler för inregleringar av digitalfilteruttag.

"Dubbelöverhörning" får inte förekomma under utJämningsför-- loppet. Vidare, Vilket är viktigast, måste digitallokalsta- tionen, som måste utgöra gränssnitt mot analogabonnentslingor, nu förses med tva omvandlare från tvåtràd till fyrtråd för att kunna bilda gränssnitt mot dessa slingor. Då det gällde analogtelefonsignaler tidigare behövdes inga hybridkretsar.

Dessa nyinförda hybridkretsar eller hybridgränssnitt kan medföra att man erhåller reflektioner eller icke önskade retursignaler. Tidigare fanns inte dessa tillkommande hybrid- kretsar da det gällde analogomkopplare. Om således hybrid- kretsen inte företer förbättrade prestanda innebär detta att digitaltelefoncentralen potentiellt sett har ett sämre läge ifråga om prestanda än vad som gäller för dess analogt arbe- s - '-13- Z. eg: _; h.. _ . n... , _. . . . -flflx .su- .u _.. .,..1---. ~-.-« _, ... . . ...-«,.1..¿åífl.;. zw-szaènïzlå' ......-'..___..-_..Å 454 633 3 tande företrädare.

Problemet med tjut, eller närmare bestämt potentialinsta- bilitet hos nätet i Nyquist-avseende, utgör ett resultat av den icke önskvärda återkopplingen som uppstår såsom följd av omvandlingen från tråtrád till fyrtråd, och anordningen kan tänkas svänga om inte lämpliga förebyggande åtgärder vidtas.

I det klassiska fallet tar VNL-planen (viarestförlustplanen) hänsyn till detta genom att dämpningar införs på valda stäl- len 1 nätet på ett reglerat sätt och genom att det specifice-_ ras att förlusterna över hybridkretsen skall uppfylla vissa minimikriterier vid de punkter1.nätet där omvandling mellan tvåtrad och fyrtràd sker. _ Tidigare har man, då man kommit fram till den dämpning som skulle kunna införas i de befintliga näten, tagit hänsyn till _de stationer (eller kretsar) 1 vilka man arbetade med omvand- lare mellan tvàtràd och fyrtrád, nämligen förbindelseledningar.

För analoglokalstationer, 1 vilka omvandlare mellan tvåtràd och fyrtràd inte erfordrades, tilläts dämpningen noll, var- jämte de tillátliga införda förlusterna uppgick till och fort- farande uppgår till endast några få tiondelar av en decibel.

Problemet att konstruera en digitallokalstation för att åstad- komma ekvivalenta analogprestanda i en analog omgivning för- svåras således av den befintliga VNL-planen. Experimentella resultat visar att om man tillfogar en dämpning (4 dB) i lokalstationen för att undanröja detta problem medför detta endast en minskning av "betjäningsgraden", dvs. personer som använder sig av en telefon kan upptäcka de sämre prestanda som beror på den tillfogade dämpningen.

Automatiska utjämnare i och för sig-är allmänt kända inom tekniken med digitaldataöverföring, och såsom exempel pà detta kan användas de amerikanska patentskrifterna 3 579 109 och 984 789. En adaptiv digitalutjämnare är beskriven i den amerikanska patentskriften 3 653 105. Den amerikanska patent- skriften 5 798 560 beskriver en adaptiv transversalutjämnare där man arbetar med ett tidsmultiplexerat digitalfilter av andra ordningen.

Enligt föreliggande uppfinning kommer en digitaltelekommu- nikationsledningskrets som kan förverkligas på ett eller flera « . -u_ 1 --... ,. . .n-v -._~..--. __ . _ , ,,-.-.,._..l 454 638 4 storskaliga integrerade kretschips (LSI-chips) att beskrivas.

En förenklad integrerad maskinvara åstadkommas på så sätt att man på ett LSI-chips uppnår kombinationen av en elektro- nisk två-till-fyrtrådhybridkrets, linjeimpedansanpassning medelst automatisk digitalimpedanssyntetisering av en utgångs- impedans och alla digitalfiltreringsfunktioner på en total- LSI-telefonledningskrets inkluderande automatisk utjämning.

Ett första ändamål med uppfinningen är således att elimine- ra två-till-fyrtrådsanalogomvandlarna i telefonledningskretsar genom att utföra två-till-fyrtrådsomvandlingsfunktionen digi- talt. Ett annat ändamål med uppfinningen är att åstadkomma automatisk ledningsimpedansanpassning vid uppkoppling av ett anrop genom att vid ledningskretsen åstadkomma en elektroniskt syntetiserad avslutningsimpedans som är anpassad till abonnent- .ledningsimpedansen. Ännu ett ändamål med uppfinningen är att förverkliga en telefonledningskrets på grundval av LSI-tekni- ken. Ytterligare ett ändamål med uppfinningen är att i bety- dande grad minska ekon som beror på hybridkretsar och impedans- missanpassningar vid en telefonomkopplingsstation. Ett annat ändamål med uppfinningen är att åstadkomma en automatisk ut- jämningsfunktion för telefonabonnenter, varvid utjämningen ut- förs digitalt med hjälp av ett rekursivt digitalfilter med programerbara koefficienter för att minska felet mellan fil- teringångssinalen och en referenssignal. Ännu ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma en snabb utjämningstid genom att hålla kvar digitalfilteruttagskoefficientenna från det senaste anropet och att utnyttja dem såsom startkoefficienter för det aktuella anropet.

Andra ändamål och fördelar hos uppfinningen kommer att bli uppenbara i anslutning till detaljbeskrivningen och de bifoga- de ritningarna, på vilka fig. l visar en känd elektronisk hybridkrets, fig. 2 åskådliggör en digitalledningskrets i enlighet med föreliggande uppfinning, fig. 3A visar digital syntetisering av en utgångsadmittans, fig. 3B visar ett för- enklat blockschema över impedansanpassning i en digitalhybrid- krets, fig. Ä åskådliggör en transkonduktansförstärkare, fig.5 visar en rekursiv automatisk utjämnare, fig. 6 visar ett block- schema över ett generaliserat digitalfilter, fig. 7 visar ett a -1 . _ . . ._ - _ flalnßam-A . _ ,_-...-...l_..____.._íl 454 638 blockschema över en utjämnare, fig. 8 visar ett blockschema över en generaliserad digital två-till-fyrtrådsomvandlare, fig. 9 visar ett blockschema över en föredragen utföringsform av en utjämnare enligt föreliggande uppfinning, fig. 10 åskåd- liggör en första minnesdel av utjämnaren enligt fig. 9, fig.ll åskådliggör en andra minnesdel av utjämnaren enligt fig. 9, fig. 12 visar ett flödesschema över utåämnarens drift, fig. 13 åskådliggör multiplexern/fördelaren enligt föreliggande-upp- finning, och fig. 14 åskådliggör gränssnittförbindelserna mellan utjämnaren enligt fig. 9 och multiplexern/fördelaren enligt föreliggande uppfinning.

Fig. l visar generellt en elektronisk hybridkrets 10 enligt teknikens ståndpunkt, vilken hybridkrets utför följande funk- tioner; nämligen (l) anpassning av ledningsimpedansen som upp- träder vid dess uttag 12 och 14 och som i fig. l är visad så- som den punktformigt fördelade impedansen ZL vid 16 och (2) minskning av den icke önskvärda retursignalen från överförings- banan l genom att i överföringsbanan 2 åstadkomma en upphäv- ningssignal så att utgàngssignalen från mottagningsförstärka- ren 18 för den överförda signalen minskas eller reduceras till ett minimivärde. Hybridkretsen 10 arbetar på följande sätt.

