DE3135724A1 - Rauschverminderungsschaltung - Google Patents
RauschverminderungsschaltungInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems
Landscapes
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
RAUSCHVERMINDERUNGSSCHALTUNG
Die Erfindung betrifft allgemein eine Tnformationssigna]aufzeicbnungs-
und -wiedergabevorrichtung und insbesondere eine
Rauschverminderungsschaltung zum Vermindern bzw. Unterdrücken
von Rauschen, das allgemein ein wiedergegobones Informationssignal
in einer Informal i onssignal auf zeichnungs- und wiedr-rgabevorrichtung
begleitet.
Kompandor-Rauschverminderungsschaltungen zum Vermindern von Rauschen
und Verzerrung, die ein wiedergegebenes Tnformationssignal
begleiten, sind an sich bekannt. Derartige Rauschverminderungsschaltungen sind so ausgebildet, daß der dynamische Bereich des
Signals,das auf ein Aufzeichnungsmedium wie ein Magnetband aufgezeichnet
werden kann und von diesem wiedergegeben werden kann,
erhöht wird. Beispielsweise sind Rauschverminderungsschaltungen, die den dynamischen Bereich des Signals um etwa 10 dB im Hochfrequenzbereich
mittels Pegelkompression und einer komplementären Pegelexpansion der Hochfrequenzkomponenten in dem zugeführten
Eingangssignal erhöhen, angegeben in der US-P.S 3 631 365 (Dolby) und der US-PS 3 911 371 (Nakamura et al.).
Allgemein verwenden diese Rauschverminderungsschaltungen eine variable oder veränderbare Filtersehaltung, die ein veränderbares
Widerstandselement enthält, das beispielsweise durch einen
FET oder einen bipolaren Flächentransistor gebildet sein kann; um die erwähnte Kompression und Expansion bzw. Dehnung zu erreichen.
Die Verwendung einer veränderbaren Filtersehaltung hat jedoch Einschränkungen bei dem Aufbau der Rauschverminderungsschaltung
zur Folge. Beispielsweise wird es wegen der diskreten Bauelemente, die bei den diskreten Transistoren verwendet sind,
schwierig, wenn nicht unmöglich, derartige veränderbare Filterschaltungen
als integrierte Schaltungen auszubilden. Weiter besitzen die erwähnten Transistoren, die in den veränderbaren
Filterschaltungen verwendet sind, eine Temperaturabhängigkeit,
J I JD /
die in vielen Fällen schwierig zu steuern ist und die jedoch
nine GI eiehstromverschiebung aufgrund bei spiel sv;ei se des sich
ergebenden ändernden Widerstandswertes dos Transistors mit der
Temperatur verursacht. Dies kann Xndex'ungen oder Schwankungen
in der Frequenzcharakteristik zur .^olae haben. Weiter sind die
obigen Rauschverminderungsschaltungen nicht austauschbar, d.h. daß ein Informationssignal, das mit einer Dolby-Schaltung aufgezeichnet
worden ist, nur mit der Dolby-Schaltung wiedergegeben werden kann. Zusätzlich zu den obigen Einschränkungen beim
Schaltungsaufbau ist es schwierig, ein veränderbares Widerstandselement
zu erreichen, das genaue Charakteristiken besitzt. Dies bedeutet, daß es schwierig wird, die Soll-Charakteristiken
der Rauschverminderungsschaltung zu verbessern, wodurch deren dynainischer Bereich lediglich um etwa TO bis 20 dB erhöhtwerden
kann.
Es ist Aufgabe der Erfinduna, eine Rauschverminderungsschaltung
anzugeben, die imfer Vermeidung der erwähnten Nachteile
hohe Freiheit für den Aufbau der Schaltung läßt. 20
Insbesondere soll die Rauschverminderungsschaltung bei einem
Tnformationssignal aufzeichnungs- und/oder -Wiedergabesystem
verwendbar sein.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung enthält eine Rauschverminderungsschaltung
einen ersten Signalweg einschließlich eines Verstärkers veränderbarer Verstärkung zum Verstärken eines zugeführten
Signals mit steuerbarem Verstärkungsfaktor und eines Differenzierers zum Differenziererpindestens eines Teils des durch
den Verstärker veränderbarer Verstärkung tretenden Signals, eine erste Einrichtung, die mit dem ersten Signalweg verbunden
ist zum Vorsehen einer unteren Grenze für den Verstärkungsfaktor,
der für das der Schaltung zugeführte Signal erreicht ist, und eine zweite Einrichtung, die mit dem ersten Signalweg verbunden
ist zum Vorsehen einer oberen Grenze für den Verstärkimg sfaktor, der für das der Schaltung zugeführte Signal erreicht
ist.
Bei einem bevorzugten Ausführungsheispiel der Erfindung wird
das dem ersten Signa !weg zugeführte Signal auch der ersten Einrichtung
zugeführt, die durch einen Widcrsiands -Mitkopplungsweg
gebildet ist und wird das Auiiiiaiioisiqnaldps JIi i koupl ungswoges
' mit dem Ausgangssignal des ei ston Sinnalwogos kombiniert zum
Erzeugen des Aus gange .si gnal s der T?au deliver mi ndei ungsschal lung.
Die zweite Einrichtung enth.TI t einen Widei st.nids-Ilücklsoppl ungsweg,
der mit dem Ausgangssignal von dor Rauschvermi.nderungsschaltung
versorgt isL und der dieses Signal zum Einnang des ersten
TO Signalweges rückkoppelt bzw. gegenkoppelt.
Die Erfindung gibt also eine Rauschverminderungsschaltung an,
die sehr leicht mit anderen Typen von Rauschverminderungsschaltungen
austauschbar ist. Vielter wird eine Rauschverminderungsschaltung angegeben, die einen spannungsgc.stouerten Verstärker
verwendet, der hochgenaue und steuerbare Charakteristiken besitzt. Weiter gibt die Erfindung eine Rausohverminderunasschaltung
an, die Schwankungen in ihrer Frequenzcharakieristik verringert
und die jede Glei chsi roirfverschi ebung gegenüber herkömmliehen
Rauschverminderungsschaltungen verringert, wodurch der dynamische Bereich der Schaltung sehr stark vergrößerbar ist;
bis zu 30 dB.
