-
Regenerator für digitale Signale
-
Die Erfindung betrifft einen Regenerator für digitale Signale mit
quantisierter Rückkopplung zur Wiedergewinnung der bei der Übertragung der digitalen
Signale unterdrückten tieffrequenten Signalanteile, mit einem Tiefpaß, über den
die rückgekoppelten Signale an den Regeneratoreingang rückgeführt sind und mit einem
Amplituden- und Zeitentscheider.
-
Bei der Übertragung von digitalen Signalen über Koaxialkabel kommt
es durch die in den Regeneratoren enthaltenen Fernspeiseweichen und die Blitzschutzeinrichtungen
zu einer UnterdrUckung der tiefen Frequenzen der Ubertragungssignale. Auch bei der
Ubertragung digitaler Signale über Lichtwellenleitersysteme erfolgt eine Unterdrückung
der tieffrequenten Signalanteile durch die im Empfängerverstärker wegen der gewünschten
hohen Temperaturstabilität und des einfachen Aufbaues notwendige Wechselstromkopplung.
In all diesen Fällen ergibt sich eine Hochpaßwirkung, die zu Signalverformungen
führt. Eine Möglichkeit zur Vermeidung von über tragungsstörungen ist dabei die
Verwendung sogenannter gleichstromfreier Codes, die aber zu einer zusätzlichen Redundanz
im Übertragungssignal führen und insgesamt den Aufwand bei der Signalübertragung
wesentlich erhöhen würden.
-
Aus iEEE Transactions on Communications, Vol. COM-22, Nr.1, Januar
1974, Seiten 1 bis 5 ist es bekannt, mittels quantisierter Rückkopplung in einem
Regenerator für digitale Signale die bei der Übertragung unterdrückten tieffrequenten
Signalanteile zurückzugewinnen.
-
Ah 1 Shy / 13.5.1981
Aus IEEE Transactions on Communications,
Vol. COM-27, Nr.1, Januar 1979, Seiten 134 bis 142, ist die Anwendung der quantisierten
Rückkopplung in einem PCM-Regenerator für eine Schrittgeschwindigkeit von 600 MBaud
bekannt.
-
Aus IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-28, Nr.5, Mai 1980,
Seiten 764 bis 771, ist ein Regenerator für vierstufige digitale Signale mit einer
Bitrate von 800 Mbit/s bekannt, bei dem ebenfalls eine quantisierte Rückkopplung
Anwendung findet.
-
Bei diesen Regeneratoren mit quantisierter RUckkopplung nach dem Stande
der Technik werden die im Obertragungssignal aufgetretenen Hochpaßverformungen der
Übertragungssignale dadurch beseitigt, daß die im Übertragungskanal unterdrückten
tiefen Frequenzen mit Hilfe der Nichtlinearität des verwendeten Amplituden- und
Zeitentscheiders aus dem übertragenen Signal wiedererzeugt und über einen Tiefpaß
vom Entscheiderausgang auf den Entscheidereingang rückgekoppelt werden. Die Voraussetzung
für eine vollständige Aufhebung der Hochpaßverformungen ist dabei, daß die Summe
der Ubertragungsfunktionen von Hochpaß und Tiefpaß, die auch von höheren Graden
sein können, gleich Eins ist und daß die Signallaufzeit im Rückkopplungsweg zu vernachlässigen
ist.
-
Bei Schrittgeschwindigkeiten von einigen 100 MBaud ist die Laufzeit
nicht mehr zu vernachlässigen, so daß ein Fehler entsteht. Dieser Fehler äußert
sich im Zeitbereich durch einen Dachabfall des Entscheidereingangssignals während
der Laufzeit, wodurch der Störabstand verringert wird. Bei den Regeneratoren nach
dem Stande der Technik wurde versucht, den durch die endliche Laufzeit entstehenden
Fehler durch eine Vorverzerrung des Entscheidereingangssignals zu verringern. Für
die Erzeugung dieser Vorverzerrung werden zusätzliche Filter,
beispielsweise
Transversalfilter, erforderlich, deren Dimensionierung und Realisierung besonders
bei hohen Übertragungsgeschwindigkeiten kritisch und aufwendig ist.
-
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht nun darin, einen Regenerator
der eingangs erwähnten Art anzugeben, der bei Schrittgeschwindigkeiten von über
500 MBaud einsetzbar ist und zur Verringerung des Aufwandes auf eine Vorverzerrung
verzichtet.
