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Auf einem Halbleiterträger gemeinsam mit einem Opera-
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tionsverstärker angebrachte Regeleinheit.
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Die Erfindung betrifft eine elektronische integrierte Schaltungsanordnung,
nämlich einen speziellen integrierten Operationsverstärker bzw. dessen Regeleinheit.
Die Erfindung wurde vor allem für einen Filter-Baustein eines digitalen Fernsprech-Vermittlungssystems
entwickelt.
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Nach zuverlässigen Operationsverstärkern mit möglichst geringem Leistungsverbr;uch
und hohen Herstellungstoleranzen wird z.Zt. weltweit geforscht, denn z.B. für integrierte
Kondensator-Schalter-Filter werden gleich oft 15 und mehr solcher Operationsverstärker
auf einem einzigen Halbleiterträger benötigt, so daß der Flächenbedarf der Erfindung
auch möglichst platzsparend sein soll.
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Die Erfindung geht von der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten
Regeleinheit aus, die z.B. durch die DE-OS 29 38 544 bekannt ist. Dort wird nämlich
anhand der Fig. 1 und 2 beschrieben, daß die beiden gleichartig aufgebauten pegelverschiebenden
Stromzweige mit den Transistoren 6,7 und 8,9 jeweils gleich große Vorspannungen
aufweisen, um die Ströme in den pegelverschiebenden Stromzweigen einzustellen.*)Bei
dem dort in Fig. 2 gezeigten Beispiel wird der pegelverschiebende Stromzweig mit
den Transistoren 6,7 gleichzeitig als Nachbildung des pegelverschiebenden Stromzweiges
mit den Transistoren 8,9 mitausgenutzt, so daß der pegelverschiebende Stromzweig
mit den Transistoren 6,7 greichze1tlc die .Regeleinheit bildet, welche über die
Steuerverbindung *)Ein Neu-Uberdenken dieses Standes der Technik ergibt:
zwischen
den Gates der Transistoren 7,9 die Vorspannung und damit den Gleichstrom der Stromversorgung
durch den Transistor 9 und damit durch den Transistor 8 regelt, nämlich gleich groß
wie den Strom durch die Transistoren 6,7 macht. Wegen dieser Gleichheit der Gleichströme
der Stromversorgung in diesen 4eidWn Stromzweigen trird also eine bereits relativ
zuverlässige Betriebsweise erreichbar.
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Eine weitgehend ähnliche Regeleinheit ist auch in IEEE, J.of Sol.St.Circ.,
SC - 15, No. 6 (Dez. 1980) S. 921 -928, insbesondere Fig. 3 beschrieben. Zur Problematik
des Aufbaus solcher Operstionsverstärker mit hoher PSZR-Dämpfung, insbesondere über
Maßnahmen zur Regelung bzw.
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Festlegung von Strömen der Stromversorgung wird ferner insbesondere
in folgenden Schriften berichtet, wenngleich es dort nicht schwerpunktmäßig un die
PSiR-Dampfung geht: IEEE, J. of Sol. St. Circ., SC - 15, No. 6 (Dez. 1980), S. 1005
- 1013, S. 929 - 938 und S. 997 - 1004, sowie in der gleichen Zeitschrift, jedoch
SC - 14, No. 6 (Dez. 1979), S. 1070 - 1077 und SC - 13, No. 6 (Dez.1973), S. 760
- 766, insbesondere S. 763, Abschnitt "Level Shifter", sowie ELECTR. LETTERS 15(4.Jan.1979)
S. 29 - 31 und intern. Conf. on Commun.Seattle, 8. - 12. Juni 1980, Conference Record
30.2.1 - 30.2.4.
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Besonders kritisch,und bisher wenig befriedigend,ist hierbei die
PSRR-Dämpfung bei n-Kanal-IG-FET-Technologie für Schwankungen des negativen Quellenpotentials
der Stromversorgung.
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Eine-~solche auf demselben Halbleiterträger zusammen mit dem zugehörenden
Operationsverstärker angebrachte Regeleinheit - die, nur 1 Mal angebracht, oft den
Strom der Stromversorgung gleichzeitig mehrerer derartiger Operationsverstärker
auf demselben Halbleiterträger regelt, vgl. z.B. auch die nicht vorveröffentlichte
DE-OS 30 28 953 -, haben eine Vielzahl von Forderungen zu er-
füllen,
die durch die bekannten Lösungen oft schon weitgehend erfüllt werden: erwünschten
Außer der an sieht hohen PSRR-Dämpfung bei wenig Flächenbedarf soll der Leistungsverbrauch
möglichst niedrig und die Toleranzen der Maße und Materialeigenschaften bei allen
Herstellungsschritten, von rohen Halbleitersubstrat bis zur fertigen integrierten
Schaltung, möglichst groß gemacht werden dürfen, um die Ausschußquote bei der Herstellung
möglichst niedrig zu halten.
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Die Ausgangs-Nennleistung des Operationsverstärkers soll trotzdem
möglichst groß sein, vor allem wenn er als Bestandteil eines Schalter-Kondensator-Filter
dienen soll, also mehr kapazitive als ohmsche Lasten beliefern soll.
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Die Erfindung zeigt einen neuen Weg zur Lösung der Aufgabe die PSRR-Dämpfung
weiter stark erhöhen zu können, ohne die sonstigen Forderungen nach wenig Flächenbedarf,
niedrigem Leistungsverbrauch, großen Herstellungstoleranzen bei allen Herstellungsschritten,
niedrigen Ausschußquoten und bei Bedarf, hoher Ausgangs-Nennleistung zu beeinträchtigen.
Im Gegenteil, weiterbildendende Maßnahmen gestatten sogar, einen Teil dieser sonstigen
Forderungen noch besser als bisher bei vergleichbaren Operationsverstärkern zu erfüllen.
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So gestatten nämlich die Maßnahmen gemäß dem Patentanspruch 2, eine
besonders hohe PSRR-Dämpfung zu erreichen, 3, das ausnutzbare Frequenzband mit hoher
PSRR-Dämpfung möglichst ZU erweite, indem dauul auch bei höheren Brequenten-die
PS@R-Dämpfung sehr hoch ist, 4, eine besonders hohe PSRR-Dämpfung zu erreichen,
5, eine besonders kleine Fläche auf dem Halbleiterträger für die Regeleinheit zu
benötigen, bei besonders niedrigem Leistungsverbrauch dieser Regeleinheit,
6
sicherzustellen, daß der modifizierte Grundwiderstand der Nachbildung auch bei höheren
Frequenzen dieselben Eigenschaften wie der nachgebildete Grundwiderstand aufweist,
7, eine.weitere Vergrößerung der PSRR-Dämpfung zu erreichen, bei praktisch kaum
vergrößerten Leistungsverbrauch und Flächenbedarf einer ohnehin mehrere Stromzweige
nachbildenden Regeleinheit, 8, eine extrem hohe PSRR-Dämpfung, mit Werten von z.B.
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80 bis 110 dB und mehr, zu erreichen, bei nur wenig Mehraufwand an
Fläche und Leistungsverbrauch in der Regeleinheit, 9, den Aufwand für den Operationsverstärker
trotz der erreichbaren extrem hohen Werte der PSRR-Dämpfung nicht erhöhen zu müssen,
10, eine Vielzahl von gleichartig aufgebauten Operationsverstärkern auf demselben
Halbleiterträger mittels nur einer einzigen Regeleinheit zu steuern bzw. zu regeln,
also mit besonders-geringem Flächenbedarf und mit besonders geringem Leistungsverbrauch
trotz sehr hoher PSRR-Dämpfung diese Vielzahl von Operationsverstärkern gleichzeitig
zu regeln und 11,einen besonders geringen Leistungsverbrauch von z.B.
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1,2 mW im Vergleich z.B. zur Bipolartransistortechnik oder zur I2L-Technik,
bei trotzdem relativ hoher Betriebs-Grenzfrequenz von Regeleinheit und Operationsverstärker
zu benötigen.
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Die Erfindung wird anhand ihrer in den Figuren gezeigten Ausführungsbeispiele
weiter erläutert, wobei die Figuren 1 einen Operationsverstärker mit einer vom RuheDotentia'-beeinflußten
Regeleinheit, die neben einem Zusatzorgan bzw. Re ferenzspannungsquelle einen nachbildenden
pegelverschiebeen Stromzweig enthält,
2 und 3 je ein Schema zur
Erläuterung der Wirkung der Gegenkopplungsverbindung, insbesondere in Verbindung
mit dem Ruhepotential in der Regeleinheit, 4 einen Operationsverstärker mit einer
Regeleinheit mit einer von der Gegenkopplungsverbindung beeinflußten Steuerverbindung
sowie mit einer von der Gegenkopplungsverbindung unbeeinflußten,nur vom Ruhepotential
beeinflußten weiteren Steuerverbindung, 5 einen eine extrem hohe PSRR-Dämpfung aufweisenden
Operationsverstärker mit nur einer einzigen Steuerverbindung, die über eine Gegenkopplungsverbindung
der Regeleinheit ihr Steuerpotential erhält, und 6 das in Fig. 5 gezeigte Ausführungsbeispiel,
aber mit einer nachgeschalteten Endstufe, jeweils mit einem kleinen Eingangasignal
belastet,zeigen.