Impedanserna 28 vid 20, ZL vid 22 och Z3, ZÄ vid 24 bildar en bryggkrets, i vilken sändarförstärkaren 26 tjänstgör såsom drivkälla och mottagarförstärkaren 18 tjänstgör såsom noll- förstärkare. Om bryggan är balanserad på lämpligt sätt kommer utgàngssignalen från mottagarförstärkaren 18 att bli noll för varje signal som sänds ut. Samtidigt mottas en eventuell signal som uppträder över ledningarna som motsvarar telefonist- proppens spets och ring att mottagas vid förstärkarens 18 ut- gång. Icke önskvärda, utsända retursignaler kommer således att elimineras, varigenom hybridkretsens två-till-fyrtråds- omvandlingsfunktion utförs. Impedansen som "ses" av ZL utgörs av Z8 parallellt med Zl vid 28. Om Zl är mycket större än Z8 "ser" överföringsledningen Z8 såsom en linjeavslutningsimpedans.

I praktiken fixeras Z8 vid ett bestämt värde, i ett typiskt fall 900 ohm 1 serie med 2,2 mikrofarad, varjämte Z3 och Z4 varieras eller väljs så, att avsedd balans erhålls, varigenom den icke önskvärda retursignalen nedbringas till ett minimum. 454 638 6 Denna krets har följande nackdelar. (l) Eftersom Z8 inte är lika med ZL för alla överförings- ledningar blir kretsens 10 returförlust definierad enligt: ZL * Z8 ZL - Z8 inte oändlig, v11ket_är optimaiväraet för att ref1ekur°nen_; från signaler som mottas från fjärränden skall nedbringas till ett minimum. I (2) Z och Z4 mäste väljas genom en kompromiss för att samma krets 10 skall kunna samverka med olika ledningar, eller annars måste 23 och Z¿ väljas manuellt eller automatiskt medelst en lämplig grupp styrsignaler som aktiverar en analog- omkopplingskrets som inkopplar lämpliga värden på Z3 och Za i kretsen i enlighet med något styrt förlopp. (3) Huvuddelen av de i kretsen i fig. l visade impedanser- returföriust = eo ioglo (Ekvation 1). na är komplexa impedanser, och de kräver således både resisti- va och kapacitiva element. (4) Kretsen enligt fig. 1 är principiellt analog till sin natur och är inte lämpad för LSI-digitalmetoder som är billiga, kräver ringa energi och fordrar stor täthet. (5) Kretsen enligt fig. 1 kräver dyra, stabila och preci- sionsbetonade komponenter för att den skall kunna arbeta på avsett sätt under hela livslängden för den utrustning med vil- ken den används. _ _ (6) Ingàngs-/utgàngssignalerna pà fyrtràdssidan hos kretsen enligt fig. l härrör från avkodnings- och kodningskretsarna i den codec-anordning som utnyttjas 1 ett digitalomkopplings- system. För att arbeta korrekt måste således ledningskretsen för en digitalstation inkludera en separat codec-anordning och hybridkrets förutom de normala codec-filtren.

I fig. 2 avser beteckningen 100 generellt ett blocksohema för en digitalledningskrets i enlighet med föreliggande upp- finning där den digitala två-till-fyrtrádshybridfunktionen utförs utan att man har med de tidigare ingående diskreta analogkomponenterna. Kretsen 100 åstadkommer också automatisk digital syntes av ledningsavslutningsimpedansen för en god- 4 tycklig överföringsledningskarakteristik, varigenom de tidigare 454 638 7 använda analogkomponenterna kan undvaras även här. Tack vare dessa kännetecken kan man uppnå en LSI-krets som förverkli- gar de fullständiga elektroniska hybrid- och impedansanpass- ningsfunktionerna såsom en del av en totalt omspännande codec- funktion, varjämte dessa funktioner kan förverkligas på ett enda LSI-chips utan någon omfattande extern analogbalanse- ringskrets eller inregleringskrets. Detta medför att man er- håller en i hög grad tillförlitlig telekommunikationslednings- krets med stor densitet till låg kostnad och med låg effekt- förbrukning. De tekniska förhållandena på vilka denna krets är baserad kommer nu att beskrivas.

Om den i fig. l visade impedansen Z8 skulle kunna göras' exakt lika med impedansen ZL inom hela det intervall av över- föringsledningar som impedansen är avsedd för skulle impedan- serna Z och Z4 kunna utformas såsom lika resistiva element, varigenom man skulle kunna eliminera retursignaler och åstad- komma en exakt impedansanpassning för att maximera returför- lusterna på sätt som beskrivits ovan. Medelst kretsen enligt fig. 2 kan man uppnå detta med hjälp av digitala filtrerings- och áterkopplingsmetoderna utan att man behöver tillgripa de tidigare använda analogkomponenterna. I fig. 2 är den impe- dans som man "ser", då man ser in i uttagen 102 och IOÄ mot- svarande telefonistproppens spets och ring, utformad för att anpassas till ledningsimpedansen. .

Den under hänvisning till fig. 1 beskrivna ledningsavslut- ningsimpedansen Z8 syntetiseras digitalt av den digitalslinga i kretsen 100 som bildas när omkopplaren 106 tillslås och åstadkommer återkoppling från kodningsbanan 108 till avkod- ningsbanan 110 via ledningen 112. ' Fig. EB åskådliggör ett förenklat blockschema som visar dylik digitalsyntes. Transkonduktans- eller g-förstärkaren 200 är ett organ som omvandlar en ingångsspänning VX till en utgångsström -gv, Denna förstärkare har en oändlig ut- gångsimpedans eller en utgångsadmittans som uppgår till noll.

Denna typ av krets är allmänt känd inom tekniken. I sin enk- laste form kan den anses vara lika med ett pentodelektrodrör eller en fälteffekttransistor (FET), vars anod- eller kollek- torström är proportionell mot gallerspänningen eller styr- 454 638 8 elektrodspänningen. I denna utföringsform utgör kretsen som är visad vid 200 i fig. 4 ett exempel, varvid en operations- förstärkare med öppen slinga och med stor förstärkning (= 10 ) används tillsammans med en resistans vars konduktans uppgår till g siemens. .

I praktiken är förstärkaren 200 den normala utgångsför- stärkaren från avkodaren 114, och den utgör inte någon till- fogad del. Denna förstärkare är visad funktionellt separat enbart i förklarande syfte. Avkodaren 114 är ett organ som omvandlar en digitalsignal till en analogspänning, och denna funktion kan utföras medelst allmänt kända digital till analoganordningar i enlighet med teknikens ståndpunkt.

H-filtret är ett digitalfilter med programerbara koefficien- ter, och ett sådant filter kan utformas på grundval av all- mänt kända metoder avseende digitalfiltrering enligt teknikens ståndpunkt, såsom kommer att framgå nedan. H-filtret 116 före- gås av en digitalsummeringsknutpunkt 118, såsom är visat i fig. BB. Förfiltrets H12O uppgift är att begränsa bandbredden hos avkodarens 114 ingàngssignal till det aktuella området, dvs. under samplingstakten hos kodaren 122, för att man skall kunna undvika spektralvikning och för att optimera signal- störningsegenskaperna hos kodaren 122. Förfiltret 120 kan innefatta ett enkelt, tvåpoligt, passivt lågpassfilter, efter- som det är analogt till sin natur.

