SE456062B - Krets for att digitalt atskilja fullduplexsendnings- och mottagningsinformationssignaler pa en tvatradsbana till ett par digitalsignaler - Google Patents

Description

456 062 2 innebär att kretsen måste skräddarsys.

Ytterligare ett problem som uppstår såsom följd av impe- dansmissanpassning vid ledningens fjärrände erhålls om sist- nämnda ände är felaktigt avslutad. En icke önskad reflektion eller ett icke önskat eko aterförs därvid till näränden. Om närändens avslutningsimpedans är lika med ledningsimpedansen och förlusterna över hybridkretsen är noll kommer optimala prestanda att erhållas hos närändens utrustning. Fjärrändens eko kan också göras så litet som möjligt genom att man använ- der sig av kända ekoupphävningsmetoder. _ De nämnda tidigare kända ekoupphävningsmetoderna är be- roende av om man på förhand känner till den lokalt utsända signalen och av ett antaget icke-korrelativt samband mellan närändens utsända signal och fjärrändens mottagna signal.

Under användning av adaptiva utjämningsmetoder, antingen med inriktning av signaler eller inte, kan den korrelativa delen av fjärrändesreflektion som föreligger i närändesmot- tagningssignalen regenereras med hjälp av en adaptiv utjämna- re och subtraheras från denna lokalt mottagna signal.

Villkoren för den adaptiva utjämnarens korrekta drift måste uppfyllas. Utjämnaren måste ha ett tillfredsställande signal- brusförhållande för att tillåta utjämnarekonvergens, varjämte den måste ha en linjär nätkarakteristik. Tillräckligt mycket energi måste finnas över bandet för att tillåta korrekta åter- kopplingssignaler för inregleringar av digitalfilteruttag.

"Dubbelöverhörning" får inte förekomma under utjämningsför-~ loppet. Vidare, vilket är viktigast, måste digitallokalsta- tionen, som måste utgöra gränssnitt mot analogabonnentslingor, nu förses med två omvandlare från tvåtråd till fyrtràd för att kunna bilda gränssnitt mot dessa slingor. Då det gällde analogtelefonsignaler tidigare behövdes inga hybridkretsar.

Dessa nyinförda hybridkretsar eller hybridgränssnitt kan medföra att man erhåller reflektioner eller icke önskade retursignaler. Tidigare fanns inte dessa tillkommande hybrid- kretsar då det gällde analogomkopplare. Om således hybrid- kretsen inte företer förbättrade prestanda innebär detta att digitaltelefoncentralen potentiellt sett har ett sämre läge ifråga om prestanda än vad som gäller för dess analogt arbe- u _ s. -" ._ 7- -',¿q_r. .-... a . an.. . Ja.. --,.~.. .. . _... - ._.-.l...a..'.-'~r-u.~-~.ffiào'l 456 062 3 tande företrädare.

Problemet med njut, eller närmare bestämt petentiaiinsta. bilitet hos nätet i Nyquist-avseende; utgör ett resultat av den icke önskvärda áterkopplingen som uppstår såsom följd av omvandlingen från tràtràd till fyrtràd, och anordningen kan tänkas svänga om inte lämpliga förebyggande åtgärder vidtas.

I det klassiska fallet tar VNL-planen (viarestförlustplanen) hänsyn till detta genom att dämpningar införs på valda stäl- len i nätet på ett reglerat sätt och genom att det specifice-. ras att förlusterna över hybridkretsen skall uppfylla vissa minimikriterier vid de punkterfl.nätet där omvandling mellan tvátråd och fyrtràd sker. _ Tidigare har man, då man kommit fram till den dämpning som skulle kunna införas i de befintliga näten, tagit hänsyn till _de stationer (eller kretsar) i vilka man arbetade med omvand- lare mellan tvàtrád och fyrtrád, nämligen förbindelseledningar.

För analoglokalstationer, i vilka omvandlare mellan tvåtràd een fyrtraa inte erroraraaes, tilläts aämpningen noll, var- Jämte de tillàtliga införda förlusterna uppgick till och fort- farande uppgàr till endast några få tiondelar av en decibel.

Problemet att konstruera en digitallokalstation för att åstad- komma ekvivalenta analogprestanda i en analog omgivning för- svåras således av den befintliga VNL-planen. Experimentella resultat visar att om man tillfogar en dämpning (4 dB) i lokalstationen för att.undanröJa detta problem medför detta endast en minskning av "betJäningsgraden", dvs. personer som använder sig av en telefon kan upptäcka de sämre prestanda som beror på den tillfogade dämpningen. n Åutomatiska utjämnare i och för sig-är allmänt kända inom tekniken med digitaldataöverföring, och såsom exempel på detta kan användas de amerikanska patentskrifterna 3 579 109 och 3 984 789. En adaptiv digitalutjämnane är beskriven i den amerikanska patentskriften 3 633 105. Den amerikanska patent- skriften 3 798 560 beskriver en adaptiv transversalutjämnare där man arbetar med ett tidsmultiplexerat digitalfilter av andra ordningen.

Enligt föreliggande uppfinning kommer en digitaltelekommu- nikationsledningskrets-som kan förverkligas på ett eller flera .. ..._ -u.~..._ - f . _., a." .~._..;- a - V ._52 ,,.' - -- . .->.~-..;-..~-.L.~-. 456 062 4 storskaliga integrerade kretschips (LSI-chips) att beskrivas.

En förenklad integrerad maskinvara åstadkommas på så sätt att man pa ett LSI-chips uppnår kombinationen av en elektro- nisk två-till-fyrtrådhybridkrets, linjeimpedansanpassning medelst automatisk digitalimpedanssyntetisering av en utgångs- impedans och alla digitalfiltreringsfunktioner på en total- LSI-telefonledningskrets inkluderande automatisk utjämning.

Ett första ändamål med uppfinningen är således att elimine- ra tva-ti1l-fyrtrådsanalogomvandlarna i telefonledningskretsar genom att utföra tva-till-fyrtràdsomvandlingsfunktionen digi- talt. Ett annat ändamål med uppfinningen är att åstadkomma automatisk ledningsimpedansanpassning vid uppkoppling av ett anrop genom att vid ledningskretsen åstadkomma en elektroniskt syntetiserad avslutningsimpedans som är anpassad till abonnent- .ledningsimpedansen. Ännu ett ändamål med uppfinningen är att förverkliga en telefonledningskrets på grundval av LSI-tekni- ken. Ytterligare ett ändamål med uppfinningen är att i bety- dande grad minska ekon som beror på hybridkretsar och impedans- missanpassningar vid en telefonomkopplingsstation. Ett annat ändamål med uppfinningen är att åstadkomma en automatisk ut- jämningsfunktion för telefonabonnenter, varvid utjämningen ut- förs digitalt med hjälp av ett rekursivt digitalfilter med programerbara koefficienter för att minska felet mellan fil- teringångssinalen och en referenssignal. Ännu ett ändamål med uppfinningen är att åstadkomma en snabb utjämningstid genom att hålla kvar digitalfilteruttagskoeffioientenna från det senaste anropet och att utnyttja dem såsom startkoefficienter för det aktuella anropet. _ Andra ändamål och fördelar hos uppfinningen kommer att bli uppenbara i anslutning till detaljbeskrivningen och de bifoga- de ritningarna, på vilka fig. l visar en känd elektronisk hybridkrets, fig. 2 åskådliggör en digitalledningskrets i enlighet med föreliggande uppfinning, fig. 3A visar digital syntetisering av en utgångsadmittans, fig. BB visar ett för- enklat blockschema över impedansanpassning i en digitalhybrid- krets, fig. 4 åskådliggör en transkonduktansförstärkare, fig.5 visar en rekursiv automatisk utjämnare, fig. 6 visar ett block- schema över ett generaliserat digitalfilter, fig. 7 visar ett s 456 062 5 . blockschema över en utjämnare, fig. 8 visar ett blockschema över en generaliserad digital två-till-fyrtrådsomvandlare, fig. 9 visar ett blockschema över en föredragen utföringsform av en utjämnare enligt föreliggande uppfinning, fig. 10 åskåd- liggör en första minnesdel av utjämnaren enligt fig. 9, fig.ll åskådliggör en andra minnesdel av utjämnaren enligt fig. 9, fig. 12 visar ett flödesschema över utåämnarens drift, fig. 13 åskådliggör multiplexern/fördelaren enligt föreliggande-npp- finning, och fig. 14 åskådliggör gränssnittförbindelserna mellan utjämnaren enligt fig. 9 och multiplexern/fördelaren enligt föreliggande uppfinning. á Fig. l visar generellt en elektronisk hybridkrets 10 enligt teknikens ståndpunkt, vilken hybridkrets utför följande funk- tioner: nämligen (1) anpassning av ledningsimpedansen som upp- träder vid dess uttag 12 och 14 och som i fig. 1 är visad så- som den punktformigt fördelade impedansen ZL vid 16 och (2) minskning av den icke önskvärda retursignalen från överförings- banan 1 genom att i överföringsbanan 2 åstadkomma en upphäv- ningssignal så att utgångssignalen från mottagningsförstärka- ren 18 för den överförda signalen minskas eller reduceras till ett minimivärde. Hybridkretsen 10 arbetar på följande sätt.