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Das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel zeigt den Operationsverstärker
Ampl und die Regeleinheit Reg. Die Stromversorgung des Operationsverstärkers Ampl
wird von dieser Regeleinheit Reg geregelt. Die Regeleinheit Reg ist dazu, bezogen
auf das Anschlußpaar VCC, VBB der Stromversorgung, das die beiden Quellenpotentiale
(+5V, -5V) aufweist,parallel zum Operationsverstärker Ampl geschaltet.
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Die Regeleinheit Reg enthält eine Nachbildung T39, T44, T5D, T54 von
einem pegelverschiebenden'ebenfalls zwischen dem Anschlußpaar VCC, VBB angeschlossenen
Stromzweig der Eingangsstufe T15 bis T18 bzw. T5 bis T7 des Operation verstärkers
Ampl, wobei der nachbildende Stromzweig T39, T44, T53, T54 ebenso zwischen dem Anschlußpaar
VCC, VBB angeschlossen ist. Die einzelnen Elemente, hier IG-FETs, der nachbildenden
Stromzweige innerhalb der Regeleinheit Reg haben also, da sie eine echte Nachbildung
sind, gleichstrommäßig und wechselstrommäßig möglichst ähnliche oder sogar dieselben
Eigenschaften wie die einzelnen entsprechenden Elemente der nachgebildeten Strom-
zweige
innerhalb des Operationsverstärkers Ampl. Die in den Fig. 1, 4 und 5 gezeigten FETs
der Nachbildung haben also jeweils möglichst z.B. dieselbe oder eine sehr ähnliche
Kanallänge, Kanalbreite, Isolatordicke, Dötierungsintensitäten und Dotierungsprofile
wie die jeweils von ihnen nachgebildeten FETs der Stromzweige des Operationsverstärkers
Ampl,-oder die nachbildenden FETs haben, soweit es insbesonders wechselstrommäßig
mit Rücksicht auf das ausnützbare Frequenzband unbedenklich ist, bis auf einen konstanten
Faktor (z.B. stets bei allen nur 1/3 Kanalbreite statt identische Kanalbreite» #
FETs des betreffenden Stromzweiges) stets proportionale definierte Eigenschaften.
Weil alle FETs einschließlich ihrer Dotierungen und Wärmebehandlungen in denselben
Arbeitsgängen jeweils gleichzeitig hergestellt werden, ist auch sichergestellt,
daß die nachbildenden Stromzweige der Regeleinheit Reg gleichstrommäßig und wechselstrommäßig
für ein und denselben Halbleiterträger wirklich sehr ähnliche Eigenschaften haben,
auch wenn bei der Herstellung vom einem Wafer zum anderen, später bearbeiteten -
-Wafer sthr breite Toleranzen der Fertigung unvermeidbar sind, also, bezogen auf
verschiedene Herstellungsmonate, stark unterschiedliche Eigenschaften haben. Daher
haben Herstellungstoleranzen bei der Erfindung vergleichsweise nur noch nebensächliche
Bedeutung.
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Es gibt auch Weiterbildungen der Erfindung mit mehreren nachbildenden
Stromzweigen, vgl. Fig. 4 und 5, nämlich dort den wieder einen pegelverschiebenden
Stromzweig TIS bis T18 und T5 bis T8 nachbildenden Stromzweig T115 bis T11S, sowie
den weiteren, die eine Hälfte der Differenzverstärker-Eingangsstufe T4/T1, T14/T2,
T68/T67, T3/T73 nachbildenden Stromzweig T104, TlOi, T167, T103 sowie den einen
Stromzweig T12, T57, T9 des Operationsverstärker-Ausgangsstufe nachbildenden Stromzweig
T112, T157, T109 innerhalb der Nachbildung. Tçenn die Nach-
bildung
wie in Fig. 4 und 5 mehrere Stromzweige des Operationsverstärkers Ampl nachbildet,
dann weist diese Nachbildung zwischen ihren nachbildenden Stromzweigen entsprechende
Gleichstromkopplungen wie bei den nachgebildeten Stromzweigen auf, wodurch Auswirkungen
von Schwankungen eines Quellenpotentials +5V, -5V über die se Gleichstromkopplungen
vom vorgeschalteten nachbildenden Stromzweig auf nachgeschaltete nachbildende Stromzweige
ähnlich wie vom vorgeschalteten nachgebildeten Stromzweig auf den nachgeschalteten
nachgebildeten Stromzweig stattfinden.
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In der Nachbildung werden also zunächst in jedem Fall die durch die
Schwankungen stattfindenden, mehr oder weniger störenden Auswirkungen auf dem Weg,
den ein Signal vom Operationsverstärker-Eingang IN zum Operationsverstärker-Ausgang
OUT durchläuft, nachgebildet.
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Daher eignet sich die Nachbildung zur Erzeugung von Steuersignalen,
die über eine oder mehrere Steuerverbindungen(Ust1, Ust2)regelnd auf Stromzweige
des Operationsverstärkers (evtl. nach Phasenumkehr mittels einer Zwischenverstärkerstufe)so
kompensierend einwirken, daß sich das Potential am Operationsverstärker-Ausgang
OUT möglichst nicht ändert, wenn eines der beiden Quellenpotentiale +5V, -5V oder
beide Quellenpotentiale beliebig und sogar unabhängig voneinander schwanken.
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Bei allen in den Fig 1, 4 und 5 gezeigten Beispielen sind dementsprechend
jeweils mindestens eine leitende Steuerverbindung, vgl. Ust bzw. Ustl, Ust2,zwischen
mindestens einem Element, z.B. einem Steuergate eines oder mehrerer FETs, vgl. T44
in Fig. 1 und T117 in Fig. 4 und 5, eines nachbildenden Stromzweiges oder mehrerer
nachbildender Stromzweige zu jeweils mindestens einem Element, vgl. jeweils T17,
T7, des nachgebilde-
ten Stromzweiges bzw. der nachgebildeten Stromzweige
angebracht, wobei der Strom, hier in Fig. 1 z.B. von 9/uA bzw. 11/um, der Stromversorgung
im nachgebildeten Stromzweig, vgl. z.Be in Fig. 1 T15/T17, T16/T18 und T5/T17, T6/18,
über die jeweilige Steuerverbindung, hier Ust1, vom betreffenden Element des nachbildenden
Stromzweiges T43, insbesondere zur Vergrößerung der PSRR-Dämpfung, geregelt wird.
Dazu wird nämlich mittels der Steuerverbindung Ust1 im Betrieb jeweils eine, Schwankungen
am Ausgang OUT des Operationsverstärkers Ampl dämpfende, nämlich eine dementsprechend
regelnde Vorspannung an einem Steuergate des betreffenden Elements T17, T7 im nachgebildeten
Stromzweig gelegt.
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Die in den Figuren angegebenen Werte für Ströme in /uA und für Spannungen
bzw. Potentiale in V sind übrigens jeweils aufgerundete bzw. abgerundete Werte,die
sich bei für sich dem Prinzip nach schon seit längerer Zeit bekannten Rechnersimulationen
dieser Schaltungen mit fiktiven Daten der FETs für Kanallänge, Dotierungsintensitäten
usw. ergaben. Diese fiktiven Daten wurden dabei solange variiert, bis sich durch
solcheVariationen ergab, daß die zu erwartenden Herstellungstoleran zen für die
jeweilige Schaltung besonders groß sind.
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Zur Rechnersimulation eignet sich z.B. das bekannte Programm SPICE.
Da die betreffende jeweilige Schaltung des Operationsverstärkers in unüberschaubar
vielfacher Weise änderbar und trotzdem als Operationsverstärker jeweils geeignet
ist und weil die Nachbildung nur einen kleinen oder einen großen Teil oder sogar
alle Stromzweige des Operationsverstärkers Ampl nachgebildet enthalten kann, soll
hier auf exakte angaben möglicher günstiger Kanalbreiten, Dotierungsintensitäten
usw. der einzelnen FETs der gezeigten Sonderfälle von Ausführungsbeispielen weitgehend
verzichtet werden. Je nach der gewählten Schaltung des Operationsversta'rkers Ampl
kann '4 e-Fachmann mittels solcher Programme wie SPICE dìe Dimen-
sionierung
der Elemente des Operationsverst&rkers Ampl und der Regeleinheit Reg optimieren,
und zwar auch bez.
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der Eigenschaften bei verschiedenen Frequenzen der Schwankungen der
Quellenpotentiale +5 und/oder -5V.
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Wesentlich zur Erläuterung der Erfindung ist das schaltungsmäßige
Prinzip, das der Nachbildung bzw. der Regeleinheit zugrunde liegt.