-
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe dadurch gelöst, daß der Eingang des
Tiefpasses mit dem Ausgang eines im Signalweg vor dem eigentlichen Amplituden- und
Zeitentscheider befindlichen nichtlinearen Verstärkers verbunden ist und daß in
den Signalweg für die rückgekoppelten Signale wenigstens ein weiterer Verstärker
mit möglichst niedriger unterer Grenzfrequenz eingefügt ist. Besonders vorteilhaft
ist bei dem erfindungsgemäßen Regenerator, daß das Regeneratorprinzip sowohl für
binäre als auch für mehrstufige Übertragungssignale verwendbar ist.
-
Eine vorteilhafte Weiterbildung des erfindungsgemäßen Regenerators
für digitale Signale mit einer beliebigen Anzahl an Amplitudenstufen ergibt sich
dadurch, daß ein mit dem Regeneratoreingang verbundener Eingangsverstärker vorgesehen
ist, dessen Ausgang mit den Eingängen von Entscheiderelementen verbunden ist, daß
die Anzahl der Entscheiderelemente um Eins geringer als die Anzahl der Amplitudenstufen
der zu regenerierenden digitalen Signale ist, daß die Entscheiderelemente jeweils
einen nichtlinear wirkenden Differenzverstärker als Amplitudenvorentscheider und
ein diesem nachgeschaltetes D-Flipflop als kombinierter Amplituden- und Zeitentscheider
enthalten, daß die Ausgänge der Eingangsstufen der Differenzverstärker miteinander
und über ein Tiefpaßglied mit einem Verstärkereingang verbunden
sind,
dessen Ausgang an den Eingang der Entscheiderelemente angeschlossen ist.
-
Eine vorteilhafte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Regenerators
für vierstufige digitale Signale ist im Patentanspruch 3 näher beschrieben.
-
Die Erfindung soll im folgenden an Hand der Zeichnung näher erläutert
werden. In der Zeichnung zeigen Fig. 1 das Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäßen
Regenerators und Fig. 2 einen Regenerator nach der Erfindung für digitale Signale
mit vier Amplitudenstufen.
-
In der Fig. 1 ist mit E der Eingang für das Eingangssignal ue bezeichnet,
an den ein erster Transistor T1 angeschlossen ist. Dieser Transistor dient zur Ankopplung
des Eingangssignals an die einzelnen Entscheiderelemente EE1 bis Ein 1; n entspricht
dabei der Anzahl der Amplitudenstufen des Eingangssignals ue, bei binären Signalen
ist also nur das erste Entscheiderelement EE1 erforderlich. Die Entscheiderelemente
enthalten jeweils einen Differenzverstärker, dessen einem Signalen gang das Eingangssignal
und dessen anderem Signalen gang eine Referenzspannung zugeführt wird. Die Referenzspannung
entspricht dabei der Schaltschwelle zwischen den beiden von dem betreffenden Entscheiderelement
zu entscheidenden Amplitudenstufen. Der Differenzverstärker wirkt also als nichtlinearer
Verstärker und dient als Amplitudenvorentscheider, während die eigentliche Amplituden-
und Zeitentscheidung in den dem Differenzverstärker nachgeschalteten Entscheidern
E1 bzw. En 1 durchgeführt wird. Die Differenzverstärker sind als emittergekoppelte
Differenverstärker mit dem Emitterstrom Io ausgeführt, wobei als Transistoren die
npn-Transistoren
T2 und T3 bzw. T'2 und T'3 Verwendung finden. Wahrend die Kollektoranschlüsse der
Eingangsstufen dieser Differenzverstärker miteinander und über einen Widerstand
R3 mit Bezugspotential verbunden sind, sind die Kollektoranschlüsse der mit den
Referenzspannungen verbundenen Differenzverstär ke rstufen getrennt über Widerstände
R4 bzw. R'4 mit Bezugspotential und außerdem jeweils mit dem D-Eingang eines als
Entscheider E1 bzw. En 1 wirkenden getakteten D-Flipflop verbunden. An die Kollektoranschlüsse
der Eingangsstufen der Differenzverstärker ist über einen Tiefpaß TP der Rückkopplungsweg
angeschlossen, der Ausgang des Tiefpasses ist über einen Verstärker V, der zur Amplitudenanpassung
des rückgekoppelten Signals an das Eingangssignal erforderlich ist, mit dem Kollektoranschluß
des Einkoppeltransistors T1 und damit mit den Signaleingängen der Entscheiderelemente
EE1 bzw. EEn1 verbunden.