Impedanserna Z8 vid 20, ZL vid 22 och Z3, Z¿ vid 24 bildar en bryggkrets, i vilken sändarförstärkaren 26 tjänstgör såsom drivkälla och mottagarförstärkaren 18 tjänstgör såsom noll- förstärkare. Om bryggan är balanserad på lämpligt sätt kommer utgångssignalen från mottagarförstärkaren 18 att bli noll för varje signal som sänds ut. Samtidigt mottas en eventuell signal som uppträder över ledningarna som motsvarar telefonist- proppens spets och ring att mottagas vid förstärkarens 18 ut- gång. Icke önskvärda, utsända retursignaler kommer således att elimineras, varigenom hybridkretsens två-ti11-fyrtråds- omvandlingsfunktion utförs. Impedansen som "ses" av ZL utgörs av z8 parallell: med zl vid 28. om zl är mycke: större än 28 "ser" överföringsledningen Z8 såsom en linjeavslutningsimpedans.

I praktiken fixeras Z8 vid ett bestämt värde, i ett typiskt fall 900 ohm i serie med 2,2 mikrofarad, varjämte Z3 och Z4 varieras eller väljs så, att avsedd balans erhålls, varigenom den icke önskvärda retursignalen nedbringas till ett minimum. .,~ .- ,....~..,f_.. _: 456 062 6 Denna krets har följande nackdelar.i (1) Eftersom Z8 inte är lika med ZL för alla överförings- ledningar blir kretsens 10 returförlust definierad enligt: Z Z L + 8 ZL - Z8 inte oändlig, vllket_ar dptlmelvärdet för ett peflektlenen_; från signaler som mottas från fjärränden skall nedbringas till ett minimum. ' _ (2) Z3 och Z4 måste väljas genom en kompromiss för att samma krets 10 skall kunna samverka med olika ledningar, eller annars måste Z och Z4 väljas manuellt eller automatiskt medelst en lämplig grupp styrsignaler som aktiverar en analog- omkopplingskrets som inkopplar lämpliga värden på Z3 och Z4 i kretsen i enlighet med något styrt förlopp. (3) Huvuddelen av de i kretsen i fig. l visade impedanser- na är komplexa impedanser, och de kräver således både resisti- va och kapacitiva element. ' (4) Kretsen enligt fig. l är principiellt analog till sin natur och är inte lämpad för LSI-digitalmetoder som är billiga, kräver ringa energi och fordrar stor täthet. (5) Kretsen enligt fig. 1 kräver dyra, stabila och preci- sionsbetonade komponenter för att den skall kunna arbeta på avsett sätt nnder nela livslängden för den utrustning med vil- ken den används. Ã _ » . (6) Ingångs-/utgangssignalerna pà fyrtràdssidan hos kretsen enligt fig. l härrör från avkodnings- och kodningskretsarna i den codec-anordning som utnyttjas i ett digitalomkopplings- system. För att arbeta korrekt måste således ledningskretsen för en digitalstation inkludera en separat oodec-anordning och hybridkrets förutom de normala codec-filtren. ” I fig. 2 avser beteckningen lOO generellt ett blockschema för en digitalledningskrets i enlighet med föreliggande upp- finning där den digitala tvà-t1ll-fyrtrådshybridfunktionen utförs utan ett men har med de tidigare ingående dlekrete analogkomponenterna. Kretsen 100 åstadkommer också automatisk_ digital syntes av ledningsavslutningsimpedansen för en god- (Ekvation 1) returförlust = 20 loglo tycklig överföringsledningskarakteristik, varigenom de tidigare _ -.~~.. *~ 456 062 7 använda analogkomponenterna kan undvaras även här. Tack vare dessa kännetecken kan man uppnå en LSI-krets som förverkli- gar de fullständiga elektroniska hybrid- och impedansanpass- ningsfunktionerna såsom en del av en totalt omspännande codec- funktion, varjämte dessa funktioner kan förverkligas på ett enda LSI-chips utan någon omfattande extern analogbalanse- ringskrets eller inregleringskrets. Detta medför att man er- håller en i hög grad tillförlitlig telekommunikationslednings- krets med stor densitet till låg kostnad och med låg effekt- förbrukning. De tekniska förhållandena på vilka denna krets är baserad kommer nu att beskrivas.

Om den i fig. l visade impedansen Z8 skulle kunna göras' exakt lika med impedansen ZL inom hela det intervall av över- föringsledningar som impedansen är avsedd för-skulle impedan- serna Z och Z4 kunna utformas såsom lika resistiva element, varigenom man skulle kunna eliminera retursignaler och åstad- komma en exakt impedansanpassning för att maximera returför- lusterna på sätt som beskrivits ovan. Medelst kretsen enligt fig. 2 kan man uppnå detta med hjälp av digitala filtrerings- och återkopplingsmetoderna utan att man behöver tillgripa de tidigare använda analogkomponenterna. I fig. 2 är den impe- dans som man "ser", då man ser in i uttagen 102 och 104 mot- svarande telefonistproppens spets och ring, utformad för att anpassas till ledningsimpedansen, _ Den under hänvisning till fig. 1 beskrivna ledningsavslut- ningsimpedansen Z8 syntetiseras digitalt av den digitalslinga 1 kretsen 100 som bildas när omkopplaren 106 tillslås'och åstadkommer återkoppling från kodningsbanan 108 till avkod- ningsbanan 110 via ledningen 112. ' Fig. 3B åskådliggör ett förenklat blockschema som visar dylik digitalsyntes. Transkonduktans- eller g-förstärkaren 200 är ett organ som omvandlar en ingångsspänning V* till en utgångsström -gv. Denna förstärkare har en oändlig ut- gångsimpedans eller en utgångsadmittans som uppgår till noll.

Denna typ av krets är allmänt känd inom tekniken. I sin enk- laste form kan den anses vara lika med ett pentodelektrodrör eller en fälteffekttransistor (FET), vars anod- eller kollek- torström är proportionell mot gallerspänningen eller styr- 456 062 8 elektrodspänningen. I denna utföringsform utgör kretsen som är visad vid 200 i fig. 4 ett exempel, varvid en operations- förstärkare med öppen slinga och med stor förstärkning (= 10 ) används tillsamans med en resistans vars konduktans uppgår till g siemens. . ' I praktiken är förstärkaren 200 den normala utgángsför- stärkaren från avkodaren 114, och den utgör inte någon till- fogad del. Denna förstärkare är visad funktionellt separat enbart i förklarande syfte. Avkodaren 114 är ett organ som omvandlar en digitalsignal till en analogspänning, och denna funktion kan utföras medelst allmänt kända digital till analoganordningar i enlighet med teknikens ståndpunkt.

H-filtret är ett digitalfilter med programerbara koefficien- ter, och ett sådant filter kan utformas pà grundval av all- mänt kända metoder avseende digitalfiltrering enligt teknikens ståndpunkt, såsom kommer att framgå nedan. H-filtret 116 före- gås av en digitalsummeringsknutpunkt 118, såsom är visat 1 fig. 3B. Förfiltrets .120 uppgift är att begränsa bandbredden hos avkodarens 114 ingångssignal till det aktuella området, dvs. under samplingstakten hos kodaren 122, för att man skall kunna undvika spektralvikning och för att optimera signal- störningsegenskaperna hos kodaren 122. Förfiltret 120 kan innefatta ett enkelt, tvåpoligt, passivt lágpassfilter, efter- som det är analogt till sin natur.