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Das typisch Neue am Prinzip der erfindungsgemäßen Schaltung ist, daß
der Regeleinheit Reg neben mindestens den beiden Quellenpotentialen, hier +5V/-5V,
jeweils noch ein zusätzliches Ruhepotential, vgl. UR, zugeleitet wird, insbesondere
das zur, # wechselspannunngsmäßig betrachtet, Definition eines schwankungsfreien
Potentials genutzt wird. Dazu wird das R«h«potential UR einem, vgl.
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Fig. 1, Zusatzorgan zA, hier mit T36, T38, T40, T41,zugeleitet, welches
hier eine Referenzspannungsquelle darstellt, die auf die Nachbildung einwirkt, und/oder
das Ruhepotential UR wird unmittelbar einem nachbildenden Stromzweig, vgl. z.B.
T101 in Fig. 4 und 5, bzw. mehreren solchen nachbildenden Stromzweigen zugeleitet.
Das Ruhepotential UR kann z.B. Erdpotential sein, das sich s.B. vom mehr oder weniger
schwankenden Substratpotential von -4,8V unterscheidet.
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Bei der Erfindung regelt die Vorspannung,(nämlich die jeweils mittels
der Steuerverbindung bzw. mittels der Steuerverbindungen, vgl. Ust, Ust1, Ust2,
an den betreffenden nachgebildeten Stromzweig mit T7, T17 gelegte, vom Ruhepotential
UR bEeamiluaßtct Vorspannung, z.B. U30 über Ust1 in Fig. 1) den in diesem nachgebildeten
Stromzweig, hier durch T7, T17, fließenden Strom der Stromversorgung, - und zwar
bereits dann, wenn wenigstens eines der beiden Quellenpotentiale +5V, -5V gegen
das Ruhepotential UR schwankt, z.B. nur das Ruhepotential +5V schwankt. Bei dem
in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel wurde z.B. für n-Kanal-Technik eine
PSRR-Dämpfung
von 70dB errechnet, wenn das positive Quellenpotential +5V schwankt, und eine PSRR-Dämpfung
von sogar 93dB, wenn das an sich sonst höchst kritische negative Quellenpotential
schwankt - diesen Wert erreicht bisher kein bekannter Operationsverstärker. Diese
hohen Dämpfungswerte wurden übrigens bei vergleichsweise hohen Herstellungstoleranzen
der einzelnen Elemente bei dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel dann erreicht, wenn
die nachbildenden Stromzweige(um im allgemeinen Prozentwerte) abweichend von den
nachgebildeten Stromzweigen dimensioniert wurden, vgl. dazu auch die für den gefundenen
Optimalfall mittels der Rechnersimulation ermittelten, unterschiedlichen, in Fig.
1 eingetragens Vorspannungswerte an den einzelnen einander entsprechenden Schaltungspunkten,z.B.
an den Gates der n-Kanal-FETs T5/T15/T53 und T8/T18/T54 sowie T6/T16/T39.
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Weil die optimalen Werte der Dimensionierung der einzelnen Elemente
u.a. auch von den absoluten Werten der beiden Quellenpotentiale +5V/-5V sowie vor
allem vom Wert des Substratpotentials, hier -4,8V sowie von Dotierungsprofilen und
Dotierungsintensitäten abhängen (was auch die größe der parasitären Kapazitäten
zum Substrat hin stark beeinflußt),hat es auch hier wenig Sinn, alle die optimierten
Dimensionierungswerte im einzelnen anzugeben, da Abweichungen z.B. des aus anderen
Gründen jeweils vorgegebenen Substratpotentials und der vorgegebenen Leistungsverbrauchswerte)abweichende
optimale Dimensionierungen der FETs vorausetzen, die jeweils mittels der Rechnersimulation
zu finden sind.
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Bei dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel wird das Ruhepotential innerhalb
der Regeleinheit nur dem Fußpunkt einesZusatzorgans,nämlich der Referenzspannungsquelle
zA,zugeleitet, was sich zur Erreichung der oben genannten Dämpfungswerte als bereits
ausreichend erwies.
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Die Referenzspannungsquelle zA hat dabei prinzipiell
dieselbe
Schaltung wie die entsprechenden Quellen in den durch IEEE, J.of Sol.St. Circ.,
SC-15, No.6 (Dez. 1980), S. 997-1004, insbesondere Fig. 7 bis 9 beschriebenen bekannten
Operationsverstärkern.
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Bei den erfindungsgemäßen, in Fig. 4 und 5 gezeigten Beispielen, deren
Regeleinheiten keine solche Referenzspannungsquelle bzw. kein solches Zusatzorgan
zA enthält, wird hingegen das Ruhepotential UR einem bzw.
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mehreren solchen Schaltungspunkten innerhalb der Nachbildung zugeleitet,
die ganz oder weitgehend den, dynamisch betrachtet, möglichst störspannungsfrei
sein sollenden Schaltungspunkten in nachgebildeten Stromzweigen entsplechen; z.B.
dem Operationsverstärkereingang, vgl.
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UR an T1 und T101 und dem Operationsverstärkerausgang, vgl. UR an
T75 und T175. Auf diese zuletzt genannte Weise sind besonders hohe PSRR-Dämpfungen
bei relativ hohen Herstellungstoleranzen erreichbar, nämlich wieder gemäß Rechnersimulationen
bei dem in Fig. 4 gezeigten Beispiel für Schwankungen des bisher kritischen negativen
Quellenpotentials 96,,3dB und für Schwankungen des positiven Quellenpotentials 86,6dB,
sowie bei dem in Fig. 5 gezeigten Beispiel für Schwankungen des negativen Quellenpotentials
sogar 101dB und für Shwankungen des positiven Quellenpotentials 89dB. Das in Fig.
6 gezeigte Beispiel unterscheidet sich von dem in Fig. 5 gezeigten Beispiel nur
dadurch, daß beim in Fig. 6 gezeigten Beispiel in dem Operationsverstärker Ampl
noch eine nachverstärkende Endstufe EA nachgeschaltet ist, die aber in der Regeleinheit,
vgl. Reg.
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in Fig. 5, nicht nachgebildet ist - trotzdem erreicht das in Fig.
6 gezeigte Beispiel dann wieder gemäß der Rechnersimulation für Schwankungen des
negativen Quellenpotentials,nach Optimierung der Dimensionierung derElemente inbesondere
der Endstufe EA, immer noch eine PSRR-Dämpfung von 84dB, also weit mehr als bei
bekannten
Operationsverstärkern, sowie für Schwankungen des positiven
Quellenpotentials nun sogar 115dB. Die Vorteile der erfindungsgemäßen Zuleitung
des P.uhepotentlals UR zur Regeleinheit Reg gehen also nicht sofort verloren, wenn
nachverstärkende Endstufen EA angebracht werden.
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Der Halbleiterträger kann z.B. aus Silizium sein. Die Erfindung ist
aber nicht darauf beschränkt. Der Halbleiterträger kann also auch z.B. aus Galliumarsenid
sein.
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Bei den bisher bekannten Operationsverstärkern, ergeben sich also
große Probleme durch unzureichende Störspannungsdämpfung vor allem der negativen
Versorgungsspannung, wenn die Verstärker mit einem von der Störspannung befreiten
Substratpotential betrieben werden. Es werden also in den Figuren 1, 4 und 5 drei
erfindungsgemäße Verstarkervarianten angegeben, die für diesen Betrieb um bis zu
ca. 60dB verbesserte Werte der Störspannungsdämpfung aufweisen. Diese wurde vor
allem durch die Anwendung eines neuartigen Schaltungsprinzips in der Regeleinheit
erreicht. Dabei wird in der Regeleinheit der Operationsverstärker, soweit es sein
Gleichtaktverhalten bezogen auf die beiden Signaleingänge der Eingar.gs-Dnfferenzverstärkerstufe
des Operationsverstärkers betrifft,
nachgebildet. Bei den in den
Figuren 4 und 5 gezeigten Beispielen ist innerhalb der Regeleinheit zusätzlich noch
eine erst später noch erläuterte Gegenkopplungsverbindung mit darin eingefügtem
zusätzlichen Verstärker angebracht, um die betreffende Dämpfung bei einfachem Aufbau
der Regeleinheit weiter zu verbessern. Die erfindungsgemäße Zuleitung des Ruhepotentials
zur Regeleinheit (auch zum Operationsverstärker selbst, vgl.
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Fig. 1, 4, 5 und 6) gestattet in jedem Falle eine weitgehende Unabhängigkeit
von durch Herstellungstoleranzen bedingten Technologie- - --datenschwankungen, vor
allem weil von -Wafer zu Wafer zwar starke Technologie- unterschiede,z.B. hinsichtlich
der Dotierungsintensitäten und -profile von Verarmungstyp-n-Kanälen, auftreten dürfen,
weil aber auf ein und demselben Halbleiterbaustein die Herstellungstoleranzen für
zulässige Unterschiede zwischen den nachgebildeten zu den nachbildenden Elemente
de facto stets viel geringer bleiben.
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Außerdem wird-dureh die erfindungsgemäße Maßnahme mittels zusätzlicher
Gegenkopplungsverbindung erreicht, daß gleichzeitig eine systematische Offsetspannung
des Verstärkers weitgehend beseitigt ist.