Kodaren 122 kan företrädesvis vara en kodare av sigma- _ deltatyp beskriven av Candy m.r1. koden-ens efter-filter 124 utför funktionerna med bandbreddsbegränsning, decimering och åstadkommande av ett totalt, plant lågpassgensvar i kombina- tion med förfiltret 120 så att den sammansatta förstärkningen blir lika med ett i det aktuella frekvensbandet, varjämte nämnda gensvar rullar av monotont utanför detta band. Med en anordning av den ovan beskrivna typen kan man visa att gen- svars- och utgångsadmittansen vid de i fig. BB angivna punk- terna är lika med: I yï-rÅI-í där Y' = Y vin YL'+gH I' + Y + Y bf pr (Ekvation 2) , _ :fi-Au: 454 638 9 varjämte utgàngsimpedansen. inkl. batterimatningen l25, förfiltret 120 och ledningsbelastningarna, kan uttryckas såsom: =Y' Yut L + (Ekvation 3) gH I fig. 5A är digitalsyntesen för en utgångsimpedans visad medelst en förenklad och generaliserad krets som kan utnyttjas för många tillämpningar där man önskar digitalt syntetisera en bestämd utgångsimpedans och utnyttjar A/D- och D/A-omvandlare istället för de specialiserade telefoni- formerna för A/D resp. D/Å samt såsom kodare/avkodare. Funk- tionerna hos A/D-förfiltret 250 är att begränsa bandbredden hos ingångssignalen Vin på ledningen 252 för att hindra spekt- ralvikning till följd av undersampling. Efter analog till aigitaiomvandiing 1 A/D-omvandiaren 252 utför A/D-efterriitret 252 "uppsopning" för att åstadkomma en total làgpassförstärk- ningskarakteristik med värdet "ett" för A/D-banan 256. g-för- stärkaren 200 och det digitala H-filtret 116 är beskrivna på annat häll i denna text. D/A-förfiltret 258 "sopar upp" för att säkerställa att D/A-banans 160 förstärkning är lika med gH. D/A-efterfiltret 162 eliminerar eller minskar till ett minimum verkningarna hos D/A-kvantiseringsprocessen som upp- träder i D/A-omvandlaren 264. Kvantiseringseffekter definie- ras såsom bruset som är beroende av D/A-felet vid approxime- ring av en kontinuerlig analogutgàngssignal.

I fallet då förfilter- och batterimatningsimpedanserna (admittanserna) är stora (små) i Jämförelse med lednings- impedansen (-admittansen) kan de försummas. Normalt är batteri- matningsimpedansen så utformad att den_har denna egenskap för att hindra signalförluster och kopplingen av icke önskade signaler in i codec-anordningen. Förfiltret kan också konstrue- ras på så sätt att den får den aktuella karakteristiken genom att man utnyttjar ett stort seriemotstànd eller den stora in- gàngsimpedansen hos styringàngen till en fälteffekttransistor (FET).

Under dessa betingelser blir YL' admittansen blir = YL , varjämte utgångs- Yut = YL + gH (Ekvation 4) 1-... a. 454 638 Om gH görs lika med YL gäller att: , ë-å* = - 1/2 varvid kretsens utgångsimpedans blir anpassad till lednings- impedansen.

På motsvarande sätt uppträder den fördröjda utsända signa- len Vin dämpad med - l/2 vid summeringsknutpunkten 270 enligt rig. 313. om det digitala F-fiitret 272 ger aämpningen 1/2 och en absolut fördröjning svarande mot tur-och-returfördröjningen från H-filtrets 116 ingång till utgången hos kodarens efter- filter l25 kommer utgångsfiltret 272 att upphäva den icke önskvärda återförda sändningssignalen Vin vid utgången från summeringsknutpunkten 270, varvid den kommer att erhålla en utgångsspänning Vo som inte innehåller någon del av den ut- sända signalen Vin. Under dessa betingelser blir det enklare att förverkliga F-filtret 272, eftersom detta kan utgöras av ett enkelt fördröjningselement av skiftregistertyp. Dämpningen l/2 erhålls genom att binärvärdet hos spänningen Vin förskjuts ett steg åt höger och avrundas.

(Ekvation 5) För en mera generell tillämpning av denna teknik, där immitanser av förfilter- och batterimatningstyp inte är för sumbara men är kända,kan gH ändras så att immitansernas be- lastningseffekter på ledningen elimineras, dvs. gH = Y - Yx (Ekvation 6) L där Yà svarar mot den kombinerade admittansen. Under dessa _ förhållanden ändras tur-och-returförstärkningen (genom koder- och avkodarbanorna 108 resp. llO) till -°?- = - 1/2 + (Ekvation 7) __š 2YL varvid den resulterande admittansen som ledningen ser vid ut- tagen 102 och 103 förblir lika med YL. Den andra högra termen 1 ekvationen 7 representerar den verkan som modifikationen av H-filtret 116 har för att kompensera för Yx. Detta resulterar i att F-filtret 272 modifieras på så sätt att +gH F = QYL (Ekvation 8) _ ,.,......J 454 638' ll för att den icke önskvärda sändningssignalen som återförs .till mottagningsutgången vid Vd_skall upphävas.

Uttryckt i en samplad data-Z-transformation blir det digita- la H-filtret av formen: 2 .

+ KIZ + K2 zk* 3 Z Hfz) = KO 22 + (Ekvation 9) ü+KlZ'l+K2Z'2] a Ko NKZ-1) |ii+xjz' 1+k4z° n (z'1) Ko där Z är en fördröjningsoperator, K-värdena är programerbara koefficienter, och N och D representerar polynom 1 täljaren resp. nämnaren. Filtrets poler och nollvärden är begränsade tillinom Z-planets ett-cirkel.

Om det ovanstående ställs i relation till det syntetisera- de YL-värdet kommer YL att bli ekvivalent med en godtycklig kombination av motstånd, kondensatorer och spolar, i vilka det finns högst två icke-resistiva. element. Denna begränsning är inte bunden vid den aktuella metoden. Den har valts för att förenkla formen hos H-filtret 116 ur synpunkten för för- verkligande av maskinvara för en integrerad krets i stor skala i syfte att erhålla ett enkelt, rekursivt digitalfilter med fem (5) koeffioisnter. Dessutom medför det förhållandet, att man begränsar antalet element som bildar YL på ovan beskrivet sätt, att man erhåller en god praktisk_approximation med av- seende på funktionen. För andra tillämpningar än då det gäller telefonledningskretsar kan definitionen av H-filtret 116 ut- vidgas i enlighet med komplexiteten hos de inbegripna immi- tanserna på grundval av de ovan beskrivna metoderna. Exempel- vis kan, i fallet då Yx har en icke-resistiv komponent, gh, som svarar mot YL-Yx , utformas på så sätt att dess täljare och nämnare innehåller polynom av tredje ordningen. Härigenom kan den syntetiserade YL-storheten uppfylla den ovan nämnda begränsningen att högst tvà icke-resistiva element får före- komma. 454 ess 12 Den rekursiva, automatiska utjämnaren 130 kommer nu att _beskrivas under hänvisning till fig. 5. Behovet av att upp- rätta koefficienterna hos H-filtret 116 på så sätt att gH är lika med YL (eller YL - Y¿)} uppfylls av utjämnarens 130 funktion. Utjämnaren 130 styrs av underhållssystemet och kontrollerar därvid att digitalfilterkoeffièienterna är kor- rekta, förutom att den ursprungligen upprättar desamma. Ut- Jämnaren arbetar när ledningen inte är upptagen (inget använ- daranrop pågår) och kan användas gemensamt av N ledningar. När filterkoefficienterna väl har upprättats behöver dessa koeffi- cientèr endast kontrolleras periodiskt, under styrning av underhållssystemet, eftersom en given telefonledningskarakte- ristik normalt inte varierar från dag till dag. Detta inne- bär att utjämnaren kan användas på gemensamtidbas för ett antal ledningskretsar, varigenom dess kostnad effektivt för- delas på ett antal ledningar. Fig. 5 åskådliggör de betingel- ser under vilka den rekursiva utjämnaren enligt föreliggande uppfinning arbetar. När omkopplarna 106 och 107 i fig. 2 är öppna bortkopplar de F-filtret 272 och áterkopplingen på led- ningen 112 från kodarbanan 108. H-filtret 116 bortkopplas i förbikopplingsarbetssättet (H-filtret kortsluts i praktiken över ingàngs-/utgångsuttaget, dvs. gH = 1).

Anordningen enligt fig. 2 kan beskrivas enligt följande.