Kodaren 122 kan företrädesvis vara en kodare av sigma- I deitacyp beskriven av Candy m.r1. Kodarens erterrilcer 124 utför funktionerna med bandbreddsbegränsning, deeimering och àstadkommande av ett totalt, plant lågpassgensvar i kombina- tion med förfiltret 120 så att den sammansatta förstärkningen blir lika med ett i det aktuella frekvensbandet, varjämte nämnda gensvar rullar av monotont utanför detta band. Med en anordning av den ovan beskrivna typen kan man visa att gen- svars- och utgángsadmittansen vid de i fig. 33 angivna punk- terna är lika med: ï9-=-'5Ã--- där v' = YL +vbf+vf P (Ekvation 2) Vin» YL' + gH L .-uuu*t 456 062 9 varjämte utgångsimpedansen, inkl. batterimatningen 125, förfiltret 120 och ledningsbelastningarna, kan uttryckas såsom: Yut = YL' + gH (Ekvation 3) I fig. 3A är digitalsyntesen för en utgångsimpedans visad medelst en förenklad och generaliserad krets som kan utnyttjas för många tillämpningar där man önskar digitalt syntetisera en bestämd utgàngsimpedans och utnyttjar A/D- och D/A-omvandlare istället för de specialiserade telefoni- formerna för A/D resp. D/A samt såsom kodare/avkodare. Funk- tionerna hos A/D-förfiltret 250 är att begränsa bandbredden hos ingångssignalen Vin på ledningen 252 för att hindra spekt- ralvikning till följd av undersampling. Efter analog till digicaiomvandiing 1 A/D-Qmvanaiaren 252 utför A/D-efcerfiicret 252 "uppsopning“ för att åstadkomma en total lågpassförstärk- ningskarakteristik med värden "etc" för A/D-banan 256. g-för- stärkaren 200 och det digitala H-filtret 116 är beskrivna på annat håll 1 denna text. D/A-förfiitret 258 "sopar upp" för att säkerställa att D/A-banans 160 förstärkning är lika med gH. D/Å-efterfiltret 162 eliminerar eller minskar till ett minimum verkningarna hos D/A-kvantiseringsprocessen som upp- träder 1 D/A-omvandlaren 264. Kvantiseringseffekter definie- ras sàsom bruset som är beroende av D/A-felet vid approxime- ring av en kontinuerlig analogutgångssignal.

I fallet då förfilter- och batterimatningsimpedanserna (admittanserna) är stora (små) i jämförelse med lednings- impedansen (-admittansen) kan de försummas. Normalt är batteri- matningsimpedansen så utformad att den_har denna egenskap för att hindra signalförluster och kopplingen av icke önskade signaler in i codec-anordningen. Förfiltret kan också konstrue- ras på så sätt att den får den aktuella karakteristiken genom att man utnyttjar ett stort seriemotstánd eller den stora in- gángsimpedansen hos styringången till en fälteffekttransistor (FET).

Under dessa betingelser blir YL' = YL , varjämte utgångs- admittansen blir Yut = YL + ga (ßkvation 4) 456 062 10 Om gH görs lika med Yi gäller att: ågá = - 1/2 ' (zkvation 5) varvid kretsens utgângsimpedans blir anpassad till lednings- impedansen.

På motsvarande sätt uppträder den fördröjda utsända signa- len Vin dämpad med - l/2 vid summeringsknutpunkten 270 enligt fig. 3B. Om det digitala F-filtret 272 ger dämpningen 1/2 och en absolut fördröjning svarande mot tur-ooh-returfördröjningen från H-filtrets ll6 ingång till utgången hos kodarens efter- fiiter 125 kommer utgangsfiitret 272 att upphäva den icke önskvärda återförda sändningssignalen Vin_vid utgången från summeringsknutpunkten 270, varvid den kommer att erhålla en utgångsspänning Vb som inte innehåller någon del av den ut- sända signalen Vin. Under dessa betingelser blir det enklare att förverkliga F-filtret 272, eftersom detta kan utgöras av ett enkelt fördröjningselement av skiftregistertyp. Dämpningen l/2 erhålls genom att binärvärdet hos spänningen Vin förskjuts ett steg åt höger och avrundas.

För en mera generell tillämpning av denna teknik, där immitanser av förfilter- och batterimatningstyp inte är för sumbara men är kända,kan gH ändras så att immitansernas be- lastningseffekter på ledningen elimineras, dvs. gH = YL - Yx (Ekvation 6) där Yx svarar mot den kombinerade admittansen. Under dessa _ förhållanden ändras tur-och-returförstärkningen (genom kodar- 'och avkodarbanorna 108 resp. 110) till I Y Våñ = - 1/2 + êïš (Ekvation 7) varvid den resulterande admittansen som ledningen ser vid ut- tagen 102 och 103 förblir lika med YL. Den andra högra termen i ekvationen 7 representerar den verkan som modifikationen av H-filtret ll6 har för att kompensera för Yx. Detta resulterar i att F-filtret 272 modifieras på så sätt att F = -ï5ë- (Ekvation 8) 2YL 456 062 ll för att den icke önskvärda sändningssignalen som återföra ” .till mottagningsutgången vid V6 skall upphävas.

Uttryckt 1 en samplad data-Z-transformation blir det digita- la H-filtret av formen: 2 E .

Z + K Z + K n(z) = Ko ----~1-_--2 =K<>NZ = _ Z2 + ZK + K D Z 3 4 (Ekvation 9) -1 -2 Ko @+KlZ l+K2Z 2] = KO Níz-:J @+K3z' +K4z'_ D(z' ) där Z är en fördröjningsoperator, K-värdena är programerbara koefficienter, och N och D representerar polynom 1 täljaren resp. nämnaren. Filtrets poler och nollvärden är begränsade tillinom Z-planets ett-cirkel.

Om det ovanstående ställs 1 relation till det syntetisera- de YL¿värdet kommer YL att bli ekvivalent med en godtycklig kombination av motstånd, kondensatorer och spolar, 1 vilka det finns högst två icke-resistivß. element. Denna begränsning är inte bunden vid den aktuella metoden. Den har valts för att förenkla formen hos H-filtret 116 ur synpunkten för för- verkligande av maskinvara för en integrerad krets 1 stor skala 1 syfte att erhålla ett enkelt, rekursivt digitalfilter med fem (5) koefficienter. Dessutom medför det förhållandet, att man begränsar antalet element som bildar YL på ovan beskrivet sätt, att man erhåller en god prakt1sk_approximation med av- seende på funktionen. För andra tillämpningar än då det gäller telefonledningskretsar kan definitionen av H-filtret ll6 ut- vidgas i enlighet med komplexiteten hos de inbegripna immi- tanserna på grundval av de ovan beskrivna metoderna. Exempel- vis kan, 1 fallet då Yx har en icke-resistiv komponent, gh, som svarar mot YL-Yx , utformas på så sätt att dess täljare och nämnare innehåller polynom av tredje ordningen. Härigenom kan den syntetiserade YL-storheten uppfylla den ovan nämnda begränsningen att högst två icke-resistiva element får före- komma. 456 062 -' ' 12 Den rekursiva, automatiska utjämnaren 130 kommer nu att _beskrivas under hänvisning till fig. 5. Behovet av att upp- ratta koefrieienterna nos H-filtret 116 på så sätt att gH är lika med Yï (eller YL - Y¿)} uppfylls av utjämarens 130 funktion. Utjämnaren 130 styrs av underhàllssystemet och kontrollerar därvid att digitalfilterkoeffieienterna är kor- rekta, förutom att den ursprungligen upprättar desamma. Ut- Jämnaren arbetar när ledningen inte är upptagen (inget använ- daranrop pågår) och kan användas gemensamt avgN ledningar. När filterkoefficienterna väl har upprättats behöver dessa koeffi- cienter endast kontrolleras periodiskt, under styrning av underhállssystemet, eftersom en given telefonledningskarakte- ristik normalt inte varierar från dag till dag. Detta inne- bär att utjämnaren kan användas på gemensamtidbas för ett antal ledningskretsar, varigenom dess kostnad effektivt för- delas pà ett antal ledningar. Fig. 5 åskådliggör de betingel- ser under vilka den rekursiva utjämnaren enligt föreliggande uppfinning arbetar. När omkopplarna 106 och 107 i fig. 2 är öppna bortkopplar de F-filtret 272 och återkopplingen på led- ningen ll2 från kodarbanan 108. H-filtret 116 bortkopplas i förbikopplingsarbetssättet (H-filtret kortsluts i praktiken över ingàngs-/utgàngsuttaget, dvs. gH = 1).

Anordningen enligt fig. 2 kan beskrivas enligt följande.