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Von jeder der erfindungsgemäßen Regeleinheiten können mehrere Operationsverstärker
geregelt werden. Da in einem Filter geschalteten Kapazitäten bzw. Codierer/Deeodierer
0 Operationsverstärker auf einem Halbleiterträger benötigt werden, ist ein geringer
Leistungsverbrauch des Einzeloperationsverstärkers von großen Interesse. Die Erfindung
läßt auch solche Dimensionierungen der Elemente zu, wobei gerade in diesem Falle
die den Quellenpotentialen überlagerten Störspannungen bzw. Schwankungen nicht zu
Nebensp-rechproblemen oder zu einer Verschlechterung des Ruhegeräusches des Codierers
fuhren sollen, müssen an die PSRR-Dämpftzg des Einezloperationsverstärkers sehr
hohe Anforderungen gestellt werden.
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Häufig werden. zur Quellenpotentialeerzeugung Schaltregler verwendet,
die bei Frequenzen zwischen 20 und 50 kHz arbeiten. Deswegen sollte die PSRR-Dämpfung
oft bis 50 kHz und darüber möglichst hohe Werte aufweisen.
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War dies bei den im Filter verwendeten Operationsverstärkern, insbesondere
an den Filterausgängen, nicht der Fall, mußten für diese die Betriebsspannungen
bisher umständlich auf andere Weise geregelt werden, vgl. z.B.
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Intern. Conf. on Commun., Seattle, 8. bis 12. Juni 1980, Conf. Record
30.2.1. bis 30.2.4 sowie IEEE, J. of Sol.
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St. Circ., SC-15, No. 6 (Dez. 1980), S. 1005-1012.
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Operationsverstärker, die als Integratoren in den Filtern mit geschalteten
Kapazitäten verwendet werden, müssen für hohe PSRR-Dämpfungswerte zusätzliche Betriebsbedingungen
der Eingangstransistoren aufweisen, was bei der Erfindung keine besonderen Schwierigkeiten
macht, vgl.
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IEEE,J. of Sol. St. Circ., SC-15, No.6 (Dez. 1980), S. 929-938 und
S. 1005-1012.
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Alle integrierten Operationsverstärker benötigen Stromquellen in der
Differenzverstärkerstufe sowie bei n-Kanal-Verstärkern auch in den Levelshiftern
d.h.
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pegelverschiebenden Stromzweigen. In CMOS-Technologie werden solche
Stromquellen auch als Lastelemente verwendet.
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Hier noch einige Amerkungen zum Stand der Technik: In der Regeleinheit
werden Ströme - erzeugt und z.B. über Stromspiegeltransitoren auch im Operationsverstärker
wirksam.
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In der Differenzverstärkerstufe eines Operationsverstärkers nach IEEE,
J. of Sol. St.Circ.,nSC-13, No. 6 (Dez. 1978)sS. 760-766, wird diese einfachste
Form der Stromversorgung verwendet. Wegen der unterschiedlichen Substratvorspannung
an den dortigen Transistoren 7 bZ'::.
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3 und 4 ist bei TechnologiedBSukschwankungen bez. der Einsatzspannung
der genannten Transistoren nicht gewährleistet,
daß die Transistoren
3 und 4 immer in Sättigung arbeiten, was die Ausschußquote bei der Herstellung erhöht.
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Wird in einer Regeleinheit ein Teil des Levelshifters, vgl. IEEE,
J. of Sol. St.Circ., SC-13, No. 6 (Dez.1978) S. 760-776 sowie SC-15, No. 6 (Dez.1980)
S. 997-1005 und Electr.Letters, 15 (4.Jan.1979), No.1, S.29-31, bzw. eines Common-mode-Gegenkopplungszweiges,
vgl. IEEE, J.of Sol. St.Circl,SC-14, No.6 (Dez. 1979), S. 1070-1077 sowie SC-15,
No.6 (Dez. 1980), S. 921-928, durch eine gleiche Schaltung mit gleichen Transistorgeometrien,
bzw.
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Geometrieverhältnissen, nachgebildet,. so ist also bekanntlich auch
bei Technologiedatenschwankungen gewährleistet,daß die Potentiale der Ausgänge der
Differenzverstärkerstufe schon bisher einigermaßen der dortigen Steuerspannung entsprechen.
In der englischen Literatur wird dieses Prinzip auch mit "Replica biasing" bezeichnet.
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Bei der Nachbildung der Operationsverstärker spielen dabei unterschiedliche
Zielsetzungen eine Rolle. Bei dem Verstärker nach IEEE, J. of Sol. St.Circ., SC-13,
No. 6 (Dez. 1978) S. 760-766 und IEEE, J.of Sol. St.
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Circ., SC-15, No. 6 (Dez. 1980) S. 921-928 wurden dabei zelle jeweiligen
Vorspannungen an Elementen, die von der Nachbildung geliefert werden, so gewählt,
daß sich ein möglichst großer commoe mode-Bereich ergab und die Arbeitspunkte der
Ausgänge der Differenzverstärkers-Eingangs stufe unabhängig von Technologiedatenschwankungen
waren.
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Da die Potentiale dieser Arbeitspunkte vor allem von dem positiven
Quellenpotential beeinflußt werden, war die dadurch bewirkte PSRR-Dämpfung mit 40-50dB
gering, die eines Integrators noch geringer, vgl. die zuletzt genannte Literaturstelle.
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Wird zur Erzeugung der von der Regeleinheit zu liefernden Steuerpotentiale
aber ein Zusatzorgan, z.B. eine spezielle Referenzspannungsquelle in Verbindung
mit einem Depletion-Transistor verwendet, um die Arbeitsmachen, punkte unabhängig
von Technologiedatenschwankungen zu vgl. IEEE,J.of Sol.St.Circ., SC-15, No.6 (Dez.
1980) S. 997-1005, dann werden die betreffenden Arbeitspunkte der Ausgänge der Differenzverstärker-Eingangsstufe
vor allem vom negativen Quellenpotential beeinflußt, was eine entsprechende unzureichende
PSRR-Dämpfung, insbesondere eines als Integrator verwendeten Operationsverstärkers
zur Folge hat.
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In einem CMOS-Verstärker nach IEEE, J.of Sol.St.Circ., SC-15, No.6
(Dez.1980), S. 929-938, insbesondere Fig. 8, wird das Steuerpotential, das die regelnde
Vorspannung am dortigen Operationsverstärker darstellt, ebenfalls so erzeugt, daß
sie weitgehend unabhängig von den Quellenpotentialen ist.Der entstehende Strom im
vom Steuerpotential geregelten Stromzweig ist aber stark von Technologidatenschwankungen
abhängig und muß jeweils durch Abgleich eingestellt werden.
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Die Einkopplung von Störspannungen, å.h. Schwankungen von Quellenpotentialen,
über parasitäre Substratkapazitäten und von Verschiebungsströmen über die Gate-Source-Kapazität
des Eingangstransistors haben eine unzureichende PSRR-Dämpfung, insbesondere der
als Integratoren verwendeten Operationsverstärker' zur Folge.
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Um hohe Werte der PSRR-Dämpfung im Filter zu erreichen, kann der Substratanschluß
unabhängig vom negativen Quellenpotential mit einem eigenen Substratpotential, das
von Störwechselspannungen befreit ist, beliefert werden, vgl. IEEE, J. of Sol.St.Circl,
SC-15, No.6 (Dez.1980) S. 1005-1012. Dies hat in Operations-Ver stärkern aber zur
Folge, daß nun die betrefnenue Schwan-
kung bzw. Störspannung für
alle FETs, die mit der Source an negativer Betriebsspannung liegen, als Substratvorspannungsmodulation
auftritt. Dadurch verschlechtert sich aber die PSRR-Dämpfung des Operationsverstärkers,
wie er z.B. in einem Integrator nach IEEE, J.of Sol.St.Circ., SC-15, No. 6 (Dez.1980),
S.997-1005 verwendet wird, um ca. 30dB auf unzureichende Werte von 47 dB.
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In den oben anhand Fig. 1, 4, 5 und 6 beschriebenen Beispielen der
Erfindung wird hingegen den nachgebildeten Stromzweigen ein von VBB und VCC abhängiges,
vom Ruhepotential UR - und in Fig. 5 und 6 von der Potentialdifferenz zwischen dem
Ruhepotentaial UR und dem Potential der Ausgangsnachbildung OUT' - beeinflußtes
Steuerpotential zugeleitet, um eine hohe PSRR-Dämpfung zu erhalten. Dabei haben
die beschriebenen Beispiele der Erfindung auch einen kleinen Leistungsverbrauch,
verglichen mit den bisher bekannten Verstärkern.
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Das in Fig. 1 gezeigte Beispiel der Erfindung zeigt eine Regeleinheit
Reg für einen Operationsverstärker Ampl, dessen Schaltung ohne Regeleinheit durch
IEEE, J. of Sol. St. Circ., SC-15, No. 6 (Dez. 1980), S. 1005 - 1012, bekannt ist.