Weiter wird eine Rauschverminderungsschaltung angegeben, die
einfachen Aufbau besitzt und die kostengünstig herzustellen und
zu verwenden ist.
Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer TRauschverminderungsschaltung
gemäß einem grundsätzlichen Ausf ührungsbeirzpi el der Erfindung,
,Fig. 2 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der
Frequenz-Ansprechcharakteristik der Rauschverminderungsschaltung
gemäß Fig. 1,
Fig. 3 eine graphische Darstellung der veränderbaren Frequenz-Ansprechcharaktcristik der Rauschvermi nderungssehalfung gemäß Fig. 1,
Fig. 3 eine graphische Darstellung der veränderbaren Frequenz-Ansprechcharaktcristik der Rauschvermi nderungssehalfung gemäß Fig. 1,
ό ΙΟΟ/Ζ4
Fig. 4 eine graphische Darstellung der Eingangs/Ausgangspegelcharakteristik
der ■Rauschverminderungsschaltung gemäß Fig.1,
Fig. 5 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Frequenz-Ansprechcharakteristik der Rauschverininderungsschaltung
gemäß Fig. 1 für verschiedene Verstärkungsfaktoren des .verwendeten spannungsgestouerten Verstärkers,
Fig. ς ßin Blockschaltbild einer Rauschvermi nderung.sschaltung
gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 7 ein BlockschalibiId einer Rauschverminderungsschaltung
gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 8A eine graphische Darstellung der Frequenz-Ansprechcharakteristik
des Hochpaßfilters der Rauschverminderungsschaltung gemäß Fig. 7,
Fig. 8B eine graphische Darstellung der veränderbaren Frequenz-Ansprechcharakteristik
der Rauschverminderungsschaltuncr gemäß Fig. 7,
Fig. 9 eine graphische Darstellung der Frequenz-Ansprechcharakteristik
der Rauschverminderungsschaltung gemäß Fig. 7 für verschiedene Verstärkungsfaktoren des darin verwendeten
spannungsgesteuerten Verstärkers,
Fig. 10 ein Blockschaltbild einer Rauschverminderungsschaltung
gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 11 eine graphische Darstellung der Frequenz-Ansprechcharakteristik
der Rauschverminderungsschaltung gemäß Fig. 10 für verschiedene Verstärkungsfaktoren des darin verwendeten
spannungsgesteuerten Verstärkers,
Fig. 12 ein Blockschaltbild einer ■Rauschverminderungsschaltung
gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel,
Fig. 13 ein Schaltbild einer Antibeqrenzungsschaltung, die
bei der Rauschverminderungsschaltung gemäß Fig. 12 verwendbar ist,
Fig. 14 ein Schaltbild eine' Begrenzschaltung, die bei der
Rauschverminderungsschaltung gemäß Fig. 12 verwendbar ist.
Fig. 1 der Zeichnung zeigt eine Rauschverminderungsschaltung gemäß
einem grundsätzlichen Ausführungsbeispiel der Erfindung, die
— Q_
als Codierer an der Eingangsseite einer Audiosignalaufzeichnungs-
und/oder -wiedergabevorrichtung zum Durchführen eines Pegelkompriinierbetriebes
verwendbar ist. V7ie dargestellt, wird ein aufzuzeichnendes Eingangssignal wie ein Audiosignal von einem Mikrophon.
oder einem Empfänger über einen Eingangsanschluß 11 dem addierenden oder positiven Eingang eines Subtrahierers 17 zugeführt.
Das Ausgangssigqal des Subtrahierers 17 wird einem ersten
Siqnalweq aus einem Reihenschaltung eines Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung und. eines Differenzierers 14 zugeführt. Der
Verstärker 13 veränderbarer Verstärkung kann ein spannungsgesteuerter
Verstärker (VCA) sein, der das Ausgangssignal des Subtrahierers 17 mit veränderbarem Verstärkungsfaktor verstärkt.
Insbesondere steht der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 13 in
direkter Beziehung zum zugeführten Audioeingangssignal derart, daß dessen Verstärkungsfaktor relativ hoch ist, wenn der Eingangspegel
relativ niedrig ist und umgekehrt dessen Verstärkungsfaktor relativ niedrig ist, wenn der Eingangspegel relativ hoch
ist. Dies wird durch einen Steuerweg erreicht, der aus einem Hochpaßfilter 19a (HPF) und einer Steuerschaltung 19b besteht,
wobei letztere eine Steuerspannung dem spannungsgesteuerten Verstärker 13 zum Steuern dessen Verstärkungsfaktor zuführt.
' Das Hochpaßfilter 19a wirkt als Gewichtungsschaltung zum Gewichten
des zugeführten Signals abhängig von dessen Frequenz, und die Steuerschaltung 19b kann einen Pegeldetektor enthalten,
der den Pegel des Signals vom Hochpaßfilter 19a erfaßt und
glättet, um die Steuerspannung abzuleiten, die einem Steueranschluß
des spannung.sgesteuerten Verstärkers 13 zugeführt wird. Auf diese Weise steuert die Steuerschaltung 19b den Verstärkungsfaktor
'des Verstärkers 13 derart, daß dessen Verstärkungsfaktor
für niederpegeliqe Eingangssignale erhöht und für hochpegeliqe Eingangssignale erniedrigt wird. Der Differenzierer 14 differenziert
mindestens den Teil des Ausgangssignals von dem Verstärker 13 veränderbarer Verstärkung,der innerhalb des Audiofrequenzbandes
ist. Das Ausgangssignal vom Differenzierer 14 wird dann einem addierenden Eingang eines Addierers 18 zugeführt.