Kodbanan 108 inkluderar kodfiltret 133, en sigma-delta- kodare 135 och ett decimerings- och làgpassfilter 137. Filt- rets 137 utgångssignal och F-filtrets 272 utgângssignal ' summeras vid summeringsknutpunkten 139 så att man erhåller mellanmottagningsutgångssignalen på ledningen 141, vilken ægnal filtreras vid mottagningstonfrekvensfiltret 143. Ut- gàngssignalen från filtret 143 utgörs av fyrtrådsmottagnings- signalen hos dess ledningskrets pà ledningen 145. Fyrtràds- sändningssignalen pà ledningen 147 filtreras av sändningston- frekvensfiltret 149. Utgàngssignalen från filtret 149, dvs. mellansändningsingángssignalen, kopplas till H-filtret 116 via summeringsknutpunkten 151, där mellansändningssignalen summeras med àterkopplingen pà ledningen 112, när omkoppla- ren 106 är sluten, under styrning av multiplexern/fördelaren 130. Före avkodning i avkodaren 114 filtreras den filtrerade n 454 638 13 transientsignalen medelst ett interpoleringsfilter 153. Den programerbara signalgeneratorkretsen 155 är visad för full- ständigheténs skull, och vad gäller detaljer hos denna krets 155 hänvisas till den amerikanska patentskriften 4 161 635.

I utjämnaren 130 ingår organ för att distribuera styrkoeffi- cienter för l...N ledningskretsar, vilka organ är generellt visade vid 157 och inkluderar en digitaltonfrekvensutjämnare 159 och en digitalreferensgenerator 161.

Vid ledningens abonnentände lyfts handmikrotelefonen hos en telefonapparat genom en underhållsfunktion. Vid mellan- sändningsingàngspunkten matar en referensgenerator 161 en referenssignal med likformiga (lika) energikomponenter i frek- vensbandet för normal drift och nollenergi utanför bandet.

Utgångssignalen O (Z) är korrekt da, under hänvisning till fig. 5, E(Z) = O, där Z = fördröjningsoperatorn, och (Ekvation 10) E(Z) = o(z) = R(z) z'L (Ekvation 11) Termen Z'L kompenserar för de kända absoluta samplingsför- dröjningarna genom slingan. Under dessa betingelser gäller att -Nlï-l Ko = YL(z), (Exvacion 12) som är det önskade resultatet, varvid de resulterande rekur- siva filterkoefficienterna Ko, Kl, K5, KÄ har upprättats på korrekt sätt och kan föras in i H-filtret 116 för normal drift.

Dá utjämnaren 130 bringas 1 drift införs försökskoefficienter eller de senaste koeffieientvärdena i H-filtret 116, varigenom det blir möjligt för utjämnaren att konvergera snabbt. Ut- jämnaren löser med god verkan en grupp samtidiga partiella differentialekvationer,varigenom det kvadratiska medelvärdet mellan R(nT-LT) och 0(nT) såsom funktion av koefficienten Kk nedbringas till ett minimum. Detta kan uttryckas på följande sätt: 454 638 14 felterm. partiell f Å \/_¿ \ JLIQ- = Igom) _ :un-r- mlaognff) (mvanon 13) a k n aKk enligt vedertagen teori, exempelvis Lucky & Rudin i BSTJ november 1967 och Weiner - Time Series Analysis - MIT Press, utgiven 1964, appendix B.

Utgángssignalerna P°(nT), Pl(nT), etc., representerar de partiella derivatorna för O(nT) med avseende på filters koefficienterna. Dessa utgàngssignaler korsmultipliceras med E(nT) och summeras samt "skívas" av en skivningsanord- ning som stympar och rundar av till summatermen och avger Ck-utgángssignalerna som gör det möjligt att uppdatera n(Z'1)- och D(Z'1)-polynomen med nya koefficienter enligt ekvationen Kkny = Kkgammal - CKA (Ekvation 14) där.4 är ett inkrementvärde eller en faktor för stegregle- ring. Denna skivningsteknik samt organ för att tillämpa lös- ningen pà ekvationen 14 är kända i området för automatisk ut- jämning då det gäller icke-rekursiva strukturer. Kretsen enligt fig. 5 förverkligar emellertid pà ett unikt sätt en automatisk utjämningsfunktion för en rekursiv utjämningsstruk- tur. Kretsen enligt fig. 5 tillhandahåller de Pk-termer som tar hänsyn till samverkan mellan koefficienterna Kk. Detta har hittills ansetts vara en av de begränsande faktorerna i' rekursiva utjämningsstrukturer, vilket eventuellt kan vara ett av skälen till att icke-rekursiva utjämningsstnukturer har varit förhärskande inom tidigare känd teknik, nämligen på så sätt att det har varit mycket enkelt att erhålla de partiella funktionerna för automatiska utjämnare som arbetar mêd felkriterier enligt minsta kvadratmetoden. Dessa icke-rekursiva strukturer enligt tidigare känd teknik kräver 30-60 komplice- rade koefficienter, under det att en rekursiv struktur enligt föreliggande uppfinning endast behöver 5 (fem) koefficienter och medför en motsvarande minskning i kretskomplexitet och i erforderlig maskinvara.

Ur blockschemat enligt fig. l, vilket visar arbetssättet hos en rekursiv utjämnare, har det fastställts att de ekva- 454 638 tioner som är inbegripna är följande: ' -1 po(z) = A(z) 1 !íZ;ïï- (akvation 15) D(2 ) P Z = A Z ( ) ( ) K°z-l 1 n(z'1) (Ekvation 16) P2(z) = z'l Pl(z) (ekvation 17) -Koïl _ 8 P3(z) = mfl) P°(z) (Ekvax-.ion 1_ ) P4(z) = z'1 P3(z) (ekvation 19) O(Z) = KoPO(Z) (Ekvation 20) E(Z) = O(Z)-R(Z) (Ekvation 21) N Ckny = skiva-ä.Pk (nT) - E(nT) (Ekvation 22) l Kkny = Kkgammal - Ckny.4 (Ekvation 23) Genom att de ovanstående ekvationerna används upprepade gånger uppdateras H-filtrets 116 koefficienter kontinuerligt till en punkt där Ck-värdena är försumbara i Jämförelse med vissa äk- värdenz. x ax (Ekvation 24) Värdena hos Sk är beroende av brus och andra faktorer och be- stäms empiriskt pá förhand. När kriterierna enligt ekvationen 24 är uppfyllda har utjämnaren fullbordat sin uppgift, varvid den kan tilldelas en annan ledning.

De värden som erhålls pá Kk matas in i H-filtret. För fallet 454 638 16 då Yx=O är E-filteröverföringskarakteristikeh helt enkelt 1/2, varför en absolut fördröjning svarande mot tur- och -retur- samplingsfördröjningarna genom digitalfiltren medför att Z'L erhålls i samplad datanotering.

Då det gäller fallet där Yx#0 ger utjämningsförloppet följande: -1 ïíå-l x = YL(z) + Yx(z) (ekvation 25) 0 För att det erforderliga värdet på gH skall erhållas måste den kända storheten Y* multiplioerad_med 2 subtraheras: gPNZ) -= K N71) o - 2Yx (z) = YL(z> - Yxm (Ekvation 26) I detta fall måste antalet_partiella funktioner Pk ökas så att polynom av tredje ordningen kan erhållas för N(Z“l) och D(Z'l) för att en admittans av polynomtyp av första ordningen skall erhållas för Y¿(Z). F-filtret 272 blir under dessa be- tingelser F = âï- = ëï-- (Ekvation 27) Dette värde på F-fiïtrec 272 kan beräknas 1 undernåiiseyetemet ur utjämningsresultaten som erhållits vid bestämning av gH och det kända värdet på Yx. Alternativt kan utjämnaren användas för bestämning av värdet på F direkt. Denna operation utförs på följande sätt.

Koeffioienterna för H-filtret ll6 matas in och omkopplaren 106 i återkopplingsbanan 112 i fig. 2 sluts såsom följd av en omkopplarstyrsignal från multiplexern/fördelaren 157.