Die erfindungsgemäß aufgebaute Regeleinheit Reg hat in dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel
die besondere Aufgabe, zwei Steuerspannungen, vgl. Ust1 und Ust2, so zu erzeugen,
daß Schwankungen der Technologiedaten und der Quellenpotentiale +5/-5V möglichst
keinen Einfluß haben auf: a) das Potential am Ausgang OUT des Operationsverstärkers
Ampl, besonders auch für die Verwendung als Integrator, b) das Potential am Differenzverstärkerausgang
zwischen T2 und T14 und c) den Strom durch den FET T2.
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In der Regeleinheit Reg ist einer der pegelverschiebenden Stromzweige
des Operationsverstärkers, bestehend aus den Transistoren T15, T16, T17 und T18,
mit den Transistoren T39, T53, T44 und T54 nachgebildet. Dabei ist das Kanalweite-
zu Kanallänge-Verhältnis bei n-Kanal-Technologie W/L von T39 = W/L von T15, und
W/L von T53 = W/L von T16. Die W/L-Verhältnisse der Transistoren T44 und T54 sind.so
gewählt, daß an den Gates von den Transistoren T53,e1-6 and T6 sowie von den Transistoren
T44 (T1 7/T7) und T1 8(T8),jedenfalis bei nichtschwankenden Quellenpotentialen,
jeweils gleiches Potential auftritt.
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Damit ist der Strom durch die Transistoren T15 gleich den durch T39
sowie der Strom durch T16 gleich dem durch T53. Ferner ist, vom nachbildenden pegelverschiebenden
Stromzweig erzwungen, das Potential an den Gates der Transistoren T15 und T5 dann
untereinander gleich, wobei die Potentiale an dem-Gate des T39 des nachbildenden
pegelverschiebenden Stromzweiges mit der Referenzspannungsquelle zA erzeugt werden,
vgl. die Anreicherungstyp-Transistoren T38, T40, T41 und den Verarmungstyp-Transistor
T36. Weil die Referenzspannungsquelle zwischen dem Ruhepotential UR und dem positiven
Quellenpotential +5V angeschlossen ist, ist das Potential am Gate des Transistors
T39 und damit auch an den Gates der Transistoren T15 und T5 weitestgehend unabhangig
von Schwankungen der Quellenpotentiale +5V, -5V sowie von Schwankungen der Technologiedaten
von Wafer zu Wafer.
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Um bei Schwankungen von -5V ein konstantes Potential am Ausgang OUT
des Operationsverstärkers zu erhalten, muß der Strom durch den Transistor T9 möglichst
konstant sein. Wenn die Transistoren T9, T8 und T18 vom gleichen Typ sind und gleichen
Substratsteuerfaktor z.B. dadurch haben, daß sie gleiche Kanallänge aufweisen, ist
für sie die effektive Gate-Source-Spannung gleich. In diesem Fall ist der Strom
durch den Transistor T9 konstant wenn
die Ströme durch die Transistoren
T18 und T8 untereinander auch konstant sind. Dies wiederum macht erforderlich, daß
die effektive Gate-Spannung von Transistor T6 und T16 konstant sein muß. Hierzumüssen
für' negativer werdende Quellenpotential am Quellenanschluß VBB die Ströme durch
die Transistoren T7 und T17 in geeigneter Weise zunehmen. Dies bewirkt nämlich,
daß, bei unverändertem Potential an den Gates der Transistoren T5 und T15, das Potential
an den Gates der Transistoren T6 und 16 negativer wird. Die geeignete Zunahme der
Ströme durch die Transistoren T7 und T17 wird erreicht, indem der mit negativer
werdendem Potential am Quellenanschluß VBB ansteigende Strom in den Transistoren
T53 und T44 in die Stromquellentransistoren T7 und T17 des Operationsverstärkers
mit Hilfe der Steuerspannung Ust1 gespiegelt wird. Wichtig dabei ist, daß die Ströme
des einen Zweiges des nachbildenden pegelverschiebenden Stromzweiges auf den entsprechenden
anderen Zweig des nachgebildeten pegelverschiebenden Stromzweiges zugespiegelt werden.
Durch den von Ust1 bewirkten Anstieg des Stromes durch den Transistor T7 kann der
Strom durch die Transistoren T18/T8 und damit durch den Transistor T9 vergleichsweise
unabhängig von den Schwankungen des negativen Quellenpotentials an VBB gemacht werden.
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Günstig für eine derartige Stabilisierung der Ströme durch die Transistoren
T18 und vor allem T9 ist vor allem auch die Einfügung des durch die Steuerverbindung
Ust2 gesteuerten Transistors T46. Mit negativer werdendem Potential am Gate des
Transistors T16 würde nämlich bei fehlendem Transistor T46 der Strom durch den Transistor
T3 abnehmen. Durch eine geeignete Steuerspannung am Trans s tor T46 in Verbindung
mit einem geeigneten w;ML Verhältnis der Trans storen T3 und T46 kann erreicht werden,
daß die Summe der Ströme durch die Transistoren T16 und T2 (durch den letzteren
fließt übrigens die eine
Hälfte des Stromes durch den Transistor
T3) und die Summe der Ströme durch die Transistoren T6 und T1 (durch den letzteren
fließt die andere Hälfte des Stromes durch den Transistor T3) jeweils unabhängig
von Schwankungen des Quellenpotentials am Quellenanschluß ist. Auch dadurch werden
die Potentiale an den Gates der Transistoren T5 und T15 stabilisiert, wodurch auch
das Potential am Ausgang OUT des Operationsverstärkers Ampl entsprechend stabilisiert
wird.
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Die für den Transistor T46 über Ust2 zugeleitete Steuerspannung wird
mit Hilfe eines invertierenden Verstärkers mit den Transistoren T42 und T43 aus
der über Ust1 zugeleiteteten Steuerspannung erzeugt.
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Der Hauptgrund für die bei diesem Beispiel nur reltiv niedrige PSRR-Dämpfung
von 70dB ist darin zu sehen, daß der Strom durch den Transistor T53 im nachbildenden
Stromzweig und damit die Ströme durch die Transistoren T7 und T17 bei einem positiver
werdenden positiven Quellenpotential wegen der Kanallängensteuerung im Transistor
T53 ansteigt. Hier ist eine weitere Verbesseung dadurch möglich, daß der Drainanschluß
des Transistors T53, statt direkt an VCC, an das Gate des Transistors T39 angeschlossen
wird, dessen Potential nahezu unabhängig vom Quellenpotential am Anschluß VCC ist.
In Folge des zusätzlichen Stromes über den Transistor T36 müssen dessen Abmessungen
in diesem- Fall korrLgiert .rden.
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Beim Betrieb des Operationsverstärkers als Integrator mit einem Integrationskondensator
von z.B. 8pF zwischen den Anschlüssen IN und OUT des Operationsverstärkers ergibt
sich infolge der Schwankungen am Gate des Transistors T15 am Ausgang OUT eine nur
mehr sehr kleine Schwankung.
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Da die Steuerverbindungen Ust1, Ust2 keinen Gleichstrom leiten, kann
eine Stromversorgung für mehrere Vers.tärker verwendet werden,vgl. die Vielfachzeichen
am Transistor T43.
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Durch gleiche Stromdichte in den Verarmungstyp-Transistoren T36, T14,
T4 und T12, sowie in den Anreicherungst-Transistoren T43, T44, T54, T17, T7, T8
und T9 sind die Arbeitspunkte weitgehend unabhängig von Schwankungen der Einsatzspannungen
dieser Transistoren.
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Die besten simulierten Werte der PSRR-Dämpfung1auch als Integrator,
werden erreicht durch geeignete Dimensionierung der Transistoren T42, T43, T44,
T54, T3 und T46, wobei die Stromänderungen in den Transistoren T17 und T7 von der
Stromänderung im Transistor T53 abgeleitet werden. Außerdem ergibt sich die Konstanz
des Summenstromes in Transistor T4 und T14 durch Kompensation der Abnahme vom Strom
durch den Transistor T18 durch einen zunehmenden Strom durch den Transistor T1.
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Im folgenden wird auf die Beispiele in Fig. 4 und 5 eingegangen. Die
Nachbildungen dieser Beispiele enthalten die oben bereits angegebene Gegenkopplungsverbindung,
durch die Schwankungen der Potentiale an Schaltungspunkten, die, dynamisch betrachtet,
dem Potential am Ausgang OUT weitgehend entsprechen, in der Nachbildung durch Gegenkopplung
zusätzlich gedämpft werden.
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Fig. 2 zeigt das Schaltbild eines normalen gegengekoppelten Verstärkers,
wobei wie üblich die Gegenkopplung vom Ausgang des Verstärkers OUT auf den invertierenden
Eingang erfolgt. Der positive Eingang liegt auf einem Referenzpotential, hier UR,
das häufig dem Erdpotential entspricht. Fig. 3 zeigt das Prinzipschaltbild der neuartigen
Regeleinheit mit Gegenkopplungsverbindung, hier Ust, in die als Zusatzorgan zA hier
noch ein zusätzlicher Verstärker eingefügt ist, zusammen mit dem Operationsverstärker
Ampl,der geregelt wird.