Ein zweiter Signalweg oder Mitkopplungsweg 16 mit flacher Frequenzcharakteristik,
d.h. einer, die frequenzunabhängig ist, ist mit dem ersten Signalweg verbunden, der durch den Verstärker 13
veränderbarer Verstärkung und den Differenzierer 14 gebildet ist,
über den Addierer 18. Der Mitkopplungsweg 16 erreicht im wesentlichen
keine Verstärkungssteuerung und kann'durch lediglich einen Widerstand gebildet sein. Insbesondere ist der Mitkopplungsweg
16 mit dem Eingangssignal vom Eingangsanschluß 11 versorgt und
führt seinerseits ein Ausgangssignal einem zweiten addierenden oder positiven Eingang des Addierers 18 zu. Wie das weiter unten
näher erläutert werden wird, wirkt der Mitkopplungsweg 16 zum Vorsehen oder Bestimmen einer unteren Grenze für den Betrag des
Verstärkungsfaktors, der auf das Audiosignal ausgeübt wird, das durch die Rauschverminderungsschaltung für niedere Frequenzend
davon hindurchtritt. Der Addierer 18 erzeugt das Ausgangssignal für die Rauschverminderungsschaltung 10 an einem Ausgangsanschluß
12. ·
Weiter ist ein dritter Signalweg oder Rückkopplungsweg 15 mit
im wesentlichen flacher Frequenzcharakteristik parallel zum ersten Signalweg über den Subtrahierer 17 angeschlossen. Das
heißt, der Rückkopplungsweg 15 erreicht im wesentlichen keine
Verstärkungssteuerung für das zugeführte Signal und kann beispielsweise
durch ledig]ich einen Widerstand gebildet sein. " Der Gegenkopplungsweg 15 ist mit dem Ausgangssignal· vom ersten
Signalweg versorgt und führt seinerseits ein Ausgangssignal
dem subtrahierenden oder negativen Eingang des Subtrahierers 17 zu, wo es von dem Eingangssignal am Eingangsanschluß 11 subtrahiert
wird. Wie das weiter unten näher erläutert werden wird, wirkt der Gegenkopplungsweg 15 zum Vorsehen oder Bestimmen einer
oberen Grenze für den Betrag des Verstärkungsfaktors, der auf das Audiosignal ausgeübt wird, das durch die Rauschverminuerungsschaltung
hindurchtritt für dessen höhere Frequenzen. Das sich ergebende Signal, das am Subtrahierer 17 erzeugt wird, wird dann
dem Eingang des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung zugeführt.
Bei der Rauscherminderungsschaltung 10 kann, wenn der Pegel des
dem Eingangsanschluß 11 zugeführten Eingangssignals mit x, der Pegel des Ausgangssignals vom Ausgangsanshcluß 12 mit y,
der Pegel des Ausgangssignals vom Differenzinrer 14 mit z, der
Verstärkungsfaktor des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung mit G, die Übertragungscharakteristik des Differenzierers
14 mit sT, wobei s = j <y und T - vorgegebener konstanter Wert,
die Übertragungsfunktion des Mitkopplungsweges 16 mit F„ und
die Übertragungsfunktion des Rückkopplungsweges 15 mit F_ bezeichnet
sind, die folgenden Gleichungen abgeleitet werden, die die Beziehungen zwischen erstem zweitem und drittem Signalweg
wiedergeben:
Y = PH · χ + ζ (1),
ζ = sT . G(x - FT ■ z)" (2).
Die Gleichungen (1) und (2) können kombiniert werden zur Bildung
einer Gleichung für den Pegel γ des Ausgangssignals als Funktion des Pegels χ des Eingangssignals, gemäß:
1 + FF
1 + sT · · G y = F · ^ . x (3).
1 + sT · FT . G
Eine graphische Darstellung der Gleichung (3) ist in Fig. 2 wiedergegeben.
Wie dort dargestellt, besitzt die sich ergebende Kurve zwei Übergangsfrequenzen f., und f~, die der oberen bzw.
der unteren Grenze des Verstärkungsfaktors entsprechen, der auf
das durch die Rauschverminderungsschaltung 10 tretende Signal ausgeübt wird, wobei die Übergangsfrequenzen wie folgt ausgedrückt
werden können:
f-, = 1/(2 /TT1) . (4),
f2 = 1/(27TT2) (5),
OÜ/Z1
-12-wobei die Zeitkonstanten T1 und T„ sich ergeben gemäß:
T1 = T. g_L- .G ..... (6)
1 *H ·
T0 = T · FT · G (7) .
Wenn die Gleichungen (4) bis (7) in die Gleichung (3) eingesetzt
werden, ist die untere Grenze des Verstärkungsfaktors, der auf die Rauschverminderungsschaltung 10 ausgeübt wird,
gleich F und ist die obere Grenze des Verstärkungsfaktors
gleich (1 + F^F1.)/FT . Wie in Fig. 2 dargestellt, tritt die
rt Ij Ij
untere Grenze des Verstärkungsfaktors für Frequenzen bei oder
unter der unteren Übergangsfrequenz f1 auf. In gleicher Weise
tritt die obere Grenze des Verstärkungsfaktors in Fig. 2 für Frequenzen an oder über der anderen Übergangsfrequenz f- auf.
Weiter ist auch die Neigung oder Steilheit der Kurve zwischen den Übergangsfrequenzen f1 und f„ durch die Charakteristik
des Differenzierers 14 bestimmt.