-
Der Emitteranschluß des Einkoppeltransistors T1 ist über einen Emitterwiderstand
R1 mit einer negativen Betriebsspannungsquelle -Ub verbunden, während der Kollektoranschluß
dieses Transistors über einen Kollektorwiderstand R2 mit Bezugspotential verbunden
ist.
-
An den Ausgängen der Entscheiderelemente entstehen insgesamt n-l regenerierte
Binär-Signale u1 bis uni, die zu einem neuen Mehrstufensignal, beispielsweise durch
eine gewichtete Addition kombiniert und über die weitere Strecke übertragen werden
können. Die Kollektoranschlüsse der Eingangstransistoren T2 bzw. T'2 in den Differenzverstärkern
der Entscheiderelemente sind jeweils über einen zum Tiefpaß gehörenden Kondensator
C1 bzw. Cn 1 mit Bezugspotential verbunden. Durch diese Parallelkapazitäten an den
Differenzverstärkerausgängen wird zugleich eine durch den Miller-Effekt bedingte
Erhöhung der Eingangskapazität an den Eingängen der Entscheiderelemente vermieden.
Der zu einer unnötigen Geschwindig-
keitsbegrenzung der Entscheiderelemente
führende Miller-Effekt ist dadurch bei hohen Frequenzen nicht mehr wirksam, während
die Miller-Kapazitäten bei den tieffrequenten Signalen unschädlich sind. Eine Wiedergewinnung
der tieffrequenten Signalanteile bis zur Frequenz f = O erfolgt an sich nur, sofern
im Rückkoppelkreis keine untere Grenzfrequenz auftritt. In vielen Anwendungsfällen
kann jedoch zur Vereinfachung eine ausreichend tiefe untere Grenzfrequenz im Rückkoppelkreis
zugelassen werdent Kriterium ist dabei die Augenöffnung an den Entscheidereingängen.
-
Der in'der Fig. 2 dargestellte Regenerator für ein vierstufiges digitales.
Signal ist für eine Schrittgeschwindigkeit von etwa 565 MBaud vorgesehen. Im Hinblick
auf die vier Amplitudenstufen sind drei Entscheiderelemente erforderlich, die entsprechend
Fig. 1 aufgebaut sind.
-
Mit dem Signaleingang E ist über einen Eingangskondensator Ce der
mittels des Transistors T1 aufgebaute Ankoppelverstärker verbunden. Der Basisanschluß
dieses Transistors ist mit dem Eingangskondensator sowie mit einem Basisspannungsteiler
verbunden, der aus den beiden Spannungsteilerwiderständen Rbi und Rb2 gebildet ist.
-
Der Emitteranschluß des ersten Transistors ist über einen ersten Widerstand
R1 mit einem Siebglied verbunden, das aus einem Siebkondensator Cs und einem Siebwiderstand
Rs besteht. Der Kollektoranschluß des ersten Transistors ist mit den Signaleingängen
der drei Entscheiderelemente und über einen zweiten Widerstand R2 mit Bezugspotential
verbunden. Der als Amplitudenvorentscheider dienende emittergekoppelte Differenzverstärker
im ersten Entscheiderelement wird durch die beiden Transistoren T2 und T3 gebildet,
deren Emitteranschlilsse miteinander und über einen Widerstand R5 mit einem Anschluß
-Ub für negative Betriebs spannung verbunden sind. Der Basisanschluß des zweiten
Transistors T2
ist über einen Widerstand- R6 mit dem Kollektoranschluß
des ersten Transistors T1 verbunden, während der Basisanschluß des dritten Transistors
T3 mit einer Quelle für eine erste Referenzspannung Ur1 von etwa -3 V verbunden
ist. Der Kollektoranschluß dieses Transistors ist über einen vierten Widerstand
R4 mit Bezugspotential und außerdem mit dem D-Eingang eines als erstes Entscheiderelement
E1 fungierenden D-Flipflops verbunden, dessen Takteingang mit einer Taktquelle Cl
verbunden ist und an dessen Ausgangsanschluß ein erstes binäres Ausgangssignal u1
abgenommen werden kann.