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Im Gegensatz zu Fig. 2 sind hier beide Eingänge der nachbildenden
Differenzverstärkerstufe 1A an Referenzspannung bzw. Ruhepotential UR gelegt. An
den Ausgang der Verstärkernachbildung 1A/2A ist der zusätzliche Verstärker zA angeschlossen,
der die Abweichung vom Ruhepotential UR verstärkt. Die so entstandene Steuerspannung
Ust wird einerseits dazu verwandt, die Ströme in der Nachbildung so einzustellen,
daß die Ausgangsspanvon 2A nung # auf der Leitung Ust etwa das Ruhepotential UR
annimmt. Die verbleibende Abweichung vom Ruhepotential ist umso geringer, je größer
die Schleifenverstärkung bez.
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der Gegenkopplungsverbindung ist. Die andererseits auch dem Verstärker
Ampl zugeführte Steuerspannung Ust sorgt dafür, daß sich auch in diesem die Ströme
so einstellen, daß am Verstärkerausgang OUT ein Potential auftritt, das ebenfalls
nur wenig vom Ruhepotential UR abweicht.
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Darin der gegengekoppelten Nachbildung nur Gleichtaktsignale ausgeregelt
werden, die durch Technologiedatenschwankungen oder Störspannungen auf den Quellenpotentialen
entstehen und einer systematischen Offsetspannurg entsprechen, genügt es, in der
Nachbildung die eine Hälfte der symmetrischen,an sich im Operationsverstärker Ampl
doppelt vorhandenen Schaltungsteile bzw. Stromzweige nachzubilden, also nur,vgl.
Fig. 4 und 5, die eine Hälfte der Differenzverstärkerstufe und einen der beiden
pegelverschiebenden Stromzweige.
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Enthält hingegen die Differenzverstärkerstufe einen Gleichtaktgegenkoppelungszweig,
der an nur einer der beiden Ausgänge der Differenzverstärkerstufe angeschlossen
ist und zum Stromquellentransistor führt, wie dies zum Beispiel in den Verstärkern
nach IEEE, J. of Sol.
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St. Circ., SC-15, No. 6 (Dez. 1980), S. 997 - 1005 in der zugehörigen
Fig. 7 und im Verstärker nach IEEE, J. of Sol. St.Circ*, SC-15, No. 6 (Dez. 1980),
S. 1005 bis 1012 in der zugehörigen Fig. 3 der Fall ist, so wirdjene Hälfte des
Differenzverstärkers mit dem zugehörigen pegelverschiebenden Stromzweig nachgebildet,
die den Gleichtakt-Gegenkopplungszweig enthält.
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Zur Chipflächeneinsparung kann der nachbildende.Eingangstransistor,
vgl. T101 in Fig. 4 und 5, in der Regel mit kleinerer Kanalbreite ausgeführt werden.
Mit seinem Gate am Ruhepotential UR stellt die zugehörige Differenzverstärkerstuferhälfte
T104, T101, T103, T146 eine Cascodestufe dar, deren Gleichtakteigenschaften nur
wenig von den Kanalabmessungen des nachgebildeten Eingangstransistors T101 abhängen.
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Auch bei der Nachbildung der unsymmetrischen Schaltungsteile,z.3.
einer zweiten Verstärkerstufe 2A, vgl. Fig.3, kann in der Nachbildung Chipfläche
eingespart werden.
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Solange die Stromdichte in den Transistoren erhalten bleibt und die
Verstärkung der Stufe -erhalten bleibt, wird die Nachbildung nicht beeinflußt. Das
bedeutet, daß bei -beibehaltener Kanallänge die Kanalbreite reduziert werden kann.
Dies gilt, solange die Geometrieabhängigkeit der Transistoreigenschaften noch wenig
Rolle spielt. Die Betriebszustande im- Operations' er-
stärker
und in der Nachbildung sind bei geringen Signalspannungen am ähnlichsten.. Daher
wird die PSRn-Dämpfung des Verstärkers die höchsten Werte bei kleinen Signalamplituden
haben. In Bezug auf Erhöhung des Ruhegeräusches in Verbindung mit dem Codierer*st
dies durchaus wünschenswert. Außerdem wird die PSRR-Dämpfung in der Regel ohne Signal
spezifiziert und gemessen. Damit die PSRR-Dämpfung bei Nennpegel nicht zu niedrig
wird, soll sie im Operationsverstärker auch schon ohne die Nachbildung möglichst
hoch sein.
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*) mid auf Nebensprechen zwischen Fernsprech-Kanälen Beim Betrieb
mehrerer Verstärker aus einer gemeinsamen Regeleinheit Reg werden die Nachbildungseigenschaften
am besten, wenn die gemeinsame Regeleinheit Reg etwa in der örtlichen Mitte der
Verstärker auf dem Halbleiterträger angeordnet ist. (gemeinsam geregelten Die Schaltung
des n-Kanal-Operationsverstärkers in Fig. 4 entspricht im Grundsatz der in Fig.
1. Die zusätzlichen Transistoren T11 und T10 wurden eingefügt, um das 1/f-Rauschen
des Operationsverstärkers zu verbessern. Die gleiche Kanallänge der Transistoren
TS, T9, T1O, T11 und T18 führt auch hier zu gleichem Substratsteuerfaktor und damit
zu einer hohen PSRR-Dämpfung.
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Für gleich große Ströme durch die Transistoren T8 und T18 und gleich
große Spannungen an den Gates der Transistoren T8 und T9 wie bei dem in Fig. 1 gezeisten
Beispiel muß das W/L-Verhältnis der Transistoren verdoppelt werden. Damit ist die
Kanalfläche von Transistor T8 plus der des Transistors T18,die das 11Î-Rauschen
bestimmt, gegenüber der von Transistor T8 in Fig. 1 vervierfacht und der Beitrag
zum Gesamtrauschen vermindert.
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Der Lastwiderstand der Differenzere~stärker-Sirg2ngsstufe des Operationsverstärkers
Ampl besteht aus zwei
Transistoren, vgl. T4 und T74, die mit den
Transistoren T14 und T84 im Layout verschachtelt werden können, ematische um leinerurrsetspannungen
zu erhalten. Der Stromquellentransistor besteht hier aus jeweils zwei untereinander
gleichen Transistoren T3/T73 bzw. T76/T46, um die halbe Differenzverstärkerstufe
möglichst genau in der Regeleinheit Reg nachbilden zu können, vgl. T103, T146.
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Der zum (die Schwingneigung unterdrückenden) Kompensationskondensator
Cc in Reihe geschaltete Transistor T13 wirkt als "Nulling Resistor". Damit er mit
kleiner Chipfläche realisisert werden kann, erhält er am Gate eine möglichst hohe
positive Spannung. Würde das qate von T13 an VCC angeschlossen, könnten aber Störspannungen,
insbesondere bei höheren Frequenzen, in das Gate des Transistors T9 eingekoppelt
werden. Der in Reihe geschaltete Verarmungstyrp-Transistor T175 liefert an seiner
Source ein Potential, das frei ist von Störspannungen bzw. Schwankungen; es verhindert
so deren Einkopplung.
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Eine ähnliche Funktion übernimmt der Transistor T178 für die Ansteuerung
des Transistors T177, der, in Verbindung mit T179 im power-down bzw. chip-enable
P.D/P.D die zum zusätzlichen Verstärker zA/Fig.3 in der Gegenkopplungsschleife gehörenden
Transistoren T191/T192 stromlos steuern kann. Der Transistor T178 ist notwendig,
da auch das Power-down-Signal VCC-Potential, also positives Quellenpotential, aufweisen
kann, wodurch ohne den Transistor T178 Schwankungen bzw. Störspannungen eingekoppelt
werden könnten. Ein Uerarmungstyp-Transistor kann zur Vermeidung von Störspannungseinkopplungen
auch bei allen eventuell angebrachten Schalttransistoren, die Kapazitäten auf einen
Integratoreingang schalten, vorgesehen werden, weil auch die Taktspannungen zur
Ansteuerung der Schalttransistoren den Schwankungen von VCC folgen können.
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In der Regeleinheit Reg wird eine Kombination von Regelung mittels
gegengekoppelter Nachbildung und nicht gegengekoppelter Nachbildung angewandt. Mit
den nachbildenden Transistoren T104, T101, T103 und T146 ist die Differenzverstärkerstufe
nachgebildet. Das Gate von T101 liegt auf Ruhepotential UR = Erdpotential. Mit den
nachbildenden Transistoren T174, T115, T116, T117, T118 und T1 11 ist der pegelverschiebende
Stromzweig, vgl.