F-filtrets 272 banomkopplare 102 öppnas, och utjämnarens 130 förlopp utförs. Denna arbetssekvens leder till följande: 454 638 17 -1 EíZ:ïl Ko = 2YL (Ekvation 28) D(Z ) YL-Yx och således -1 F = -935-) Ä (zxvacion 29) N(Z'l) Ko Det ovanstående ger upphov till koefficienter för ett rekursivt filter av samma typ som H-filtret 116 med polynom av tredje ordningen för N(Z'l) och D(Z'1) för ett Yx-värde av polynomtyp av första ordningen. Själva kretsförverkligandet av H- och F-filtren kan erhållas med hjälp av metoder enligt teknikens ståndpunkt.

Fig. 6 visar generaliserade H- och F-filter 116 och 272 för bearbetning av N(Z'l) och D(Z'l)-polynom av ordningen k/2 enligt ekvationen 30. ~ Ko (1+x z l+K z 2...K z k/2 Y z _ 1 2 k 2 X Z - _l _k/2 Ekvation 30 (1+K k z ...K z ) ë+1 . k Koefficienter och data lagras 1 ett halvledar-RAM-minne som är organiserat i "nedskjutningsstaplar" 500 och 302 resp. i àtercirkuleringsstaplar 304 och 306 för att möjliggöra ut- hämtning och lagring av information. Vid varje samplingstid- punkt T matas datautgàngssignaler från BAM-minnesstaplarna ZOO-306 till en multiplikator-/summeringskrets 308 som beräknar den erforderliga utgángssignalen Yn på ledningen 310 genom att sekventiellt multiplicera och ackumulera resultaten enligt ekvationen 31.

Yn = Ko (Xn+Klxn_l+K2xn_2...kEXn_ E) _ 2 2 e ...K Y k (Kg + 1 Yn_l+Kš + 2Yn - 2 k n _ 5 ) (Ekvation 31) 454 638 18 Den först beräknade termen är K°Xh med omkopplarna S1 vid 312 och S2 vid 314 inställda i läget l. S1 inställs därefter 1 läget 3, varpå x-termerna beräknas. Efter den operationen inställs S1 och S2 i läget 2,varvid.y-termerna beräknas. Sá- ledes ingår k+l multiplicerings-/adderingsoperationer. Det ovanstående kan lätt utföras inom samplingsperioden under gemensam användning av samma minne och multiplikatorn 308 samt ackumulatorn 316 för både H- och F-filtren. För H- och F-filter med k=6 (dvs. sex koeffioienter) kommer fjorton (lä) multiplicerings-/adderingsoperationer att förekomma, och om approximativt en (1) mikosekund tillåts för varje sådan opera- tion kan en samplingsperiod T omfattande 14 mikrosekunder till- làtas. Polynom av högre ordning kan få förekomma genom att man adderar parallellt i den aritmetiska operationen och minnes- operationen. Andra former av rekursiva filter kan förekomma, och den 1 fig. 6 visade filterutformningen utgör endast_ett exempel.

I enlighet med föreliggande uppfinning kan utjämnaren i praktiken utformas på olika sätt. I en föredragen utförings- form utnyttjas halvledar-RAM-minnen, jämte en aritmetisk en- het och styrlogik för att bilda en digitalsignalbehandlings- anordning för att förverkliga de principer som framgår av de ovan givna ekvationerna. Ehuru en algoritm med det kvadratiska medelfelet har áskàdliggjorts här såsom grundval för utjämna- rens drift kan andra algoritmer utnyttjas för bestämning av koefficienterna hos H- och F-filtrenl Exempelvis är den be-' skrivna algoritmen baserad på bestämning av värden på Ck över en period av ett antal samplar lika med NT. Varje gång som C -värdena beräknas uppdateras koefficienternas K -värden för k K varje N samplar, vilket innebär att mNT skiva ;âlPk(nT)E(nT) n=(m-l)NT+l ck (mm) = (Ekvation 52) varjämte de nya värdena på koefficienterna beräknas på grund- val av gradientvektorkomponenterna Ck i ekvationen 33: . . .iaMA _.._..~.._._..._l 454 638 19 Kkün) = kk (m-i) - ekon) (ekvation 35) Genom att beräkningen av Ck förenklas medelst approximering: Ck(nT) = tecken Pk(nT) - tecken E(nT) - (Ekvation 34) kan koefficienterna Ek uppdateras vid varje samplingstidpunkt T, varigenom man kan erhålla snabbare konvergens till de slut- giltiga värdena och kan minska den erforderliga mängden maskinvara. Denna algoritm är en förenkling som approximerar minimiprestanda pà grundval av kvadratiska medelvärdesfel i ett rekursivt filter och är fördelaktig, särskilt i sådana. fall där tonvikten ligger på snabb konvergens och minskad maskinvara.

Digitalfiltren som används för att alstra de partiella utgàngssignalerna PK kan utformas på likartat sätt som Ff och H-filtren.

Fig. 9 visar ett blocksohema över en bestämd utföringsform av utjämnaren 159. En på gemensamtidbas arbetande aritmetisk logikenhet (ALU) 500 utför sekventiella aritmetiska och logiska operationer med avseende på i utjämningsminnet 502 lagrad in- formation under styrning av logikstyrsignaler från styrlogik- kretsen 504, vilka logikstyrsignaler är synkroniserade med logikstyrklockan 506. Styrklockans 506 frekvens är 1 sin tur synkroniserad med datasampiingsklocksignalen och utgör en multipel av denna. Första och andra RAM-minnen 508 och 5lOQ vilka tillsammans bildar utjämnarminnet 502, styrs medelst en serie styrord, av vilka vart och ett_också styr arbets- sättet hos den aritmetiska logikenheten 500.

Yttre styrord på ledningen 512 skiftas av skiftregistret 514 till styrlogikgrindar 514 för att åstadkomma styrord på ledningen 516 under kontroll av styrlogikkretsen 504. Konstan- ter kan matas in 1 minnet 502 under yttre styrning, minnes- innehållet kan undersökas externt, och utjämningsförloppet kan initieras externt. En logisk utgángssignal EC avges när ut- Jämningen är fullbordad. _ Fig. 10 visar utformningen av det första minnet 508, som omfattar fyra staplar 520, 522, 524 och 526 av nedtrycknings- 454 638 typ, varvid funktionsdetaljerna hos stapeln 520 är visade.

Staplarna 522, 524 och 526 arbetar på likartat sätt som minnesstapeln 520. Varje nedskjutningsminnesstapel 520-526 arbetar på så sätt att varje nytt ingångsord på minnesbussen 528 och ledningen 550 ersätter det senaste föregående ordet i stapeln, varvid det sista ordet i stapeln matas ut från stapeln. Detta är således en operation av typen först in - sist ut (FILO-operation). Varje dataläge i varje stapel kan nås direkt eller läsas ut. Registerstapeln 520 lagrar orden A(n), A(n-l)..., stapeln 522 lagrar Po(n), Po(n-l)..., stapeln 524 iagrar P1(n), P1'(n-1)..., och stapeln 526 lagrar P3(n), P5(n-1)... . Avkodaren 552 avkodar styrorden på ledningen 516, varifrån de enskilda styrsignalerna matas till varje stapel.

Utgångssignalen för varje läsoperation lagras i minnesregist- ret 554, varvid nämnda utgångssignal utgör en ingångssignal till den aritmetiska logikenheten 500.