Kodbanan 108 inkluderar kodfiltret 133, en sigma-delta- kodare 135 och ett decimerings- och làgpassfilter 137. Filt- rets 137 utgångssignal och F-filtrets 272 utgàngssignal ' sumeras vid summeringsknutpunkten 139 så att man erhåller mellanmottagningsutgàngssignalen på ledningen 141, vilken ägnal filtreras vid mottagningstonfrekvensfiltret 143. Ut- gångssignalen från filtret 143 utgörs av fyrtrådsmottagnings- signalen hos dess ledningskrets pa ledningen 145. Fyrtráds- sändningssignalen på ledningen 147 filtreras av sändningston- frekvensfiltret 149. Utgångssignalen från filtret 149, dvs. mellansändningsingàngssignalen, kopplas till H-filtret 116 via summeringsknutpunkten 151, där mellansändningssignalen summeras med àterkopplingen pâ ledningen 112, när omkoppla- ren 106 är sluten, under styrning av multiplexern/fördelaren 130. Före avkodning i avkodaren 114 filtreras den filtrerade n 456 062 13 transientsignalen medelst ett interpoleringsfilter 153. Den programerbara signalgeneratorkretsen 155 är visad för full- ständigheténs skull, och vad gäller detaljer hos denna krets 155 hänvisas till den amerikanska patentskriften-4 161 633.

I utjämnaren 130 ingår organ för att distribuera styrkoeffi- cienter för 1...N ledningskretsar, vilka organ är generellt visade vid 157 och inkluderar en digitaltonfrekvensutjämnare 159 och en digitalreferensgenerator 161. vid ledningens abonnentände lyfts handmikrotelefonen hos en telefonapparat genom en underhållsfunktion. Vid mellan- sändningsingångspunkten matar en referensgenerator l6l en referenssignai med likformiga (lika) energikomponenter i frek- vensbandet för normal drift och nollenergi utanför bandet.

Utgángssignalen O (Z) är korrekt då, under hänvisning till rig. 5, _ ' E(Z) = 0, där Z = fördröjningsoperatorn, och (Ekvation 10) E(Z) o(z) = R(z) z'L (skvatiøn 11) L Termen Z" dröjningarna genom slingan. Under dessa betingelser gäller att kompenserar för de kända absoluta samplingsför- -1 ÉÅZ-1 Ko = Y (z), (skvauion 12) D(Z-1) L som är det önskade resultatet, varvid de resulterande rekur- siva filterkoefficienterna Ko, Kl, K3, Kn har upprättats på korrekt sätt och kan föras in i H-filtret 116 för normal drift.

Då utjämnaren 150 bringas i drift införs försökskoefficienter eller de senaste koefficientvärdena i H-filtret 116, varigenom det blir möjligt för utjämnaren att konvergera snabbt. Ut- Jämnaren löser med god verkan en grupp samtidiga partiella differentialekvationer,varigenom det kvadratiska medelvärdet mellan R(nT-LT) och O(nT) såsom funktion av koefficienten Kk nedbringas till ett minimu. Detta kan uttryckas på följande sätt: 456 062 lä felterm= partiell ac f A “dbfi a? = =¿'-[o(nr) - nmr- xm] a ggr) (Ekvation 13) k 3 k enligt vedertagen teori, exempelvis Lucky & Rudin 1 BSTJ november 1967 och Weiner - Time Series Analysis - MIT Press, utgiven 1964, appendix B.

Utgångssignalerna P°(nT), Pl(nT), etc., representerar de partiella derivatcrna för 0(nT) med avseende på filter- koefficienterna. Dessa utgångssignaler korsmultipliceras med E(nT) och summeras samt "skivas" av en skivningsanord- ning som stympar och rundar av till summatermen och avger Ck-utgangssignalerna som gör det möjligt att uppdatera n(Z och D(Z'l)-polynomen med nya koefficienter enligt ekvationen ..l)_ Kkny = Kkgammal - Ck ¿L (Ekvation 14) där.4 är ett inkrementvärde eller en faktor för stegregle- ring. Denna skivningsteknik samt organ för att tillämpa lös- ningen på ekvationen 14 är kända i området för automatisk ut- jämning då det gäller icke-rekursiva strukturer. Kretsen enligt fig. 5 förverkligar emellertid pà ett unikt sätt en automatisk utjämningsfunktion för en rekursiv utjämningsstruk- tur. Kretsen enligt fig. 5 tillhandahåller de Pk-termer som tar hänsyn till samverkan mellan koefficienterna KR. Detta har hittills ansetts vara en av de begränsande faktorerna 1 rekursiva utjämningsstrukturer, vilket eventuellt kan vara ett av skälen till att icke-rekursiva utjämningsstnukturer har varit förhärskande inom tidigare känd teknik, nämligen på så sätt att det har varit mycket enkelt att erhålla de partiella funktionerna för automatiska utjämnare som arbetar med 'felkriterier enligt minsta kvadratmetoden. Dessa icke-rekursiva strukturer enligt tidigare känd teknik kräver 30-60 komplice- rade koefficienter, under det att en rekursiv struktur enligt föreliggande uppfinning endast behöver 5 (fem) koefficienter och medför en motsvarande minskning i kretskomplexitet och 1 erforderlig maskinvara.

Ur blockschemat enligt fig. l, vilket visar arbetssättet hos en rekursiv utjämnare, har det fastställts att de ekva- 456 062 15 tioner som är inbegripna är följande: ' -1 1>°(z) = A(z) 1 gif-ll- (mcvation 15) D(Z ) - P Z = A Z ( ) ( ) K°Z_l 1 n(z'l) (Ekvacion 16) P2(Z) = Z'1 P1(Z) (Ekvation 17) -xoíl _ 8 P3(Z) = D(Z_l) P°(Z) _ (Ekvation l ) P4(z) = z'1 P3(z) (Exvation 19) O(Z) = K°P°(Z) (Ekvation 20) E(Z) = 0(Z)-E(Z) (Ekvation 21) N Ckny = skivaâ Fk (nT) - E(nT) (Ekvation 22) 1 Kkny = Kkgamnal - Ckny.4 (Ekvation 23) Genom att de ovanstående ekvationerna används upprepade gånger uppdateras H-filtrets 116 koefficienter kontinuerligt till en punkt där Ck-värdena är försumbara i Jämförelse med vissa äk- värdenz. ~ x - Ju (Ekvatiøn 21+) värdena hos Sk är beroende av brus och andra faktorer och be- stäms empiriskt pá förhand. När kriterierna enligt ekvationen 24 är uppfyllda har utJämnaren fullbordat sin uppgift, varvid den kan tilldelas en annan ledning.

De värden som erhålls pà Kk matas in i H-filtret. För fallet 456 062 16 då Y¿=O är E-filteröverföringskarakteristiken helt enkelt l/2, varför en absolut fördröjning svarande mot tur- och -retur- samplingsfördröjningarna genom digitalfiltren medför att Z'L erhålls 1 samplad datanotering.

Då det gäller fallet där Yx#O ger utjämningsförloppet följande: -1 š%å:ï% Ko = YL(Z) + Yg(Z) (Ekvation 25) För att det erforderliga värdet på gH skall erhållas måste den kända storheten YX multipliceradlned 2 subtraheras: -1 em) ~= Ko - 2Yx = vL - rx ' (Ekvation 26) I detta fall måste antalet_partiella funktioner PK ökas så att polynom av tredje ordningen kan erhållas för N(Z“I) och D(Z'l) för att en admittans av polynomtyp av första ordningen skall erhållas för Yx(Z). F-filtret 272 blir under dessa be- tingelser ~ gH YL-YX F = ä" = (gkvâtiOn 27) Dette värde på F-riitret 272 kan beräknas i undernàiiesystemet ur utjämningsresultaten som erhållits vid bestämning av gH och det kända värdet på Yx. Alternativt kan utjämnaren användas för bestämning ev värdet på F direkt. Denne operation utförs på följande sätt.

Koefficienterna för H-filtret ll§ matas in och omkopplaren 106 i återkopplingsbanan ll2 i fig. 2 sluts såsom följd av en omkopplarstyrsignal från multiplexern/fördelaren 157.' F-filtrets 272 banomkopplare 102 öppnas, och utjämnarens 130 förlopp utförs. Denna arbetssekvens leder till följande: 456 062 17 -i MZ-ll K 1. ZYL (Etkvation 28) n(z') ° 'Y-'L-Yx och således -1 F = -PÅZ-J l (Enwation 29) mfl) Ko Det ovanstående ger upphov till koefficienter för ett rekursivt filter av samma typ som Hßfiltret 116 med polynom av tredje ordningen för N(Z'1) och D(Z'1) för ett Yx-värde av polynomtyp av första ordningen. Själva kretsförverkligandet av H- och F-filtren kan erhållas med hjälp av metoder enligt teknikens ståndpunkt.