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T74/T84 T5/T15, T6/T16, T7/T17, T8/T18 und T10/T11 nachgebildet, der
auch die Gleichtaktgegenkopplung zum Gate von Transistor T103 übernimmt. An den
Ausgang der nachbildenden zweiten Verstärkerstufe, vgl. die Source vom nachbildenden
Transistor T112 mit der Source des nachgebildeten Transistors T12, ist der an seinem
Fußpunkt auf Ruhepotential UR = Erdpotential liegende, zum zusätzlichen Verstärker
zA/Fig. 3 gehörende invertierende Verstärker mit den Transistoren T191 und T192
angeschlossen. Der, im an sich auch noch zum zusätzlichen Verstärker zA/Fig. 3 gehörenden
Sourcefolger mit Transistor T43 und T144, fließende Strom wird in den nachbildenden
pegelverschiebenden Stromzweig mit.
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Hilfe des Stromspiegeltransistors T117 rückgekoppelt.
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Die Schleifenverstärkung beträgt nach Optimierung mittels Rechnersimulation
z.B. 37, 5dB.
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Die am besten geeignete Stelle für den Anschluß der Steuerverbindung
Ust1 an die Gegenkopplungsschleife der Regeleinheit Reg ist, wie die Rechnersimulation
ze gte, der Ausgang des Inverters mit den Transistoren T191,192, bzw. der des Sourcefolgers
mit den Transistoren TLL3, T144, vgl. Fig. 2.
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Die Kanalbreite von T1O1 entspricht der halben Kanalbreite von T1,
die von T109 der halben von T9, um Chipfläche zu sparen. Die Rechnersimulation zeigte,
daß dies wegen der sehr großen Kanalbreiten von T1 und T9 hier zugelassen werden
kann.
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Außer zum Transistor T117 wird der Strom durch den Transistor T144
mit Hilfe der Steuerverbindung Ust7 auch den Stromspiegeltransistoren T7 und T17
des Operationsverstärkers Ampl zugespiegelt.
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Die zweite Steuerverbindung Ust2 regelt den Strom im Operationsverstärker
Ampl ohne Ausnutzung der Gegenkopplungsschleife der Regeleinheit Reg. Diese zweite
Steuerverbindung Ust2 hat also die gleiche Funktion wie in dem in Fig. 1 gezeigten
Beispiel. In diesem Fall hat Ust2 Ruhepotential UR. Das W/L-Verhältnis von Transistor
T46, T76 im Operationsverstärker und von T146 in der Nachbildung ist so gewählt,
daß der wegen einer Schwankung des negativem Quellenpotentials am Quellenanschluß
VBB abnehmende Strom durch den Transistor T18,durch einen ansteigenden Strom durch
die Transistoren T1/T707, zu einem von VBB unabhängigem Summenstrom über den bzw.
die zugehörenden Lasttransistoren führt: Der Stromabfall wird durch einen Stromanstieg
kompensiert. Die Rechnersimulation der Änderung der W/L-Verhältnisse und des negativen
Quellenpotentials an VBB zeigt, daß das Potential am Gate des Transistors T15 hierbei
dann nämlich ein für eine Kompensation typisches Minimum durchläuft, wo die Kompensation
exakt ist.
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Um den Einfluß von Technologiedatenschwankungen zu simulieren, wurde
die Einsatzspannung aller Depletion-Transistoren um 0,2V weniger negativ angenommen.
Dies verursacHte eine Änderung der Offsetspannung des Operationsverstärkers um 0,02mV;
sie ist somit wie erwartet weitgehend unabhängig von Technologiedatenschwankungen.
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Im folgenden wird auf das in Fig. 5 gezeigte Beispiel der Erfindung
eingegangen. Dort ist nur eine einzige Steuerverbindung Ust angebracht, über die,
von einer Gegenkopplungsverbinaung der Regeleinheit Reg (gemäß
Fig.
3) beeinflußt, der Strom der Stromversorgung im Operationsverstärker Ampl geregelt
wird. Das in Fig. 5 gezeigte Beispiel hat also einen besonders einfachen Aufbau
bzw. eine besonders einfache Schaltung trotz der hier ganz ungewöhnlich hohen, oben
bezifferten PSRR-Dämpfung. Dies wird u.a. dadurch ermöglicht, daß, vgl.
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Fig. 1 und 4 einerseits mit Fig. 5 andererseitstkeine Gleichtaktgegenkopplung
vom Gate des Transistors T16 auf den Transistor T3 bzw. T3/T73 innerhalb des Operationsverstärkers
Ampl mehr angebracht ist - wodurch der Aufbau des in Fig. 5 gezeigten Beispiels
weiter vereinfacht wird. Die Stromquellentransistoren der Differenzverstärkerstufe
T3 und T73, bzw. T103 der Nachbildung, spiegeln den Strom im Transistor T18 bzw.
T118 in die Zweige T3/T73 des Differenzverstärkers und wirken damit Potentialänderungen
an den Gates der Transistoren T5, T15 und T104/T74 entgegen, die durch Technologiedatenschwankungen
ausgelöst werden. Im Operationgsverstärker Ampl werden zusätzlich Potentialschwankungen
an den Gates der Transistoren T5 und T15 ausgeregelt, die als Folge eines Gleichtaktsignals
an den Eingängen des Operationsverstärkers,also an T1/T2, auftreten.
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Da die am Gate des Transistors T16 und T6,bei Schwankungen des negativen
Quellenpotentials am Quellenanals Folge der Regelung schluß VBB, # entstehenden
Potentialänderungen nicht mehr zum Gate der Transistoren T3, T73 bzw.-T118 gelangen,
brauchen diese auch nicht mehr kompensiert werden. Dadurch wird die zweite Steuerspannung,
vgl. Ust2 in Fig. 4, überflüssig.
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Der Betrieb der Transistoren T3, T73 und T103 als Stromspiegel bewirkt,
daß der Strom in den Transistoren T8, T9, T18 bzw. T109, T118 durch die Gegenkopplung
unabhängig von Schwankungen des negativen Quellenpotent als an VBB ist, daß auch
der Strom in den Transistoren
T3, T73 und T103 unabhängig davon
ist.
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Damit der Operationsverstärker Ampl bereits ohne eine Verbesserung
durch die Gegenkopplungsverbindung innerhalb der Nachbildung eine gute, auf Schwankungen
des negativen Quellenpotentials bezogene PS Dämpfung aufweist, wurde die Stromquelle
des Differenzverstärkers,hier Grundwiderstand des Differenzverstärkers genannt,
mittels der zusätzlichen Transistoren T67 und T68, bzw. T167, als Cascode-Schaltung
ausgeführt. Die dadurch erzielte Verbesserung der auf Schwankungen des negativen
Quellenpotentials bezogenen PSRR-Dämpfung ist deswegen besonders groß, weil die
Transistoren T3, T73 und T1/T3 mit gleicher, relativ kurzer Kanallänge wie die Transistoren
T8, T9,- T18 bzw. T118, T109 ausgeftihrtwerden können, um gleiche Substratsteuerfaktoren
zu erhalten, wodurch der Kanallängensteuerfaktor relativ groß ist. Durch die Cascode-Transistoren
T67, T68 bzw. T167 bleibt,bei Schwankungen des negativen Quellenpotentials an VBB,
die Source-Drain Spannung von T3, T73 und T103 nahezu konstant, so daß der Strom
durch die Transistoren T3, T73 bzw. T103 trotz des großen Kanallängensteuerfaktors
unabhängig von Schwankungen des negativem Quellenpotentials an VBB ist.
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Darüberhinaus bewirken die Cascode-Transistoren T67 und T68 eine sehr
hohe CMRR-Gleichtaktdämpfung.
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Die Regeleinheit Reg ist im übrigen wieder nach den gleichen Prinzipien
wie gemäß Fig. 4 aufgebaut, unter Berücksichtigung der etwas anders aus Elementen
zusammengesetzten pegelverschiebenden nachgebildeten Stromzweige des Operationsverstärkers
Ampl.Gemäß der Rechnersimulation beträgt die Schleifenverstärkung in der in sich
gegengekoppelten Nachbildung 35dB. Die Schleifenverstärkung der Gleichtaktgegenkopplung
beträgt nur 0,9.
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Die Gleichtaktdämpfung des ganzen Operationsverstärkers Ampl + Reg
im Bereich +3V beträgt 80dB.
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Die guten Eigenschaften dieses Beispiels auch in Bezug auf PSRR-Dämpfung
und Offsetspannung sind praktisch nicht von Technologiedatenschwankungen abhängig,
besonders weil die hohe PSRR-Dämpfung hier nicht, wie noch bei Fig. 1 und teilweise
noch bei Fig. 4, durch geschickte besondere Dimensionierung einzelner Elemente (Kanalabmessungen)
der Nachbildung erreicht wird.
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Um einen Vergleich mit dem in Fig. 4 gezeigten Beispiel zu ermöglichen,
wurde auch hier eine Simulation mit veränderter Einsatzspannung der Verarmungstyp-Transistoren
durchgeführt. Die Offsetspannung blieb unve:ände-t.
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Damit ist das in Fig. 5 gezeigte Beispiel auch insofern dem in Fig.
4 gezeigten Beispiel überlegen.