Es zeigt sich, daß die Frequenz-Ansprechcharakteristik oder -Antwortcharakteristik der Rauschverminderungsschaltung 10 sich
mit Änderungen des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 13 veränderba
rer Verstärkung ändert in der Weise wie das durch die Kurven in Fig. 3 wiedergegeben ist. Insbesondere besitzt der
Differenzierer 14 eine gradlinige Charakteristik mit fester Ansprechneigung, beispielsweise 6 dB/Oktave (dB/oct), wobei das
Ansprechverhalten oder das Ausgangssignal davon zunimmt mit zunehmender
Frequenzen des zugeführten Signals. Die geradlinie Kurve für den Differenzierer 14 wird in Richtung des Pfeils A
in Fig. 3 mit Änderungen des Verstärkungsfaktors G.des Verstärkers
13 veränderbarer Verstärkung verschoben, um so eine veränderbare Differenziercharakteristik zu erzeugen, wie das durch die
Strichlinienkurven D1, D~, D und D. wiedergegeben ist. Insbesondere
werden die Strichlinien-Differenzierkurven gemäß Fig.
in der Richtung von der Kurve D1 zur Kurve D. verschoben, wenn
der Verstärkungsfaktor G des Verstärkers 13 veränderbarer Ver-
stärkung vermindert wird. Jeddch bleiben die unteren und oberen
Grenzen R . und R oder das Ansprechverhalten, d.h. die unmin
max L
tere und die obere Grenze des von der Rauschverminderungsschaitung
10 ausgeübten Verstärkungsfaktors, die durch den Gegenkopplungsweg
15 bzw. den Mitkopplungsweg 16 ausgeübt sind, konstant
während der erwähnten Verschiebung der Kurven D- bis D.. Dies bedeutet,
daß die Gesamt-Frequenz-Ansprechkurve C der Rauschverminderungsschaitung
10 zwischen den übergangsfrequenzeh f.. und
f2 in Richtung des Pfeils B in Fig. 3 verschoben wird, wie das
durch die Vollinienkurven C- bis C4 entsprechend den Differenzierkurven
D- bis D. jeweils wiedergegeben ist. Aus den Gleichungen (4) bis (7) ergibt sich, daß das Verhältnis f^/^2 ^er
Übergangsfrequenzen und daher das Verhältnis T2/T- der entsprechenden
Zeitkonstanten konstant sind unabhängig von Änderungen des Verstärkungsfaktors G des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung.
Auf diese Weise wird ein sog. Gleitbandeffekt erzeugt, bei dem eine Verschiebung der Kurve C in Richtung der Frequenzachse
erfolgt, d.h. in Richtung des Pfeils B in Fig. 3 in Übereinstimmung mit dem Verstärkungsfaktor G des Verstärkers 13
veränderbarer Verstärkung, wobei ein konstantes Übergangsfrequenzverhältnis t^/f-2 aufrechterhalten wird. Das heißt, Veränderungen
des Verstärkungsfaktors G des' Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung beeinflussen nicht die obere und die untere
Grenze des Ansprechverhaltens R bzw. R . , sondern verändern
c max min
lediglich den Ort des Übergangsbandes zwischen den Übergangsfrequenzen f- und f~·
Die Pegelkompressionscharakteristik der Rauschverminderungsschaitung 10 ist durch die Kurve in Fig. 4 dargestellt. Insbesondere
sind,wie dort dargestellt, die Bezugseingangs- und Ausgangspegel jeweils auf 0 dB eingestellt und ist die Pegelkompressionscharakteristik
des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung so, wie das durch die Strichlinie" CP wiedergegeben ist. Wenn der Pegel
des Eingangssignals zur Rauschverminderungsschaitung 10 zunimmt, wird der Verstärkungsfaktor G des Verstärkers 13 veränderbarer
Verstärkung verringert, bis die untere Grenze R . des Ansprech-
mm
yj I \J \J I
verhaltens erreicht ist als Erqebnis des Mitkopplungsweges 16,
wie das durch die Strichpunktlinie F„ in Fig. 4 dargestellt ist.
Andererseits wird, wenn der Pegel des Eingangssignals zur Rauschverminderungsschaltung
10 vermindert wird, der Verstärkungsfaktor G des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung angehoben,
bis die obere Grenze R erreicht wird, als Ergebnis des Gegenkopplungsweges 15 wie das durch die Strichpunktlinie
-(1 + F„F )/F in Fig. 4 wiedergegeben ist. Auf diese Weise er-
Xl J-I J-I
gibt sich die Gesamt-Eingangs/Ausgangs-Charakteristik der
Rauschverriiinderungsschaltung 10 so, wie das durch die Vollinienkurve
in Fig. 4 dargestellt ist.
Es zeigt sich, daß die Erfindung besondere Vorteile über die herkömmlichen Rauschverminderungsschaltungen erreicht. Insbesondere
werden Schwankungen in den Frequenzcharakteristiken aufgrund der Verwendung eines veränderbaren Widerstandselements
wie eines FET oder eines bipolaren Flächentransistors durch die Erfindung wesentlich verringert, derart, daß das Ausmaß
irgendeiner Gleichstromverschiebung verringert wird. Weiter werden Probleme bezüglich eines Leckstroms durch einen, solchen
FET oder bipolaren Flächentransistor wesentlich verringert durch Verwendung eines spannungsgesteuerten Verstärkers gemäß
der Erfindung, der eine hochgenaue und steuerbare Charakteristik und einen in weitem Bereich veränderbaren Verstärkungsfaktor
besitzt.
Es zeigt sich, daß verschiedene Weiterbildungen bezüglich der Anschlüsse der einzelnen Elemente der Rauschverminderungsschaltung
gemäß Fig. 1 durchgeführt werden können, wobei die srwähnten erwünschten Charakteristiken beibehalten bleiben. Beispielsweise
können die Lagen des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung und d=s Differenzierers 14 in dem ersten Signalweg
ausgetauscht werden, d.h." es ist lediglich wesentlich, daß der Differenzierer 14 das Signal differenziert, das durch den Verstärker
13 veränderbarer Verstärkung tritt. Weiter kann das dem Steuerweg zuqeführte Signal, der durch das Hochnaßfilter 19a
313572Λ
und die Steuerschaltung 19b gebildet ist, von irgendeiner Stelle in dem ersten Signalweg abgeleitet werden. Beispielsweise kann
das Hochpaßfilter 19a mit entweder dem Eingang oder dem Ausgang
des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung verbunden sein oder kann auch mit einem Signal versorgt sein, das der Summe
oder der Differenz der Eingangs- und Ausgangssignale zum bzw. vom Verstärker 13 veränderbarer Verstärkung entspricht. Weiter kann, gemäß der Erfindung, obwohl der Gegenkopplunqsweg
mit dem ersten Signa.lweg vorgesehen ist, um maximalen Verstärkungsfaktor bzw. eine Obergrenze des Verstärkungsfaktors der
Schaltung 10 zu erreichen,wenn der Pegel des zugeführten Eingangssignals
außerordentlich niedrig ist, dies andererseits dadurch erreicht werden, daß eine Einstellung des maximalen
Verstärkungsfaktors für das Steuersignal von der Steuerschaltung 19b erreicht wird, oder daß der Gegenkopplungsweg 15 mit einer
Txefpaßfiltercharakteristik versehen wird.