Fig. ll åskådliggör uppbyggnaden av det andra minnet 510 som inkluderar minnesavsnitten 540, 542, 544 och 546. I minnes- avsnittet 540 lagras konstanterna Kk, inklusive Ko-Ka. I minnesav- snittet 542 lagras dataord SK, inklußiïê So-Sn. I minnesavsnittet 544 lagras dataord R(n) från referensgeneratorn 161, vilka skiftas i viaskiftregistret 548. I minnesavsnittet 546 lagras E(n). Alla ingàngssignaler till alla minnesavsnitt kan införas separat i minnet eller läsas ut medelst avsedda styrord som avkodas av avkodaren 550. Ett godtyckligt addreserat dataord i vilket som helst av minnesavsnitten 540-546 bringar det adresserade ordet att kopplas till minnesregistret 552 via grindlogikkretsen 554. Minnesavsnittet 544 är organiserat som en nedskjutningsminnesstapel i vilken ett godtyckligt lagrat dataord R(n), R(n-l)...R(n-1) kan adresseras direkt. Den aritmetiska logikenheten 500 mottar såsom ingångssignaler ut- gángssignalerna från registren 554 och 552 från de respektive minnena 508 och 510. Nämnda aritmetiska logikenhet utför sin aritmetiska behandling med avseende på dessa ingàngssignaler, och efter denna behandling placeras resultatet 1 den aritmetis- ka logikenhetens ackumulator 556. Resultaten kopplas sedan ut för lagring i minnet medelst styrlogikkretsen 504.

En sammanfattande redogörelse för själva de aritmetiska och logiska operationerna som utförs av den aritmetiska logik- 454 638 21 enheten 500 kommer nu att ges.

Funktion Operation Multiplicera C(Rl)-C(R2) --> ACC Muicipiieera/addera c(n1)-c(R2)+c(Acc) -+> Aco subcranera/addera c(¿R1)#t(#R2)+c(Acc)-e> Acc öka i små steg c(M2)+|LsB -e» M2 Minska i små steg C(M2)-|LSB -%>M2 Komplettera ackumulatorn, Om tecknet för ackumulatorn är - om negativ 2N_C(AcC)-__¿> ACC Ackumulatorn är noll "0"-värdet ---> ACC Initiera Igångsätt för början av utJämningsförloppet För att multipliceringsfunktionen skall förverkligas multi- pliceras innehållet i minnesregistren 554 och 552, varjämte lagring sker i ackumulatorn 556.

För att utföra funktionen multiplicera/addera multiplice- rar man innehållet i minnesregistren 534 och 552, varefter resultatet adderas till innehållet hos ackumulatorn 556.

För att utföra funktionen subtrahera/addera går man så tillväga att man adderar innehållet i ettdera eller båda registren 554 och 552, med lämpliga teckenändringar under styr- ning av en fältkod, till innehållet hos ackumulatorn 556.

För att utföra operationen med en ökning i små steg eller en minskning i små steg ökas eller minskas med små steg inne- hållet i det aktuella minnesläget om tecknet för ackumulatorn vid 560 är negativt resp. positivt, också i enlighet med fält- koden. ' För att funktionen "komplettera ackumulatorn om den är negativ" skall förverkligas ändras tecknet på aokumulatorns innehåll till positivt tecken när det är negativt.

För att funktionen "O"-värdet skall förverkligas lagras det numeriska värdet noll i ackumulatorn.

För att funktionen "initiera" skall förverkligas, vilken funktion möjliggör extern belastning av konstanter om en extern skrivstyrsignal föreligger, nedkopplas aokumulatorn varjämte ackumulatorflaggorna vid 562 àterställs. ' Styrordstrukturen fràn styrlogikkretsen 504, vilken struk- tur inmatas via ledningen 514 till minnena 534 och 552, kan exempelvis bestå av ett sexbitarsminnesfält i Ml, ett sjubitars- 454 638 22 minnesfält i M2, och ett fembitarsfält i den aritmetiska logikenheten 500. Varje styrord omfattar då 18 bitar. Det ovan beskrivna är visat nedan: Minnesfält Ml M1 Skjut ned Adress Välj Delsumma [1 l 2 I 1 | 2 I 6 bitar Minnesfält M2 M2 Läs/skriv Adress Välj Delsumma |1 1 | 3 | 2 | "fbitar Fält i aritmetisk Operation Delsumma logikenhet 500 | 5 [ 5 bitar Styrord Minnes- Minnes- Instruktions- Totalsumma instruktions- instruktions- fält i arit- fält i M1 fält 1 M2 metisk logik- r enhet 6 I 7 l 5 l 18 bitar I fig. 12 är ett flödesschema som visar utjämnarens arbetssätt åskádliggjort. Flödesschemat har följande förlopp: Moment l Initiering På grundval av en yttre startsignal på ledningen 570 áterställs en utjämning fullbordad-signal (EC-flaggsignal) pá ledningen 572, varvid minneslägen, ackumulatorn 556 samt sam- verkande register nedkopplas. Om en yttre eller extern skriv- signal föreligger på ledningen 574 medger styrlogikkretsen 574 att initialvärdena för Kk och Sk matas externt via skift- registret 576. Då ingen extern skrivsignal föreligger tillförs internt lagrade värden på Kk och Sk via styrlogikkretsen 504.

Moment 2 Beräkna Po(n) Värdena A(n), R(n) erhålls externt vid samplingstidpunkten nT. R(n) och A(n) skjuts in i sina respektive minnen 520 och 548, varjämte A(n-2) och K2 hämtas in i minnets l register 554 resp. minnets 2 register 552. Deras produkt beräknas av den aritmetiska logikenheten 500 och förvaras i ackumulatorn 556. Pâ likartat sätt beräknas därefter A(n-l)-Kl och adderas till innehållet i ackumulatorn 556. Likaledes .adderas A(n) därefter till innehållet 1 ackumulatorn.

Produkttermerna som är tilldelade àterkopplingstermerna Po subtraheras från ackumulatorn enligt ekvationen: 454 638 23 nya Po(n) = A(n) + K1A(n-l)+K2A(n-2) - K3Po(n) - K4Po(n-1) (Ekvation 35) Denna operation svarar mot den i fig. 5 visade funktionen Éíšlíl D c a P " 'k P _1) e resulteran e o(n)-vardet s juts in 1 o-minnet 522.

Moment 5 Beräkna P3(n) P (n)-termen som svarar mot utgången från det i fig. 5 àskådliggjorda -Ko z'l -filtret beräknas på likartat sätt D (z_l) enligt följande: nya P3(n) = -KoPo(n-l) -P3(n) K3 - P3(n-1) Kn (akvatlon 36) varefter resultatet skjuts på P3-minnesstapeln 526.

Moment 4 ßeräkna P1(n) På likartat sätt beräknas Pl(n), varpå Pl(n) skjuts på Pl-minnesstapeln 1 enlighet med följande: nya Pl(n) = KoA(n-1) - Pl(n) - K; - Pl(n-l) - Ku (nkvation 37) Ko z_1 som svarar mot filterfunktionen _1 som är àskådliggjord ) 1 rig. 5. Z Moment 5 Beräkna E(n) Feltermen beräknas i enlighet med följande: E(n) = P0(n)Ko + R(n-1) (ekvation 38) E(n)-sparas, dvs. E(n) lagras 1 sitt föreskrivna läge. Denna operation svarar mot den i fig. 5 visade summeringsknutpunkt- funktionen.

Momenten 6 och 7 Beräkna Ck-värden, uppdatera K -värden k Ck-värdena beräknas pá grundval av det ovan beskrivna för- enklade tillvägagàngssättet. I denna operation ingår ökning 1 Små Steg eller minskning 1 små steg av KK på grundval av teck- net hos gradientvektortermen C dvs. k! .__-H 454 638 24 öka i små steg om tecknet är negativt Ck(n) = Pk(n) E(n) xk ~ minska Kk i små steg om tecknet är positivt (Ekvation 39) Undersökning för att se om utjämningen är fullbordad Momenten 8, 9 och 10 Absolutvärdet hos Ck beräknas genom att man ändrar tecknet på Ck om det är negativt. Det motsvarande värdet Sk subtraheras från absolutvärdet hos Ck. Om resultatet i ackumulatorn är positivt ställs testflaggan = l. Om det är negativt förblir testflaggans vippkrets oförändrad, dvs.: + STÄLL TESTFLÅGGAN (TF) WLÄ ' 51: - INGEN ÄNDRING TILL TF Detta moment utförs för varje gradientvektorterm Ck, dvs. Co-G4.