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Simulationergebnisse des dynamischen Einschwingverhaltens waren ebenfalls
gut. Wenn der zur Dämpfung der Schwingneigung in den Operationsverstärker Ampl eingefügte
Kondensator Cc auch in der Regeleinheit eingefügt wird (vgl. dort Cc' - vgl. auch
den aus denselben Gründen dort eingefügten, in Fig. 4 gezeigten Kondensator Cc'
) und zwar zusammen mit den zugehörenden Transistoren T13, T75 bzw. T113, T175 einschließlich
der dontigen Anschlüsse des Ruhepotentials UR, sowie wenn mit Hilfe des Transistors
Ro und des Innenwiderstandes am Gate von T118, vgl. Fig. 4 und 5, der Innenwiderst2nd
des Schaltungspuunktes zwischen T6 und T8 nachgebildet wird, dann ist die PSR-Dämpfung
auch bei höheren Frequenzen (20 bis 50 kHz) gut.
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In der folgenden Tabelle 1 sind die TransisGo.abm.essungen des in
Fig. 5 gezeigten Beispiels angegeben.
| Transistor Wgeo( µm) Lgeo( µm) Transistor Wgeo Lgeo |
| TX =Weff +2µm =Leff + 1,3 µm Tx |
| 1 412 9 101 146 9 |
| 2 412 9 103 102 9 |
| 3 102 9 104 12 33 |
| 4 12 33 |
| 5 9 186 |
| 6 15 9 113 22 9 |
| 7 26 16 115 9 186 |
| 8 120 9 |
| 9 500 9 |
| 12 34 32 118 120 9 |
| 13 22 9 119 400 7 |
| 14 12 33 144 | 26 16 |
| 15 9 186 157 18 9 |
| 16 15 9 167 12 16 |
| 17 26 16 174 12 33 |
| 18 120 9 | 175 22 7 |
| 43 9 186 177 22 7 |
| 57 33 9 178 22 7 |
| 67 12 16 179 7 7 |
| 68 12 16 191 12 65 |
| 73 102 9 192 196 9 |
| 74 12 33 |
| 75 22 7 Cc = Cc' = 9,41 pF |
| 84 12 33 |
-
Zusammenfassend ist also festzustellen: Die Regeleinheit Reg kann
auch eine Nachbildung, vgl.
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T112, Cc', T113/T175, T157, T109, T174, T116, T118, T111 , von mindestens
einem solchen, zwischen dem Anschlußpaar VCC, VBB angeschlossenen Stromzweig von
mlndestens einer nachgeschalteten Stufe, vgl. T12, Cc, T15/T75, T57, T9, T74/T84,
T6/T16, T8/T18, T10/T11, (:z.B. der Endstufe) enthalten, der einen die Schwingneigung
des Operationsverstärkers Ampl unterdrückenden Kondensator Cc aufweist. Dadurch
wird das ausnutzbare Frequenzband des Operationsverstärkers Ampl@besonders groß.
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Die Regeleinheit Reg kann auch eine Nachbildung, also auch T104, T1O1,
T103, T146, aller Stromzweige,vgl.
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T4/T14, T1/T2, T3/T73, T46/T76, des Operationsverstärkerns Ampl enhalten,
wobei, falls mehrere gleich aufgebaute nachgebildete Stromzweige, also vom gleichen
Schaltp.rinzip,vorhanden sind, jeweils mindestens ein nachbildender Stromzweig pro
dieser nachgeblldeten,gle-ch aufgebauten Stromzweige in der ItTachbildun, enthalten
sein soll£ Dann ist die Regelung besonders zuverlässig, d.h. die PSRR-Dämpfung besonders
gut.
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Wenn der Operationsverstärker Ampl einen Differenzverstärker als Eingangs
stufe mit zwei symmetrisch, also an sich gleich, aufgebauten Stromzweigen enthält,
von denen jeder einen steuerbaren Transistor T1, T2, einen Arbeltswiderstand T4,
T14 und einen weiteren Grundwiderstand T3/T73 und T46/T76 enthält, wobei der Grundwiderstand,
z.B. als Stromqaellen -Widerstand oder Emitterwiderstand, diesen beiden Stromzweigen
(der eine mit T1, der andere mit T2) gemeinsam ist, dann genügt es, in der Regeleinheit
Reg nur einen dieser beiden Stromzweige nachzubilden, also einen nachbildenden steuerbaren
Transistor TIOl,
dessen Arbeitswiderstand T104 und einen modifizierten
Grundwiderstand T103, T146 anzubringen, wobei der nachbildende modifizierte Grundwiderstand
T103, T146 einen doppelt so hohen ohmschen Widerstand bzw. doppelt so hohen komplexen
Widerstand aufweist wie der nachgebildete Grundwiderstand T3/T73, T46/T76 der Eingangsstufe
des Operationsverstärkers Ampl. Das vermindert den Flächenbedarf der Regeleinehit
Reg. Hierbei kann der nachgebildete Grundwiderstand T3/T73, T46/T76 seinerseits
aus der Parallelschaltung zweier modifizierter, unter sich gleich aufgebauter Widerstände
T31iT73, T46gT76 bestehen und der modifizierte Widerstand T3, T46 seinerseits jeweils
den gleichen Aufbau wie der nachbildende modifizierte Grundwiderstand T103, T146
aufweisen. Dadurch wird die Nachbildung über ein breites Frequenzband gut die Eigenschaften
des Differenzverstärkers nachbilden.
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Besonders groß wird die PSRR-Dämpfung, wenn zwischen einem Abgriff;
vgl. zwischen T112, T157, eines nachbildenden Stromzweiges, hier mit T1 D9, der
einem nachgebildeten Stromzweig T12, T57, T9 nachgeschalteter Stufen des Operationsverstärkers
Ampl entspricht, und einem vorgeschalteten nachbildenden Stromzweig T115, T117,
T174, T116, T118, Tell, der mindestens einem nachgebildeten Stromzweig T5/T15, T7/T17,
T74/T84, T6/T16, T8/T18, T10/T11 mindestens einer vorhergehenden Stufen des Operationsverstärkers
Ampl, z.B. in dessen Eingangsstufe und/oder einem pegelverschiebenden Stromzweig,
entspricht, zusätzlich eine Gegenkopplungsverbindung, hier über T177, T191/T192,
T43, T144, T117, angebracht ist, über die das schwankende gegengekoppelte Potential,
welches beim Schwanken eines oder beider Quellenpotentiale +5V, -5V am Abgriff zwischen
T112, T157 des nachgeschalteten nachbildenden Stromzweiges entsteht, so auf den.vorgeschalteten
nachbildenden Stromzweig, hier mit
T117, einwirkt, daß die Amplitude
der Schwankung am Abgrifl zwischen T112, T157 des nachgeschalteten nachbildenden
Stromzweiges gedämpft wird. Die PSRR-Dämpfung kann dabei sogar extrem hoch gemacht
werden, wenn in die mittels der Rückkopplungsverbindung gebildete PLückkopplungsschleife,
also z.B. in die Gegenkopplungsverbindung, ein zusätzlicher Verstärker, vgl. T191,
T192, T43, T144, zur stärkeren Dämpfung der Amplitude der Schwankungen am Abgriff
zwischen T112, T157 des nachgeschalteten nachbildenden Stromzweiges eingefügt wird.
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Dabei brauchen die nachgebildeten Stromzweige selbst keine entsprechende
Gegenkopplungsverbindung und damit auch keinen entsprechenden zusätzlichen Verstärker
au^zuweisen. Der Operationsverstärker Ampl hat also dann einen recht einfachen Aufbau
Die Regeleinheit Reg kann mit dann besonders kleinem Stromverbrauch jeweils,vgl.
zwischen T43/T17, Steuerverbindungen Ust1 zu mehreren, auf demselben Halblelterträger
angebrachten, in identischer Weise aufgebauten Operationsverstärkern aufweisen,
also gleichzeitig z.B.
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5 verschiedene Operationsverstärker Ampl regeln.
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Der Stromverbrauch wird besonders gering im Vergleich z.B. zur Herstellung
mit bipolaren Transistoren, wenn wenigstens weitgehend die Transistoren aller Stromkreise
in n-Kanal-IG-FET-Technik hergestellt sind und alle diese FETs im Betrieb möglichst
im gesättigten Zustand betriebben werden, soweit zu ihrer Source-Drain-Strecke ken
praktisch unendlich hoher ohmscher Widerstand, vgl.
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Cc bei T13, in Reihe liegt.
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Einige Operationsverstärker in einem POM-Filterbaustein müssen oft
einen besonders niedrigen Ausgangswiderstand aufweisen und in der Lage sein, ohmsche
e Lasten zu treiben. Hierfür kann, wie anhand von Fig. 6 ge zeigt ist,
dem
Ausgang der in Fig. 1, 4 und 5 gezeigten Beispiele eine Endstufe EA nachgeschaltet
werden. Die in Fig. 6 gezeigte Endstufe hat z.B. mit einem Lastwiderstand R von
10 kQ eine Verstärkung von 0,77.
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11 Patentansprüche 6 Figuren
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