Fig. 6 visar generaliserade H- och F-filter 116 och 272 för bearbetning av N(Z"1) och D(Z'1)-polynom av ordningen k/2 enligt ekvationen 30. ' Y Z Ko (1+1 = (Ekvation 30) x z -1 -k/2 (1+K x -z ...K z ) _ 'ê-'l-l k Koefficienter och data lagras i ett halvledar-RAM-minne som är organiserat i "nedskjutningsstaplar" 300 och 302 resp. i återcirkuleringsstaplar 304 och 506 för att möjliggöra ut- hämtning och lagring av information. Vid varje samplingstid- punkt T matas datautgàngssignaler från BAM-minnesstaplarna 300-506 till en multiplikator-/summeringskrets 308 som beräknar den erforderliga utgàngssignalen Yn på ledningen 310 genom att sekventiellt multiplicera och ackumulera resultaten enligt ekvationen 31. ' vn = Ko (xn+1 2 2 . ...K Y k (xEJrlYn_l+x¿+2yn-2 xuhê) 2 2 (Ekvation 31) 456 062 = 18 Den först beräknade termen är K°Xn med omkopplarna S1 vid 312 och S2 vid 314 inställda i läget l. S1 inställs därefter i läget 3, varpå x-termerna beräknas. Efter den operationen inställs S1 och S2 i läget 2,varvid.y-termerna beräknas. Så- ledes ingår k+l multiplicerings-/adderingsoperationer. Det ovanstående kan lätt utföras inom samplingsperioden under gemensam användning av samma minne och multiplikatorn 308 samt ackumulatorn 316 för både H- och F-filtren. För H- och F-filter med k=6 (dvs. sex koefficienter) kommer fjorton (14) multiplicerings-/adderingsoperationer att förekomma, och om approximativt en (1) mikosekund tillåts för varje sådan opera- tion kan en samplingsperiod T omfattande 14 mikrosekunder till- làtas. Polynom av högre ordning kan få förekomma genom att man adderar parallellt i den aritmetiska operationen och minnes- operationen. Andra former av rekursiva filter kan förekomma, och den i fig. 6 visade filterutformningen utgör endast ett exempel. ' I enlighet med föreliggande uppfinning kan utjämnaren 1 praktiken utformas på olika sätt. I en föredragen utförings- form utnyttjas halvledar-RAM-minnen, jämte en aritmetisk en- het och styrlogik för att bilda en digitalsignalbehandlings- anordning för att förverkliga de principer som framgår av de ovan givna ekvationerna. Ehuru en algoritm med det kvadratiska medelfelet har åskàdliggjorts här såsom grundval för utjämna- rens drift kan andra algoritmer utnyttjas för bestämning av koefficienterna hos H- och F-filtrenl Exempelvis är den be- I skrivna algoritmen baserad på bestämning av värden på Ck över en period av ett antal samplar lika med NT. Varje gång som Ck-värdena beräknas uppdateras koefficiénternas KK-värden för varje N samplar, vilket innebär att . ' _ NT Ck (mNT) = skiva ɧ:Pk(nT)E(nT) (Ekvation 32) n=(m-1)NT+l varjämte de nya värdena pà koefficienterna beräknas på grund- val av gradientvektorkomponenterna Ck i ekvationen 33: Å 456 062 19 xk(m) - kk (m-1) - ck(m) (skvacian 33) Genom att beräkningen av Ck förenklas medelst approximering: Ck(nT) = tecken Pk(nT) - tecken E(nT) (Ekvation 54) kan koefficienterna Kk uppdateras vid varje samplingstidpunkt T, varigenom man kan erhålla snabbare konvergens till de slut- giltiga värdena och kan minska den erforderliga mängden maskinvara. Denna algoritm är en förenkling som approximerar minimiprestanda på grundval av kvadratiska medelvärdesfel i acc raxuraivc riicar aan är fördaiakcig, särskilt 1 sådana' fall där tonvikten ligger på snabb konvergens och minskad maskinvara.

Digitalfiltren som används för att alstra de partiella utgàngssignalerna PK kan utformas pà likartat sätt som F- och H-filtren.

Fig. 9 visar ett blockschema över en bestämd utföringsform av utjämnaren 159. En pà gemensamtidbas arbetande aritmetisk logikenhet (ALU) 500 utför sekventiella aritmetiska och logiska operationer med avseende pá i utjämningsminnet 502 lagrad in- formation under styrning av logikstyrsignaler från styrlogik- kretsen 504, vilka logikstyrsignaler är synkroniserade med logikstyrklockan 506. Styrklockans 506 frekvens är i sin tur synkroniserad med datasamplingsklocksignalen och utgör en multipel av denna. Första och andra RAM-minnen 508 och 510, viika tillsammans bildar uugämnarminnac 502, styrs medelst en serie styrord, av vilka vart och ett_ocksà styr arbets- sättet hos den aritmetiska logikenheten 500.

Yttre styrord på ledningen 512 skiftas av skiftregistret 514 till styrlogikgrindar 514 för att åstadkomma styrord på ledningen 516 under kontroll av styrlogikkretsen 504. Konstan- ter kan matas in i minnet 502 under yttre styrning, minnes- innehållet kan undersökas externt, och utjämningsförloppet kan initieras externt. En logisk utgàngssignal EC avges när ut- jämningen är fullbordad. _ Fig. 10 visar utformningen av det första minnet 508, som omfattar fyra staplar 520, 522, 524 och 526 av nedtrycknings- 456 062 - 20 typ, varvid funktionsdetaljerna hos stapeln 520 är visade.

Staplarna 522, 524 och 526 arbetar på likartat sätt som minnesstapeln 520. Varje nedskjutningsminnesstapel 520-526 arbetar på så sätt att varje nytt ingångsord på minnesbussen 528 och ledningen 530 ersätter det senaste föregående ordet i stapeln, varvid det sista ordet i stapeln matas ut från stapeln. Detta är således en operation av typen först in - sist ut (FILO-operation). Varje dataläge i varje stapel kan nås direkt eller läsas ut, Registerstapeln 520 lagrar orden A(n), A(n-l)..., stapeln 522 lagrar Po(n), Po(n-l)..., stapeln 524 lagrar Pl(n), Plfn-l)..., och stapeln 526 lagrar P5(n), P5(n-1)... . Avkodaren 552 avkodar styrorden på ledningen 516, varifrån de enskilda styrsignalerna matas till varje stapel.

Utgångssignalen för varje läsoperation lagras i minnesregist- ret 554, varvid nämnda utgángssignal utgör en ingångssignal till den aritmetiska logikenheten 500.

Fig. ll åskådliggör uppbyggnaden av det andra minnet 510 som inkluderar minnesavsnitten 540, 542, 544 och 546. I minnes- avsnittet 540 lagras konstanterna Kk, inklusive Ko-KÄ. I minnesav- snittet 542 lagras dataord SK, inklusiïê S0-S4. I minnesavsnittet 544 lagras dataord H(n) från referensgeneratorn 161, vilka skiftas i viaskiftregistret 548. I minnesavsnittet 546 lagras E(n). Alla ingångssignaler till alla minnesavsnitt kan införas separat i minnet eller läsas ut medelst avsedda styrord som avkodas av avkodaren 559. Ett godtyckligt addreserat dataord i vilket som helst av minnesavsnitten 540-546 bringar det adresserade ordet att kopplas-till minnesregistret 552 via grindlogikkretsen 554. Minnesavsnittet 544 är organiserat som en nedskjutningsminnesstapel i vilken ett godtyckligt lagrat dataord R(n), R(n-l)...R(n-l) kan adresseras direkt. Den aritmetiska logikenheten 500 mottar såsom ingångssignaler ut- gångssignalerna från registren 554 och 552 från de respektive minnena 508 och 510. Nämnda aritmetiska logikenhet utför sin aritmetiska behandling med avseende på dessa ingångssignaler, och efter denna behandling placeras resultatet i den aritmetis- ka logikenhetens ackumulator 556. Resultaten kopplas sedan ut för lagring i minnet medelst styrlogikkretsen 504.

En sammanfattande redogörelse för själva de aritmetiska och logiska operationerna som utförs av den aritmetiska logik- 456 062 21 enheten 500 kommer nu att ges.