Vid slutet av detta förlopp undersöks testflaggan. Om test- flaggan är = 0, varigenom anges att ingen Ck-term har över- skridit det motsvarande värdet hosßk, är utjämningen fullbordad.

Om emellertid testflaggan är = l, varigenom anges att ett eller flera värden hos |Ck| har överskridit det motsvarande värdet 3k,är utjämningen inte fullbordad, varför cykeln måste upprepas.

Styrlogikkretsen 504 återgår till moment 2 och inväntar där _ nästa samplingssignal vid intervallet T enheter. När testflag- gan = O matas signalen som anger att utjämningen är fullbordad (EC-signalen) för yttre identifiering, varjämte förloppet av- .slutas och det yttre eller externa systemet får läsa värdena Ko-Ka ut ur minnet för yttre användning. Utjämnaren kan också vid denna tidpunkt tilldelas någon annan ledning.

Då det gäller verkställighetstider skall nämnas att utjämna- ren måste fullborda förloppet från moment 2 t.o.m. moment 9 pà en tid som är mindre än eller lika med samplingstiden T. Dä det gäller en samplingstid T som svarar mot sampling av tal- signaler inom telefonin enligt teknikens nuvarande ståndpunkt räcker 125 mikrosekunder, svarande mot samplingsfrekvensen ÄKHZ.

Pa grundval av maximalt 50 styrordverkställigheter'svaran- de mot moment 2 t.o.m. moment 9 mäste varje styrord verkställas u.. 454 638- . på ca 2 mikrosekunder. Då det gäller det ogynnsamaste styr- ordet som innebär uthämtning av två ord ur minnet 508 och minnet 510, multiplicering av dessa ord med varandra samt -_ addering av desamma till ackumulatorn, kan prestandakraven tilldelas enligt följande: Access till minnet 0,5 mikrosekunder Multiplicera 1,0 mikrosekunder Addera Q¿§ mikrosekunder Totalt 2,0 mikrosekunder Dessa krav betyder parallella överföringar från register till register samt aritmetiska operationer. För 13-bitars aritmetik som tillfredsställer telefonikraven kan dessa prest- andakrav uppnås med hjälp av dagens LSI-teknik under utnytt- jande av den häri beskrivna utjämnaren.

För dagen förekommande, enligt teknikens ståndpunkt ut- formade, lagerförda mikrodatorer för allmänna ändamål av typen med mellan 8 och 16 bitar skulle inte kunna uppfylla de ovan angivna kraven på prestanda med användning av programe- ringsmetoder av konventionell typ. De nya känneteoknen som om- nämnts ovan hos den enligt uppfinningen angivna utjämnaren gör det möjligt att uppnå dessa prestandakrav.

I en kort rekaputilation av kännetecknen hos den enligt uppfinningen angivna utjämnaren skall nämnas att den bl.a. inkluderar (1) en mångfald minnen som kan adresseras samtidigt, (2) en särskild minnesutformning som underlättar de erforder- liga operationerna (nedskjutningsstaplar som är direkt adresser- bara), (3) aritmetisk förmåga till parallell multiplicering och addering, (4) mikrokodade styrord som styr minnena och den aritmetiska logikenheten samtidigt, och“(5) styrord som står i ett direkt samband med den aktuella erforderliga operatio- nen, t.ex. MULTIPLICERA/ADDERA, KOMPLETTERA ACKUMULATORN OM NEGATIV, öKA I SMA STEG, mNsKA I SMA STEG.

En alternativ utföringsform av den ovan beskrivna utjämna- ren kan förverkligas under användning av en signalprocessor av en typ för allmänna ändamål och utformad med förmåga till speciell aritmetisk behandling och minnesbehandling. Ett för- enklat blockschema över en dylik processor för allmänna ända- mål kan återfinnas i fig. 7. 454 638 26 De beskrivna kretsarna kan alla förverkligas i digital LSI-teknik. Genom tillfogande av återkopplings- och frammat- ningsslingorna och F- och H-filtren och genom att man ersät- ter den konventionella avkodarutgångsförstärkaren med en transkonduktansförstärkare kan man erhålla en komplett led- ningskrets på ett enda LSI-chips. F- och Hëfiltren är enkla, rekursiva filter, vilket gör det möjligt att inkludera F- och H-filtren på en codec-anordning och/eller en codec-anordning och ett filterchips. Föreliggande uppfinning-eliminerar så- ledes de inom tidigare teknik använda analoga 2/4-trådiga hybridnäten och diskreta avslutnings- och balanseringsnät och ersätter dem med de beskrivna, programerbara, digitala LSI-- kretsarna. Förutom förbättrade prestanda medför detta lägre kostnader vid tillverkning, montering och underhåll.

Ehuru icke-rekursiva filter kan användas såsom H- och F-filtren blir kostnaderna för sådana större än för de beskriv- na rekursiva filtren. Analogt skulle man kunna utnyttja en på teknikens ståndpunkt baserad icke-rekursiv utjämnare istället för antingen icke-rekursiva eller rekursiva F- och H-filter, men även en sådan utjämnare skulle vara underlägsen. Omvand- ling av de icke-rekursiva filter som erhålls medelst en icke- rekursiv utjämnare skulle knnna utnyttjas för omvandling till en rekursiv utformning av den beskrivna typen om man använder sig av Fletcher-Powells algoritm som är beskriven i Deczky, Synthesis of Recursive Digital Filters, IEE, Trans. Audio ' Electro Acoust., volym AU-20, sid. 25?-263, oktober, 1972.

Emellertid skulle detta kräva ett betydligt större uppbàd av maskinvara än den hel-rekursiva utformningen enligt förelig- gande uppfinning. ' Minnet 530 enligt fig. 7 inkluderar tilldelade delar vid 336 för lagring av Ck-koefficienten, vid 338 för lagring av KR-koefficienter, vid 340 för lagring av korrelatorsummor, vid 342 för lagring av värden Dk och Bk, vid 344 för lagring av mellanresultat A(n), Pk(n),...Pk(n__k) och vid 346 för lagring av ett styrprogram så att man kan komma åt lagrade data i överensstämmelse med adresser som tillhandahålls av styrlogik- kretsen 332. Beräkning utförs via den aritmetiska enheten 334.

Fig. 8 åskådliggör en generaliserad digital två till fyr- 454 638 27 trádsomvandlare för helduplexsignaler på ledningen 400. Koda- ren har förstärkningen ett och inkluderar ett analog till digitalförfilter 402, en analog till digitalomvandlare 404 och ett analog till digitalefterfilter 406. I drift fungerar kretsen enligt fig. 8 på likartat sätt som kretsen enligt fig. BB pà så sätt att ledningsimpedansanpassning sker på lik- nande sätt. Avkodarslingan, som inkluderar digital till analog- omvandlaren 406 med tillhörande förfilter 408 och efterfilter 410,omvandlar digitala sändningssignaler pa ledningen 412 till analogsignaler på ledningen 400. Transkonduktansförstärkaren 414 ger upphov till en oändlig utgángsadmittans. Den automa- tiska utjämnaren 130 tillför uppdaterade filterkoefficienter och utför styrning med avseende på H-filtret 415 och F-filtret 418, varvid retur av icke önskvärda signaler i den mottagna signalen elimineras vid summeringsknutpunkten 420. Kodaråter- koppling och sändningssignalen kombineras vid summeringsknut- punkten 421. Inkoppling av både kodaråterkoppling och F-filtret 418 i kretsen bestäms av de respektive omkopplarna 422 och 424 under styrning av utjämnaren 130. I Multiplexern/fördelaren 157, som har beskrivits generellt under hänvisning till fig. 2, är visad mera i detalj i fig. 13. Nämnda multiplexer/fördelare 157 gör det möjligt för ut- jämnaren att användas gemensamt av ett flertal ledningar l-N.