Fig. 5 zeigt die Frequenz-Ansprechcharakteristik der Rauschverminderungsschaltung
10 für verschiedene Werte des Verstärkungsfaktors G. Insbesondere sind die Ansprechkurven qemäß Fiq.
5 mittels eines zwei Signale aufweisenden Einqanqsignals erreicht,
d.h. mit einem ersten Bezugssignal mit Soll-Verstärkung und einer Frequenz von beispielsweise 400 Hz zum Einstellen
des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 13 veränderbarer Ver-Stärkung
und einem zweiten Wobbelsignal, das überlagert ist, dessen Frequenz in dem in Fig. 5 gezeigten Bereich'verändert
wird. Die verschiedenen Kurven werden mit Werten des Verstärkungsfaktors G des Verstärkers 13 veränderbarer Verstärkung
von 50 dB bis -10 dB erhalten. Mit diesen Werten werden die Ansprechkurven oder Übertragungsfunktionen des Gegenkopplungswegs
15 und des Mitkopplungswegs 16 auf τ9/5 dB bzw, 0 dB eingestellt.
Es zeigt sich, daß die durch die Rauschverminderungsschaltung 10 gemäß Fig. ί erzeugten und in Fig. 5 dargestellten
Kurven den erwähnten Gleitbandcffekt besitzen. ·
O I O U / C
Obwohl die Rauschvermindcirungsschaltung 10 als Codierer zum Erreichen
einer Pegelkompression von zugeführten Eingangssignalen verwendet ist, kann diese Schaltung auch als Decodierer mit Pegeldehnung
verwendet werden, die komplementär zu den entsprechenden Charakteristiken der erwähnten Rauschverminderungsschal-.
tung- gemäß Fig. 1 ist. Wie insbesondere in Fig. 6 dargestellt, enthält eine decodierende Rauschverminderungsschaltung 20 eine
Rauschverminderungsschaltung 10, die in dem Gegenkopplungsweg
eines Operationsverstärkers 23 angeschlossen ist. Auf diese Weise
besitzt der Operationsverstärker 23 einen nichtinvertie-ν
renden Eingang, der mit einem Einangsanschluß 21 zum Empfang eines wiedergegebenen codierten Signals verbunden -ist#und einen
invertierenden Eingang, der mit dem Ausgarfi&anschluß 12 der
Rauschverminderungsschaltung 10 gekoppelt ist. Der Ausgang des Verstärkers 23 ist mitSinqanqsanschluß 11. der Rauschverminderunqsschaltunq
10 und mit einem Ausaanqsanschluß 22 verbunden. Auf diese Weise ist die Rauschverminderunqsschaltung 10
als Geqenkopplunqsschaltunq vom Ausgang zum invertierenden Eingang des Verstärkers 23 angeschlossen, wie das erläutert ist,
um so pegelgedehnte Informationssignale am Ausgangsanschluß
. 22 zu erzeugen. Daher wird ein codiertes Informationssignal
von beispielsweise einem Magnetband über den Eingangsanschluß 21 zugeführt, decodiert und dann dem Ausgangsanschluß 22 zugeführt.
Die Elemente und Anschlüsse der Rauschverminderungsschaltung 10 zwischen dessen Eingangsanschluß 11 und dessen
Ausgangsanschluß 12 sind identisch denjenigen gemäß Fig. 1r
weshalb eine ausführliche Erläuterung entbehrlich-erscheint. Weiter ist zur einfacheren Darstellung der Steuerweg der Rauschverminderungsschaltung
10 in Fig. 6 nicht mehr dargestellt.
Im Betrieb sei die Übertragungsfunktion der Rauschverminderungsschaltung
10, d.h. bei deren Verwendung in der Codierbetriebsart mit H bezeichnet, wobei sie hier als Gegenkopplungsverstärkung
für den Verstärker 23 verwendet ist. Wenn der offene Schleifengewinn
des Verstärkers 23 durch A-wiedergegeben ist, ergibt
sich die Gtesaiptverst^rkuncpder die übertragungsfunktion U der Rausch-
-1 7-verminderungsschaltung 20 gemäß
Dies ist selbstverständlich der Verstärkungsfaktor eines Verstärkers
mit Gegenkopplung. Wenn nun der Verstärkungsfaktor A
des Verstärkers 23 sehr hoch ist/ d.h. das Produkt AH ausreichend groß ist, derart, daß gilt- AH J>
1, dann ist der Verstärkungsfaktor oder die Übertragungscharakteristik der Schaltung
20 annähernd gleich 1/H. Daher ist, wenn die Schaltung als Gegenkopplungsschaltung zum Verstärker 23 angeschlossen
ist, die Gesamtcharakteristik der Rauschverminderungsschaltung 20 umgekehrt oder komplementär zur Codierer-übertragungsfunktion
H. Es zeigt sich daher, daß dann ,wenn die Schaltung 10
mit dem Verstärker 23 in der Decodierbetriebsart verwendet wird, ein pegelgedehntes Signal erzeugt wird, das eine Charakteristik
besitzt, die komplementär zur Codierercharakteristik ist.
Fig. 7 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Rauschverininderungsschaltung
30 gemäß der Erfindung, wobei Elemente 31 bis 38 identisch in Aufbau und Funktion Elementen 11 bis 18 entsprechen,
die mit Bezug auf die Rauschverminderungsschaltung 10 gemäß Fig. 1 erläutert worden sind (mit der Ausnahme, daß der
Verstärker 33 und der Differenzierer 34 vertauscht angeordnet sind), wehalb eine ausführliche Erläuterung entbehrlich erscheint.