Funktion Operation Multiplicera C(Rl)-C(R2)--4> ACC Multiplicera/addera C(Rl)-C(R2)+C(ACC) -à> ACC subtranera/addera 2 c(#R1)#t(#R2)+c(Acc) -f> Acc öka 1 små steg c(M2)+|LsB -e» M2 Minska i små steg C(M2)-ILSB -è>M2 Komplettera ackumulatorn, Om tecknet för ackumulatorn är - om negativ 2N_c(ACc) __1> AOC Ackumulatorn är noll "O"-värdet --> ACC Initiera Igångsätt för början av utjämningsförloppet För att multipliceringsfunktionen skall förverkligas multi- pliceras innehållet i minnesregistren 534 och 552, varjämte lagring sker i ackumulatorn 556.

För att utföra funktionen multiplicera/addera multiplice- rar man innehållet i minnesregistren 534 och 552, varefter resultatet adderas till innehållet hos ackumulatorn 556.

För att utföra funktionen subtrahera/addera går man så tillväga att man adderar innehållet i ettdera eller båda registren 534 och 552, med lämpliga teckenändringar under styr- ning av en fältkod, till innehållet hos ackumulatorn 556.

För att utföra operationen med en ökning i små steg eller en minskning i små steg ökas eller minskas med små steg inne- hållet i det aktuella minnesläget om tecknet för ackumulatorn vid 560 är negativt resp. positivt, också i enlighet med fält- koden. ' För att funktionen "komplettera ackumulatorn om den är negativ" skall förverkligas ändras tecknet på ackumulatorns innehåll till positivt tecken när det är negativt. z För att funktionen "O"-värdet skall förverkligas lagras det numeriska värdet noll i ackumulatorn.

För att funktionen "initiera" skall förverkligas, vilken funktion möjliggör extern belastning av konstanter om en extern skrivstyrsignal föreligger, nedkopplas aokumulatorn varjämte ackumulatorflaggorna vid 562 återställs. ' Styrordstrukturen från styrlogikkretsen 504, vilken struk- _ tur inmatas via ledningen 514 till minnena 554 och 552, kan exempelvis bestå av ett sexbitarsminnesfält i M1, ett sjubitars- 456 062 22 minnesfält 1 M2, och ett fembitarsfält 1 den aritmetiska logikenheten 500. Varje styrord omfattar då 18 bitar. Det ovan beskrivna är visat nedan: Minnesfält M1 rll Skjut ned Adress' Välj Delsumma l 2 I 1 2 I 6 biter Minnesfält M2 M2 Läs/skriv Adress Välj Delsumma [il 1 | 3 } 2 | 7 biter Fält i aritmetisk ~Operation Delsumma logikenhet 500 | 5 L 5 bitar Styrord Minnes- 2 Minnes- Instruktions- Totalsumma instruktions- instruktions- fält 1 arit- fält i Ml fält 1 M2 metisk logik- enhet 6 ' 7 5 i [ 18 bitar I fig. 12 är ett flödesschema som visar utjämnarens arbetssätt àskàdliggjort. Flödesschemat har följande förlopp: Moment l Initiering Pà grundval av en yttre startsignal på ledningen 570 àterställs en utjämning fullbordad-signal (EC-flaggsignal) på ledningen 572, varvid minneslägen, ackumulatorn 556 samt sam- verkande register nedkopplas. Om en yttre eller extern skriv- signal föreligger på ledningen 574 medger styrlogikkretsen 574 att initialvärdena för KR och Sk matas externt via skiftf registret 576. Då ingen extern skrivsignal föreligger tillförs internt lagrade värden på KR och Sk via styrlogikkretsen 504.

Moment 2 Beräkna Po(n) värdena A(n), R(n) erhålls externt vid samplingstidpunkten nT. R(n) och A(n) skjuts in i sina respektive minnen 520 och 548, varjämte A(n-2) och K2 hämtas in i minnets l register 534 resp. minnets 2 register 552. Deras produkt beräknas av den aritmetiska logikenheten 500 och förvaras i ackumulatorn 556. Pa likartat sätt beräknas därefter A(n-1)-Kl och adderas till innehållet 1 ackumulatorn 556. Likaledes adderas A(n) därefter :111 innehållet 1 eekumuietern.

Produkttermerna som än tilldelade återkopplingstermerna Po subtraheras från ackumulatorn enligt ekvationen: 456 062 23 nya Po(n) = A(n) + K1A(n-l)+K2A(n-2) - K3Po(n) - K¿Po(n-1) (Ekvation 35) Denna operation svarar mot den 1 rig. 5 visade funktionen Eíššêl Det resulterande Po(n)-värdet skjuts in 1 Po-minnet 522.

D(z ) Moment 3 Beräkna P5(n) P3(n)-termen som svarar mot utgången från det 1 rig. 5 åskådliggjorda -Ko z'l -filtret beräknas på likartat sätt D (z'l) enligt följande: nya P3(n) = -x9Po(n-1) -P3(n) K3 - P3(n-1) KÄ (Ekvation 36) varefter resultatet skjuts på P3-minnesstapeln 526.

Moment 4 Beräkna Pl(n) På likartat sätt beräknas Pl(n), varpå Pl(n) skjuts på P1-minnesstapeln 1 enlighet med följande: nya Pl(n) = KoA(n-1) - Pl(n) - K3 - P1(n-1) - Ku 1 (Ekvation 37) som svarar mot filterfuxïktionen 39-2- som är åskàdliggjord -1 1 rig. 5. I _ D (Z ) Moment 5 'Beräkna E(n) Feltermen beräknas 1 enlighet med följande: E(n) = P°(n)xo + n(n-1) (skvanion 38) E(n)-sparas, dvs. E(n) lagras 1 sitt föreskrivna läge. Denna operation svarar mot den 1 fig. 5 visade summeringsknutpunkt- funktionen.

Momenten 6 och 7 Beräkna Ck-värden, uppdatera Kk-värden Ck-värdena beräknas på grundval av det ovan beskrivna för- enklade tillvägagàngssättet. I denna operation ingår ökning 1 små steg eller minskning 1 små steg av KK på grundval av teck- net hos gradientvektortermen Ck, dvs¿ 456 062 24 öka i små steg om tecknet är ati t eko.) l komm) k* "eg v minska i små steg om tecknet är positivt (Ekvation 39) xk Momenten 8, 9 och 10 Undersökning för att se om utjämningen är fullbordad Absolutvärdet hos Ck beräknas genom att man ändrar tecknet på Ck om det är negativt. Det motsvarande värdet Sk subtraheras från absolutvärdet hos Ck. Om resultatet i ackumulatorn är positivt ställs testflaggan = 1. Om det är negativt förblir testflaggans vippkrets oförändrad, dvs.: + STÄLL TESTFLAGGAN (TF) lcki ' 51< - INGEN ÄNDRING TILL 'rr Detta moment utförs för varje gradientvektorterm Ck, dvs. Co-G4.

Vid slutet av detta förlopp undersöks testflaggan. Om test- flaggan är = O, varigenom anges att ingen Ck-term har över- skridit det motsvarande värdet hosßk, är utjämningen fullbordad.

Om emellertid testflaggan är = 1, varigenom anges att ett eller flera värden hos |Ck| har överskridit det motsvarande värdet Sk,är utjämningen inte fullbordad, varför cykeln måste upprepas.

Styrlogikkretsen 504 återgår till moment 2 och inväntar där nästa samplingssignal vid intervallet T enheter. När testflag- gan = 0 matas signalen som anger att utjämningen är fullbordad (EC-signalen) för yttre identifiering, varjämte förloppet av- slutas och det yttre eller externa systemet får läsa värdena Ko-K4 ut ur minnet för yttre användning. Utjämnaren kan också vid denna tidpunkt tilldelas någon annan ledning.

Då det gäller verkställighetstider skall nämnas att utjämna- ren måste fullborda förloppet från moment 2 t.o.m. moment 9 på en tid som är mindre än eller lika med samplingstiden T. Da det gäller en samplingstid T som svarar mot sampling av tal- signaler inom telefonin enligt teknikens nuvarande ståndpunkt räcker 125 mikrosekunder, svarande mot samplingsfrekvensen 4KHz.