Principiellt utför nämnda multiplexer/fördelare en bestämning av vilken ledning som skall anslutas till utjämnaren. Multi- plexern/fördelaren 157 multiplexerar A(n)-signalerna från de' manga ledningskretsarna och fördelar filterkoefficienterna, omkopplar- och filterarbetssättstyrsignalerna och referens- generatorns 161 utgàngssignal till den ledningskrets som väljs under styrning av en underhàllsanordning.

Signaler från digitalreferensgeneratorn 161, nämligen R(n), kopplas till ledningarna 1-N via logikgrindanordningen 600, som genom en 0CH~krets adderar R(n) till ADD l...ADD N från _underhållsanordningen vid logikkretsen 602. Den avsedda adres- sen skiftas genom skiftregistret 604, avkodas av avkodaren 606 och kopplas till logikgrindanordningen 600 pà det visade sattes. ' De från underhàllsanordningen härrörande klock- och om- s. .,,-...l '454 638 28 kopplarstyr-/arbetssättstyrsignalerna kopplas till ledning- arna l-N via logikgrindanordningen 608. Dessa signaler kopp- las till vippkretsar 610 och 612, vilkas utgàngssignaler via OCH-kretsar adderas till den avsedda signalen ADD l...ADD N från avkodaren 606.

De A(n) orden från ledningarna l-N väljs vid logikgrind- anordningen 614 och kopplas till utjämnaren såsom utgångs- signal frân ELLER-grinden 616. Varje A(n)-ingángssignal från var och en av ledningarna l-N adderas i en OCH-krets med signalerna ADD l...ADD N från avkodaren 606 vid OCH-grindarna i logikgrindanordningen 614.

Filterkoefficienterna för F- och H-filtren för var och en av ledningarna 1-N, såsom F-filtret 272 och H-filtret 116 i ledningskretsen 1 bland N sådana kretsar, kopplas från ut- Jämnaren till den avsedda ledningen l bland N sådana ledningar via logikgrindanordningen 618. Filterkoefficienterna adderas via en OCH-krets 1 logikanordningen 618 till ADD l...ADD N- signalerna från avkodaren 606 för utväljning av den rätta ledningen.

Fig. 14 visar ett blocksohema över huvudgränssnittförbin- delserna mellan utjämnaren, underhàllsanordníngen, multi- plexern/fördelaren och ledningskretsarna. Underhállsanord- ningen 650 kan innefatta en konventionell datakälla, såsom en dator med tillhörande minne. De àskádliggjorda data- och styr- signalerna som beskrivits på annat håll i denna text till- handahàller den erforderliga tidsbestämningen och sammankopp- lingen mellan utjämnaren, underhållssystemet och lednings- kretsarna via multiplexern/fördelaren 157.

Ehuru föreliggande uppfinning har beskrivits i samband med en föredragen utföringsform av densamma skall det fram- hållas att ytterligare utföringsformer, modifikationer och tillämpningar som torde bli uppenbara för fackmannen anses ligga inom uppfinningens ram sådan denna är definierad av bifogade patentkrav.

Claims (15)

454 638 l°t Patentkrav

1. Kreta för att automatiskt digitalt syntetisera en- ledningsavslutningsimpedans med utgangsanpassning, k ä n n e- t e c k n a d därav, att den innefattar analog-till-digital- omvandlingorgan (250, 252, 254>_för omvandling av analogkommu- nikationssignaler som uppträder vid kratsanslutningar till digitalsignaler, organ (118) för att summera nämnda digital- signaler med ingangsdatakommuníkationssiganler under bildande av en sammansatt digitalingangssignal, digitalfilter (116), vartill nämnda sammansatta digitalingangssignal är kopplad för att direkt upprätta en förutbestämd utgangsimpedanskarakteris- tik, varvid nämnda digitalfilter har förändringsbara digital- filterkoefficienter och en digitalutgangssignal, digital-till- -analogomvandlingsorgan (264) för att omvandla nämnda digital- utgangssignal till en analogspänningssignal, och organ (114, 200) som är anordnade att omvandla nämnda analogspännings- signal till en analogström och som har utgående högimpedans- karakteristik i jämförelse med den anpassade ledningen och med den syntetiserade impedansen, varvid nämnda analogström är kopplad till kretsutgangsanslutningarna och till nämnda analog~till-digitalomvandlingsorgan.

2. Kreta enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda organ (114, 200) för omvandling av analog- spänningssignalen till en analogström innefattar transkonduk- tansförstärkarorgan (200) med en utgàngsström definierad av ett bestämt överföringsförhàllande mellan ström och spänning lika med g siemens.

3. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d därav, att den förutbestämda utgangsimpedanskarakteristiken hos kretsen harleds genom att de förändringsbara filter- koefíicienterna ändras i enlighet med en styrdataingangs- signal.

4. Krets enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d därav, att den innefattar automatiska utjämningsorgan (130) för direkt harledning av de rekursiva digitalfilterkoefficien- terna pá grundval av att felet mellan utjämnarutgangssignalen och en referenssignal nedbringas till ett minimum. 454 633 30

5. Krets enligt krav 3, k Ä n n e t e c k n a d därav, att digitalfiltret (116) är ett rekursivt digitalfil- ter.

6. Krets enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d därav, att det rekursiva digitalfiltret (116) inkluderar fem variabla filterkoefficienter. _ ' _

7. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda ledning inkluderar slumpvis inträffande ehuntimpedanser mellan ledningen och kretsen och att admittan- sen hos ledningen är representerad av YL, admittansen hos shuntimpedanserna är representerad av Yx, och att den förut- bestämda utgangsimpedanskarakteristiken hos digitalfiltret är lika med YL-Yx. '

8. Kreta enligt krav 7, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda slumpvis inträffande shuntimpedanser inklu- derar telefonbatterimatnings- och läckimpedanseffekter.

9. Kreta enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d därav, att den innefattar analog-till-digitalförfilterorgan (250) för att begränsa ingángsbandbredden hos nämnda analog- kommunikationssignaler till ett förutbestämt frekvensintervall och analog-till-digitalefterfilterorgan (254) för_att upprätta en önskad àterkopplingsförstärkningskarakteristik.

10. Kreta enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d därav, att den innefattar digital-till-analogförfilterorgan (258) för att upprätta en önskad digital-till-analogbana- förstärkningskarakteristik och digital-till-analogefterfilter- organ (262) för att filtrera utgangssignalen fràn nämnda digital-till-analogomvandlingsorgan (264) för att minska kvantiseringsverkningar.

11. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda digitalfilterorgan (116) har programerbart föränderliga Eilterkoefficienter.

12. Krets enligt krav 11, k ä n n e t e c k n a d därav, att den innefattar styrlogikorgan (504) för härledning av en koefficientstyrdatasignal som är kopplad till digital- filtret (118) för att variera filterkoefficienterna i enlighet med styrsignalen, varvid nämnda styrlogikorgan inkluderar organ för att alstra en referenssignal sa att nämnda digital- filterkoefficienter varieras för att nedbringa felet mellan 454 638 31 digitalfilterutgàngssignalen och referenasignalen till ett minimum.

13. Krets enligt krav 12, därav, att nämnda styrlogikorgan (504) inkluderar organ för k ä n n e t e c k n a d att härleda en digital representation av en ledningsimpedans och organ för att mata in nämnda digitalrepresentation i ett' minne för lagring.

14. Krets enligt krav 13, k ä n n e t e c k n a d därav, att den inkluderar organ för att ursprungligen förse digitalfilterkoefficienterna med nämnda lagrade digital- representation, varvid snabb utjämning erhålls genom att de föregående digitalfilteruttagskoefficienterna hålls kvar såsom igàngeättningskoefficienter för en efterföljande utjämnings- operation.

15. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d därav, att nämnda krets är utformad pà ett LSI-chips.