Insbesondere wird ein Eingangsaudiosignal dem addierenden Eingang eines Subtrahierers 37 über einen Eingangsanschluß
31 und ein Hochpaßfilter 39 (HPF) zugeführt. Das Ausgangssignal des Subtrahierers 37 wird über einen ersten Signalweg aus einem
Differenzierer 34 und einem Verstärker 33 veränderbarer Verstärkung
dem addierenden Eingang eines Addierers 38 zugeführt. Zusätzlich wird das Eingangssignal am Eingangsanschluß 31 über
einen Mitkopplungsweg 36, der identisch dem Mitkopplungsweg 16 gemäß Fig. 1 ist, zugeführt, wobei das Aiüsgangssignal des
Mitkopplungsweges 36 einem anderen addierenden Eingang des
Addierers 38 zugeführt wird. Der Ausgang des Addierers 38 wird einem Ausgangsanschluß 32 der Rauschverminderungsschaltung 30
zugeführt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 33 vrird einem negativen oder subtrahierenden Eingang des Subtrahierers 37
übereinen Gegenkopplungsweg 35 zuaeführt, der identisch dem Gegenkopplungsweg 15 gemäß Fig. 1· ist.Der Steuerweg für den Verstärker
33 veränderbarer Verstärkung ist in Fig. 7 aus Vereinfachungsgründen nicht dargestellt, jedoch ist ein solcher Steuerweg
identisch dem gemäß Fig. 1,der aus dem Hochpaßfilter 19a und
der Steuerschaltung 19b besteht.
Das Hochpaßfilter 39 arbeitet mit dem Differenzierer 34 zusammen
zum Ändern der Frequenzhervorhebungscharakteristik (emphasis) der Schaltung zum Erhöhen der Neigung der Frequenz-Ansprechcharakteristik,
d.h. um eine Hochfrequenz-Anhebungscharakteristik (pre-emphasis) zu erreichen. Dies hat eine erhöhte Trennung
der Signale in dem Nieder- und Zwischenfrequenzbereich von Signalen im Hochfrequenzbereich zur Folge, was eine Verringerung
der Rauschmodulation bewirkt. Bei der Rauschmodulation werden Rauschkomponenten als Funktion von Eingangssignalpegeländerungen
verändert. Wie das durch die Vollinie in Fig. 8A dargestellt ist, besitzt die Frequenz-Ansprechcharakteristik
des Hochpaßfilters 39 eine Grenz- oder Übergangsfrequenz f
nahe dem Hochfrequenzbereich der Audiosignale und fällt zum Niederfrequenzbereich mit einer Neigung von beispielsweise
6 "dB/Oktave ab.
Fig. 8B zeigt die veränderbare Frequenz-Ansprechcharakteristik für die Schaltung gemäß Fig. 7, die'ähnlich der Charakteristik
gemäß Fig. 3 für_ die Schaltung gemäß Fig. List. Wie bei den Kurven gemäß Fig. 3 sind die Kurven in Fig. 8B in Richtung der
Frequenzachse verschoben, d.h. in Richtung des Pfeils B,in
Übereinstimmung mit Veränderungen des Verstärkungsfaktors G des Verstärkers 33 veränderbarer Verstärkung. Folglich sind die
Frequenz-Ansprechcharakteristiken des Hochpaßfilters 39 gemäß Fig. 8A und der restlichen Schaltung 30 entsprechend den Voll-
linienkurven in Fig. 8B in der Rauschverminderungsschaltung 30
kombiniert, wodurch die Neigung jeder der Vollinienkurven in Fig. 8B erhöht wird, wie das durch die Strichlinienkurven dargestellt
ist, die eine Neigung von beispielsweise 12 dB/Oktave besitzen. Es ist weiter festzustellen, daß die sich ergebenden
Gesamtkurven gemäß Fig. 8B eine Einsattelung besitzen, die sich aus der erhöhten Phasenverschiebung durch das Hochpaßfilter
39 ergibt. Diese Wirkung kann dadurch beseitigt werden, daß eine zweite Grenz- oder Übergangsfrequenz f für das Hochpaßfilter
39 am niederfrequenten Ende des Audiobereichs erreicht wird, wie das durch die Strichpunktlinie in Fig. 8A dargestellt
ist. Unter Verwendung eines Hochpaßfilters 39 mit zwei Übergangsfrequenzen
von beispielsweise 1 kHz und 3,16 kHz und bei Einstellen des Ansprechverhaltens des Gegenkopplungsweges 35
auf -9,5 dB und des Ansprechverhaltens des Mitkopplungsweges 36 auf 0 dB wie bei der Schaltung gemäß Fig. 1 ergibt sich die
Frequenz-Ansprechcharakteristik der Rauschverminderungsschaltung 30 wie das in Fig. 9 dargestellt ist, wobei der Verstärkungsfaktor
G des Verstärkers 33 veränderbarer Verstärkung auf 0, 20, 40 bzw. 80 dB eingestellt ist. Es ergibt sich aus den
Kurven gemäß Fig. 9, daß steile Ansprechneigungen erhalten werden, wenn der Verstärkungsfaktor G gleich 40 dB und 20 dB
ist, wodurch jegliche ' Rauschmodulation
verringert wird.
Fig. 10 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel einer Rauschverminderungsschaltung
40 gemäß der Erfindung, die als Decodierer verwendet werden kann, wobei Bauelemente 41 bis 45
und 47 bis 49 in Aufbau und Wirkungsweise entsprechenden Bauelementen 31 bis 35 bzw. 37 bis 39 gemäß Fig. 7 identisch
sind= Folglich erscheint eine ausführliche Erläuterung entbehrlich.