På grundval av maximalt 50 styrordverkställigheter svaran- 'de mot moment 2 t.o.m. moment 9 måste varje styrord verkställas ~ 456 D62 25 _ på ca 2 mikrosekunder. Då det gäller det ogynnsammaste styr- ordet som innebär uthämtning av två ord ur minnet 508 och minnet 510, multiplicering av dessa ord med varandra samt addering av desamma till ackumulatorn, kan prestandakraven tilldelas enligt följande: ' Access till minnet , 0,5 mikrosekunder Multiplicera 1,0 mikrosekunder Addera Q¿§ mikrosekunder Totalt 2,0 mikrosekunder Dessa krav betyder parallella överföringar från register till register samt aritmetiska operationer. För 13-bitars aritmetik som tillfredsställer telefonikraven kan dessa prest- andakrav uppnås med hjälp av dagens LSI-teknik under utnytt- jande av den häri beskrivna utjämnaren.

För dagen förekommande, enligt teknikens ståndpunkt ut- formade, lagerförda mikrodatorer för allmänna ändamål av typen med mellan 8 och 16 bitar skulle inte kunna uppfylla de ovan angivna kraven på prestanda med användning av programe- ringsmetoder av konventionell typ. De nya kännetecknen som om- nämnts ovan hos den enligt uppfinninen angivna utjämnaren gör det möjligt att uppnå dessa prestandakrav.

I en kort rekaputilation av kännetecknen hos den enligt uppfinningen angivna utjämnaren skall nämnas att den bl.a. inkluderar (l) en mångfald minnen som kan adresseras samtidigt, _ (2) en särskild minnesutformning som underlättar de erforder- liga operationerna (nedskjutningsstaplar som är direkt adresser- bara), (5) aritmetisk förmåga till parallell multiplicering och addering, (4) mikrokodade styrord som styr minnena och den aritmetiska logikenheten samtidigt, och'(5) styrord som står i ett direkt samband med den aktuella erforderliga operatio- nen, t.ex. MULTIPLICERA/ÅDDERA, KOMPLETTERA ACKUMULATORN OM NEGATIV, öKA I SMA STEG, mNsKA I SMA STEG.

En alternativ utföringsform av den ovan beskrivna utjämna- ren kan förverkligas under användning av en signalprocessor av en typ för allmänna ändamål och utformad med förmåga till speciell aritmetisk behandling och minnesbehandling. Ett för- enklat blockschema över en dylik processor för allmänna ända- mal kan återfinnas i fig. 7. 456 062 26 De beskrivna kretsarna kan alla förverkligas i digital LSI-teknik. Genom tillfogande av återkopplings- och frammat- ningsslingorna och F- och H-filtren och genom att man ersät- ter den konventionella avkodarutgångsförstärkaren med en transkonduktansförstärkare kan man erhålla en komplett led- ningskrets på ett enda LSI-chips. F- och H-filtren är enkla, rekursiva filter, vilket gör det möjligt att inkludera F- och H-filtren på en codec-anordning och/eller en codec-anordning och ett filterchips. Föreliggande uppfinning~eliminerar så- ledes de inom tidigare teknik använda analoga 2/4-trådiga hybridnäten och diskreta avslutnings- och balanseringsnät och ersätter dem med de beskrivna, programerbara, digitala LSI-- kretsarna. Förutom förbättrade prestanda medför detta lägre kostnader vid tillverkning, montering och underhåll.

Ehuru icke-rekursiva filter kan användas såsom H- och F-filtren blir kostnaderna för sådana större än för de beskriv- na rekursiva filtren. Analogt skulle man kunna utnyttja en på teknikens ståndpunkt baserad icke-rekursiv utjämnare istället för antingen icke-rekursiva eller rekursiva F- och H-filter, men även en sådan utjämnare skulle vara underlägsen. Omvand- ling av de icke-rekursiva filter som erhålls medelst en icke- rekursiv utjämnare skulle kunna utnyttjas för omvandling till en rekursiv utformning av den beskrivna typen om man använder sig av Fletcher-Powells algoritm som är beskriven i Deczky, Synthesis of Recursive Digital Filters, IEE, Trans. Audio _ Electro Acoust., volym AU-20, sid. 257-263, oktober, 1972.

Emellertid skulle detta kräva ett betydligt större uppbåd av maskinvara än den hel-rekursiva utformningen enligt förelig- gande uppfinning. ' Minnet 330 enligt fig. 7 inkluderar tilldelade delar vid 336 för lagring av Ck-koefficienten, vid 338 för lagring av Kk-koefficienter, vid 340 för lagring av korrelatorsummor, vid 342 för lagring av värden DR och Sk, vid 344 för lagring av mellanresultat A(n), Pk(n),...Pk(n__k) och vid 346 för lagring av ett styrprogram så att man kan komma åt lagrade data i överensstämmelse med adresser som tillhandahålls av styrlogik- kretsen 332. Beräkning utförs via den aritmetiska enheten 334.

Fig. 8 åskådliggör en generaliserad digital två till fyr- 456 062 27 trådsomvandlare för helduplexsignaler på ledningen 400. Koda- ren har förstärkningen ett och inkluderar ett analog till digitalförfilter 402, en analog till digitalomvandlare 404 och ett analog till digitalefterfilter 406. I drift fungerar kretsen enligt fig. 8 på likartat sätt som kretsen enligt fig. 3B på så sätt att ledningsimpedansanpassning sker på lik- nande sätt. Avkodarslingan, som inkluderar digital till analog- omvandlaren 406 med tillhörande förfilter 408 och efterfilter 4l0,omvandlar digitala sändningssignaler på ledningen 412 till analogsignaler på ledningen 400. Transkonduktansförstärkaren 414 ger upphov till en oändlig utgàngsadmittans. Den automa- tiska utjämnaren 130 tillför uppdaterade filterkoefficienter och utför styrning med avseende på H-filtret 415 och F-filtret 418, varvid retur av icke önskvärda signaler i den mottagna signalen elimineras vid summeringsknutpunkten 420. Kodarater- koppling och sändningssignalen kombineras vid summeringsknut- punkten 421. Inkoppling av bade kodaràterkoppling och F-filtret 418 1 kretsen bestäms av de respektive omkopplarna 422 och 424 under styrning av utjämnaren 130. I Multiplexern/fördelaren 157, som har beskrivits generellt under hänvisning till fig. 2, är visad mera i detalj i fig. 13. Nämnda multiplexer/fördelare 157 gör det möjligt för ut- jämnaren att användas gemensamt av ett flertal ledningar l-N.

Principiellt utför nämnda multiplexer/fördelare en bestämning av vilken ledning som skall anslutas till utjämnaren. Multi- plexern/fördelaren 157 multiplexerar A(n)-signalerna från de' många ledningskretsarna och fördelar filterkoefficienterna, omkopplar- och filterarbetssättstyrsignalerna och referens- generatorns 161 utgángssignal till den ledningskrets som väljs under styrning av en underhàllsanordning.

Signaler från digitalreferensgeneratorn 161, nämligen R(n), kopplas till ledningarna l-N via logikgrindanordningen 600, som genom en OCH-krets adderar R(n) till ADD l...ADD N från _underhà1lsanordningen vid logikkretsen 602. Den avsedda adres- sen skiftas genom skiftregistret 604, avkodas av avkodaren 606 och kopplas till logikgrindanordningen 600 på det visade sättet.

De fràn underhàllsanordningen härrörande klock- och om- ~ 456 062 _, ' -¿" 28 kopplarstyr-/arbetssättstyrsignalerna kopplas till ledning- arna l-N via logikgrindanordningen 608. Dessa signaler kopp- las till vippkretsar 610 och 612, vilkas utgångssignaler via OCH-kretsar adderas till den avsedda signalen ADD l...ADD N från avkodaren 606. .

De A(n) orden från ledningarna l-N väljs vid logikgrind- anordningen 614 och kopplas till utjämnaren såsom utgångs- signal från ELLER-grinden 616. Varje A(n)-ingångssignal från var och en av ledningarna 1-N adderas 1 en OCH-krets med signalerna ADD 1...ADD N från avkodaren 606 vid OCH-grindarna i logikgrindanordningen 614.

Filterkoefficienterna för F- och H-filtren för var och en av ledningarna 1-N, såsom F-filtret 272 och H-filtret ll6 i ledningskretsen 1 bland N sådana kretsar, kopplas från ut- Jämnaren till den avsedda ledningen 1 bland N sådana ledningar via logikgrindanordningen 618. Filterkoefficienterna adderas via en OCH-krets i logikanordningen 618 till ADD l...ADD N- signalerna från avkodaren 606 för utväljning av den rätta ledningen.