Bei der Rauschverminderungsschaltung 40 ist, statt ein lineares Widerstandselement wie im Mitkopplungsweg 36 der
Rauschvermxnderungsschaltung 30 zu verwenden, der Mitkopplungsweg
46, der zwischen dem Eingangsanschluß 41 und dem Addierer angeschlossen ist, durch ein Tiefpaßfilter (LPF) gebildet. Auf
I O vJ / /L
diese Weise hat, wenn der Pegel des Eingangssignals relativ niedrig ist, der Mitkopplungsweg 46 geringe Einwirkung auf ein
solches Signal.Das heißt, für derartige niederpegelige Signale
ist der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 43 veränderbarer Ver-Stärkung
relativ hoch derart, daß das Signal, das über Sas Tiefpaßfilter 46 mitgekoppelt wird, kleine Einwirkung auf das
Signal,aaem es im Addierer 48 hinzuaddiert wird. Wenn andererseits
der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 43 veränderbarer Verstärkung für hochpegelige Signale relativ niedrig ist, führt
das Tiefpaßfilter 46 ein hochpegeliges Signal^,dessen niederfrequente
Komponenten bezüglich der hochfrequenten Komponenten hervorgehoben sind, dem Addierer 48 zu. Folglich führt der
Addierer 48 ein hochfrequenz-abgeschwächtes (ein niederfrequenzhervorgehobenes)
Signal dem Ausgangsanschluß 42 zu. Dies bedeutet, daß der Hochfrequenzbereich des der Rauschverminderungsschaltung
40 zugärührten Eingangssignals bezüglich hochpegeliger
Eingangssignale weiter komprimiert ist, wie das in Fig. 11 dargestellt
ist. Als Beispiel ist das Tiefpaßfilter 46 ein solches mit einer Charakteristik mit zwei Überganqsfrequenzen von beispielsweise
5 kHz im Niederfrequenzbereich und 10 kHz im Hochfrequenzbereich. Wie bei den zuvor erläuterten Schaltungen sind
die Kurven gemäß Fig. 11 erzeugt, wenn die Ansprechkurven des Mitkopplungsweges 46 und des Gegenkopplungsweges 45 auf 0 dB
bzw. -9,5 dB eingestellt sind. Es ist zu bemerken, daß bei der Schaltung gemäß Fig. 10 gemäß der Erfindung als Ergebnis der
Kompression des Hochfrequenzbereiches für hohe Pegel des Eingangssignals eine Zunahme in dem linearen Betriebsbereioh des
Bandes auftritt und eine Verbesserung im maximalen Ausgangspegel (MOL), d.h. vor der Sättigung / erhalten werden kann.
Fig. 12 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Rauschverminderungsschaltung 50 gemäß der Erfindung, wobei Elemente 51
bis 59 in Aufbau und Wirkungsweise Elementen 31 bis 39 der Rauschverminderungsschaltung
30 gemäß Fig. 7 identisch sind, weshalb eine nähere Erläuterung entbehrlich erscheint. Zusätzlich zu
diesen Elementen enthält die Rauschverminderungsschaltung 50
einen weiterenRückkopplungsweg, der parallel zum Gegenkopplungsweg 55 angeschlossen ist und der aus einem Hochpaßfilter 61 (HPF)/
das mit dem Ausgangssignal vom ersten Signalweg versorgt ist und einer Antibegrenzungs- oder Kernbildungsschaltung 62 gebildet
ist, die mit dem Ausgangssignal des Hochpaßfilters 61 versorgt
ist und die ihrerseits ein Ausgangssignal einem weiteren subtrahierenden oder negativen Eingang des Subtrahierers 57 zuführt.
Ein Beispiel einer Antibegrenzungsschaltung 62, die für die Schaltung gemäß Fig. 12 verwendet werden kann, ist in Fig. 13
dargestellt. Insbesondere enthält die Antibegrenzungsschaltung 62 gemäß Fig. 13 einen Widerstand 64, der mit dem Ausgangssig nal
des Hochpaßfilters 61 über einen Eingangsanschluß 63 verbunden
ist,und zwei antiparallel geschaltete Dioden 66 und 77, die in Reihe zwischen dem Widerstand 64 und einem Ausganqsanschluß
65 der Antibegrenzungsschaltung 62 angeschlossen sind. Das Ausgangssignal der Antibegrenzungsschaltung 62 am Ausgangsanschluß 65 wird dem erwähnten negativen Eingang des Subtra-
hierers 57 zugeführt.
Bei der Rauschverminderungsschaltung 50 gemäß Fig. 12 wird, wenn der Eingangssignalpegel plötzlich erhöht wird, der Verstärkungsfaktor
des Verstärkers 53 veränderbarer Verstärkung verringert. Da jedoch der Verstärkungsfaktor des Verstärkers
53 veränderbarer .Verstärkung nicht augenblicklich der Änderung im Pegel des Einganqssignals folat, tritt eine entsprechende
Verzögerung im Ansprechverhalten auf, was eine Verzerrung im verarbeiteten Signalverlauf zur Folge hat. Insbesondere wird
ein entsprechender Überschwingungsabschnitt des· Signalverlaufes am Ausgang des Verstärkers erzeugt, wodurch eine Sättigung des
Bandes verursacht wird. Die Zeit, innerhalb der diese Überschwingung auf dessen Soll-Pegel zurückfällt, wird als Einschwingzeit
bezeichnet. Die Antibegrenzungsschaltung 62 bewirkt eine Verhinderung einer solchen nachteiligen Wirkung und wird
in Betrieb gehalten, wenn der Pegel des Eingangssignals einen
vorgegebenen Pegel überschreitet zur Kompensation dieses Signals zum Unterdrücken der Überschwingung. Da weiter die erwähnte Sättigung
des Magnetbandes höchstwahrscheinlich bei hohen Frequenzen des Eingangssignals auftritt, ist das Hochpaßfilter 61 in dem
zweiten Rückkopplungsweg zwischen dem Ausgang des ersten Signalweges
und dem Eingang der Antibegrenzungsschaltung 62 vorgesehen.