Fig. 14 visar ett blockschema över huvudgränssnittförbin- delserna mellan utjämnaren, underhállsanordningen, multi- plexern/fördelaren och ledningskretsarna. Underhållsanord- ningen 650 kan innefatta en konventionell datakälla, såsom en dator med tillhörande minne. De åskådliggjorda data- och styr- signalerna som beskrivits på annat håll i denna text till- handahåller den erforderliga tidsbestämningen och sammankopp- lingen mellan utjämnaren, underhållssystemet och lednings- kretsarna via multiplexern/fördelaren 157.

Ehuru föreliggande uppfinning har beskrivits 1 samband med en föredragen utföringsform av densamma skall det fram- hållas att ytterligare utföringsformer, modifikationer och tillämpningar som torde bli uppenbara för fackmannen anses ligga inom uppfinningens ram sådan denna är definierad av bifogade patentkrav.

Claims (18)

âfí Patentkrav 456 062

1. Kreta för att digitalt åtskilja fullduplexsändnings- och mottagningsinformationssignaler på en tvåtrådsbana (102,104) till ett par digitalsígnaler, vilka är skilda från varandra, varvid kretsen innefattar: - kodarorgan (133,135,137) För omvandling av analogsänd- nings- och mottagningssignaler till en sammansatt digitaldata- ström; -första digitalfilterorgan (272) till vilka nämnda sänd- ningssignal är kopplad och vilka är i stånd att vid sin utgång lämna en signal, vilken representerar en icke önskad signal- del från nämnda sändningssignal, varvid nämnda första digital- filterorgan är styrda som Funktion av nämnda tvåtrådsbanas överföringsegenskaper; 'I - organ (139) för att kombinera utgångssignalen från nämnda första digitalfilter med den sammansatta digitaldataströmmen för att upphäva den icke önskade retursändningssignalen i digitaldataströmmen, varvid sistnämnda organs utgångssignal består av nämnda mottagningssignal, - och avkodarorgan (114,20Û) för omvandling av nämnda sänd- níngssignal till en analogmottagningssignal; k ä n n e t e c k n a d av att den vidare innefattar: - organ (130) för att härleda koefficientstyrdata som är representativa för nämnda överföringsegenskaper hos nämnda tvåtrådsbana; - och andra dígitalfilterorgan (116), till vilka nämnda sändningsdigitalsignal är kopplad och inkluderande en variabeäï koefficentmatrís som är styrd av nämnda koefficientstyrdata för âstadkommande av en syntetíserad impedansanpassning till nämnda tvåtrådsbana; - varvid nämnda första digitalkrets (272) även har en koefficientmatris, som är härledd ur nämnda koefficientstyrdata och varvid nämnda avkodarorgan (114,20U) inkluderar trans- konduktansförstärkarorgan (200) med en väsentligen oändlig ut- gângsimpedans.

2. Kreta enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda första digítalfilterorgan (272) är styrda av nämnda koefficíentstyrdata för att åstadkomma dämpningen 1/2 och en fördröjning svarande mot tur- och returfördröjningen hos av- kodarorganen (133,135,137). 456 062 30

3. Krets enligt krav 1, k ä n n e t'e c k n a d av att nämnda organ (130) för att härleda koefficientstyrdata inne- fattar en automatisk utjämnare.

4. Krets enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar multiplexeringsorgan (157) för gemensamtidanvänd- ning av nämnda automatiska ütjämnarorgan över ett flertal tvâ- trådsbanor och inkluderande organ för att lagra koefficient- styrdata som är representativa för de enskilda överförings- egenskaperna hos var och en av nämnda flertal tvåtrådsbanor samt organ för fördelning av nämnda koefficientstyrdata till de respektive första och andra digitalfilterorganen (272 resp 116) som är tilldelade var och en av de nämnda tvâtrådsbanorna på så sätt, att impedansanpassning och signalseparation upp- rätthålls för varje tvåtrådsbana i överensstämmelse med dennas respektive koefficientstyrdata.

5. S. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kodare (135) är en sigma-deltakodare. .

6. Krets enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda kodare inkluderar förfilterorgan (120) för att begränsa ingångsbandbredden till kodaren och efterfilterorgan (124) för att upprätta en önskad återkopplingsförstärkningskarakteristik.

7. Kreta enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar omkopplingsorgan (1Û6,107) för att åstadkomma en återkopplingsbana för den sammansatta digitaldataströmmen till digitalsändningssignalen, varvid digitalsändningssigna- len och den sammansatta digítaldataströmmen kombineras innan de kopplas till de andra digítalfilterorganen.

8. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att de första gçh andra digitalfilterorganen (272,116) består av rekursiva digitalfilter.

9. Krets enligt krav 8, k ä n n e t e c k n a d av att vart och ett av de rekursiva dígitalfiltren inkluderar högst fem koefficientuttag.

10. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda avkodarorgan innefattar förfilterorgan för att upp- rätta en önskad förstärkningskarakteristik hos avkodarbanan och efterfilterorgan för att filtrera avkodarutgångssignalen för reducering av kvantiseríngsbrus.

11. Krets enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar koefficienthärledningsorgan (161,130) inkluderande ett 456 062 3! digitalfilter (116) för att härleda en grupp uppdaterade filterkoefficienter (KR) för nämnda digitalfilter (116) och staende i samband med abonnentledningsimpedansen, varvid nämnda koefficienter härleda medan abonnentledningen befinner sig i ett tillstànd motsvarande avlyft handmikrotelefon, var- vid ledningen avslutas i en eyntetieerad anpassad impedans i nämnda tillstànd med avlyft handmikrotelefon, organ (159) för att jämföra nämnda uppdaterade digitalfilterutgångskoefficien- ter (Kk) med en referns Qfk) för att minska felet mellan refe- rensen och utgangskoefficienterna, organ (159) för att omvand- la utgangskoefficienterna (Kk) till förenklade digitalfilter- koefficienter (F) för ytterligare ett digitalfilter (272), till vilket en digitalretursignal (Vin) är kopplad för multip- licering med nämnda förenklade filterkoefficienter (F) för härledning av en negativ representation av retureignalen, sum- meringsorgan (139) för att kombinera nämnda negativa represen- tation med en sändningssignal som inkluderar retursignalen för att eliminera retursignalen från sändningesignalen, och av- kodarorgan (114) för att omvandla utgàngssignalen från nämnda digitalfilter till en analogtalsignal.

12. Kreta enligt krav 11, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda digitalfilter (116) och nämnda ytterligare digital- filter (272) består av rekursiva digitalfilter.

13. Krets enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar organ (157) för att tidsmultiplexera sänd- ningssignaler från ett flertal telefenabonnentledningar till nämnda koefficienthärledningsorgan, varvid nämnda koefficient- härledningsorgan används på gemensam tidbas över nämnda fler- tal ledningar.

14. Kreta enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda förenklade digitalfilterkoefficienter (F) förekom- mer i mindre antal än nämnda uppdaterade digitalfilterkoeffi- cienter (Kk) frán koefficienthärledningsorganen (130).

15. Krets enligt krav 11, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda referens (dt) utgörs av en bandbegränsad gaussisk brussignal.

16. Krets enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar minneeorgan (510, 540) för att lagra nämnda förenklade digitalfilterkoefficienter medan abonnentledningen befinner sig i tillståndet motsvarande pålagd handmikrotele- 456 062 _ âa i ' > fon, varvid de lagrade digitalfilterkoefficienterna kan åter- vinnas nâeta gang ledningen befinner sig i tillstànd motsvar- ande avlyft handmikrotelefon, vilket medför att utjâmnings- tiden minskas från anrop till anrop.

17. Kreta enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar organ (157, 616) för att tidsmultiplexera sändningssignaler från ett flertal ledningar till nämnda koefficienthärledningsorgan (130) och minnesorgan (510, 540) för att lagra digitalfilterkeefficienterna (KR) för varje led- ning, varvid de uppdaterade ledningaimpedansanpassningskoeffi- cienterna för vajre ledning blir minneslagrade från det före- gående anropet för användning i nästa anrop pá vilken som helst av de multiplexerade ledningarna.

18. Kreta enligt krav 9, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar förfilterdigitalomvandlingsorgan (133) för bandbreddbegränsning av analogtalsignaler, analog-til1-digi- talomvandlingsorgan (135) för att omvandla nämnda bandbreddbe- gränsade analogtalsignaler till digitalsändningssignaler, adderingsorgan (139) för att summera nämnda digitalsändnings- signaler och en negativ retursignal för att upphäva den icke önskvärda retursignalen, och fördröjningsorgan (272) för att fördröja den negativa upphävningsretursígnalen med en tid som är lika med sândningselingans fördröjning.