Andererseits kann anstelle der Antibegrenzungsschaltung 62 eine Begrenzerschaltung 72 am Verbindungspunkt -P in Fig. 12 zwischen
dem Ausgangsänschlußpunkt des ersten Signalweges und dem Rückkopplungsweg
55 und dem Addierer 58 vorgesehen sein. Ein Beispiel einer verwendbaren Begrenzerschaltung 72 ist in Fig. 14
dargestellt und enthält ein Hochpaßfilter 78, das mit dem Ausgangssignal
des ersten Signalweges über einen Eingangsanschluß 73 versorgt ist. Ein Paar antiparallel geschalteter Dioden 76
und 77 ist paralleüjzwischen dem Ausgang des Hochpaßfilters 78
über einen Widerstand 75 und Masse bzw. Erde angeschlossen. Ein Tiefpaßfilter 79 (LPF) ist ebenfalls zwischen dem Anschlußpunkt
der Dioden 76 und 77 mit dem Widerstand 75 und einem Ausgangsanschluß 74 angeschlossen.
Selbstverständlich sind noch andere Ausführurigsformen möglich.
Patentanwalt
Claims (16)
- ANSPRÜCHERauschvenninderungsschaltung,
gekennzeichnet durcheinen ersten Signalweg einschließlich eines Verstärkers (13) veränderbarer Verstärkung zum Verstärken eines zuqeführten Signals mit steuerbarem Verstärkungsfaktor und eines Differenzierers (14) zum Differenzieren mindestens eines Teils des durch den Verstärker (13) veränderbarer Verstärkung tretenden Signals,eine Steuereinrichtung (19a, 19b) zum Steuern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers (13) veränderbarer Verstärkung, eine erste Einrichtung (15), die mit dem ersten Si'gnalweq verbunden ist,um eine untere Grenze für die Verstärkung zu erreichen, die auf ein der Schaltung zugeführtes Signal ausgeübt wird, undeine zweite Einrichtung (16), die mit dem ersten Signalweg verbunden ist, um eine obere Grenze für die Verstärkung zu erreichen, die auf das der Schaltung zugeführte Signal ausgeübt wird. - 2. Schaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,daß der Differenzierer( 1 4) mindestens den Teil des durch den Verstärker (13) veränderbai-er Verstärkung tretenden Signals innerhalb eines vorgegebenen Audiobereiches differenziert. - 3. Schaltung nach Anspruch Ί,
dadurch gekennzeichnet,daß der erste Signalweg einen Eingang besitzt un* ein Ausgangssignal erzeugt und daß die erste Einrichtung (15) eineJ-I OO /Gegenkopplungseinrichtung zum Gegenkoppeln des Ausgangssignals : zum Eingang des ersten Signalweges aufweist. - 4. Schaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,daß die Gegenkopplungseinrichtung ein Widerstandselement enthält. - 5. SchalLung nach Anspruch 3,
gekennzeichnet durcheinen Subtrahierer (17) zum Subtrahieren des gegengekoppelten Signals von dem der Schaltung zugeführten Signal zum Erzeuqen eines dem ersten Signalweg zugeführten Eingangssignals· - 6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,daß der erste Signalweg ein Ausgangssignal erzeugt und daß die zweite Einrichtung (16) eine Mitkopplungseinrichtung enthält zum Mitkoppeln in Vorwärtsrichtung des der Schaltung zugeführten Signals zur Kombination mit dem Ausgangssignal des ersten Signalwegs. - '.
- 7. Schaltung nach Anspruch 6,
gekennzeichnet durcheinen Addierer (18) zum Addieren des mitgekoppelten Signalszum Ausgangssignal· des ersten Signalweges zum Erzeugen eines - Ausgangssignals der Schaltung. - 8. Schaltung nach Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet,daß die Mitkopplungseinrichtung (16) ein Widerstandselement enthält. ' - 9. Schaltung nach Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet,daß die Mitkopplungseinrichtung (46) ein Tiefpaßfilter enthält. - 10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durchein Hochpaßfilter (39), das mit dem ersten Signalweg verbunden ist zum Hervorheben der hochfrequenten Komponenten eines durch den ersten Signalweg tretenden Signals.
- 11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, gekennzeichnet durcheine Antibegrenzungseinrichtung (62), die parallel zur ersten Einrichtung (55) angeschlossen ist zum Kompensieren des der Schaltung zugführten Signals,wenn der Pegel dieses Signals plötzlich erhöht wird.
- 12. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11,gekennzeichnet durch einen Verstärker (23) mit einem invertierenden Eingang und einem Ausgang, wobei der erste Signalweg, die erste Einrichtung (15), die zweite Einrichtung (16) und die Steuereinrichtung einen ersten Codierer (10) bilden, der als Gegenkopplungsschaltung mit dem Verstärker (23) zwisehen dessen invertierendem Eingang und dessen Ausgang angeschlossen ist, wobei die Rauschverminderungsschaltung (20) in einer Decodierbetriebsart arbeitet.
- 13. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet,daß der Verstärker (13) veränderbarer Verstärkung und der bifferenzierer (14) reihengeschaltet sind und daß die Steuereinrichtung (19a, 19b) einen Pegeldetektor zum Steuern des Verstärkungsfaktors des Verstärkers (13) veränderbarer Ver-Stärkung abhängig vom Pegel eines Signals von dem ersten Signalweg enthält.
- 14. Schaltung nach Anspruch 13,
dadurch gekennzeichnet,daß der Verstärker veränderbarer Verstärkung einen spannungsgesteuerten Verstärker (13) enthält und daß der Pegeldetektoreine VerstärkungsSteuerspannung abhängig vom Spannungspegel eines Signals von einem ersten Signalweg erzeugt und diese Verstärkungssteuerspannung dem spannungsgesteuerten Verstärker (13) zum Steuern dessen Verstärkungsfaktor zuführt. ■ - 15. Schaltung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet,daß die Steuereinrichtung weiter eine Gewichtunjgaeinrichtung aufweist, um ein gewichtetes Signal von dem ersten Signalweg abzuleiten und daß der Pegeldetektor die Verstärkungssteuerspannung abhängig vom gewichteten Signal erzeugt. - 16. Schaltung nach Anspruch 14 oder 15,
dadurch gekennzeichnet,daß der Pegeldetektor erreicht, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers (13) veränderbarer Verstärkung für zunehmende Pegel des Signals von dem ersten Signalweg abnimmt und für abnehmende Pegel des Signals von dem ersten Signalweg zunimmt.
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