-
Mit dem Kollektoranschluß des ersten Transistors T1 ist über einen
neunten Widerstand R9 der Basisanschluß eines vierten npn-Transistors T4 verbunden,
dessen Emitteranschluß mit dem Emitteranschluß eines fünften npn-Transistors T5
und außerdem über einen achten Widerstand R8 mit einem Anschluß -Ub für negative
Betriebsspannung verbunden ist. Der Basisanschluß des fünften Transistors T5 ist
mit einer Quelle für eine zweite Referenzspannung Ur2 von etwa -2,5 V verbunden,
während der Kollektoranschluß dieses Transistors über einen siebenten Widerstand
R7 mit Bezugspotential und außerdem mit dem D-Eingang eines zweiten Entscheiders
E2 verbunden ist. Dieser zweite Entscheider ist ebenfalls durch ein getaktetes D-Flipflop
realisiert, an dessen Ausgang eine zweite binäre Impulsfolge u2 entnehmbar ist.
-
Mit dem Kollektoranschluß des ersten Transistors T1 ist außerdem über
einen zwölften Widerstand R12 der Basisanschluß eines sechsten npn-Transistors T6
verbunden, dessen Emitteranschluß mit dem Emitteranschluß eines siebenten Transistors
T7 und außerdem über einen elften Widerstand R11 mit einem Anschluß -Ub für negative
Betriebsspannung verbunden ist. Der Basisanschluß des siebenten Transistors T7 ist
mit einer Quelle für
eine dritte Referenzspannung Ur3 verbunden,
die eine Größe von etwa -2 V hat. Der Kollektoranschluß dieses Transistors ist über
einen zehnten Widerstand RiO mit Bezugspotential und außerdem direkt mit dem D-Eingang
eines weiteren getakteten D-Flipflops verbunden, das als dritter Entscheider E3
fungiert und an dessen Ausgang eine dritte binäre Impulsfolge u3 entnehmbar ist.
-
Der Kollektoranschluß des zweiten Transistors T2 ist über einen ersten
Kondensator C1 mit Bezugspotential und außerdem mit dem Kollektoranschluß des vierten
Transistors T4 -verbunden, der über einen zweiten Kondensator C2 mit Bezugspotential
und außerdem mit dem Kollektoranschluß des sechsten Transistors T6 verbunden ist.
Dieser Kollektoranschluß ist über einen dritten Kondensator einem dazu parallelgeschalteten
einstellbaren vierten Kondensator C4 und über einen dritten Widerstand R3 mit Bezugspotential
und außerdem mit dem einen Anschluß einer Zenerdiode ZD verbunden. Die Kondensatoren
C1 bis C4 bilden zusammen mit dem Widerstand R3 den im Rückkopplungsweg benötigten
Tiefpaß.
-
Die Zenerdiode ZD ist mit einem Koppelkondensator CK überbrückt, der
andere Anschluß der Zenerdiode ist über einen dreizehnten Widerstand R13 mit einem
Anschluß -Ub für negative Betriebsspannung und außerdem mit dem Basisanschluß eines
achten npn-Transistors T8 verbunden. Der Kollektoranschluß dieses Transistors ist
mit dem-Kollektoranschlußdes ersten Transistors Ti und damit mit den Eingängen der
Entscheiderelemente verbunden, während der Emitteranschluß dieses Transistors über
die Reihenschaltung eines Potentiometers R14 und eines weiteren Widerstandes R15
mit einem Anschluß -Ub für negative Betriebsspannung verbunden ist. Der veränderliche
Anschluß des Potentiometers R14 ist über einen Emitterkondensator CE mit Bezugspotential
verbunden, so daß
die Gegenkopplungswirkung des Widerstandes R14
veränderbar ist und die Verstärkung des Transistors T8 eingestellt werden kann.
-
Das Eingangssignal wird im Eingangsverstärker auf eine solche Amplitude
verstär'xt, daß die einzelnen Amplitudenstufen einen zur Amplitudenentscheidung
ausreichenden Abstand voneinander haben. Durch den aus den Transistoren T2 und T3
gebildeten Differenzverstärker wird eine Vorentscheidung hinsichtlich der beiden
negativsten Amplitudenstufen vorgenommen, während die beiden anderen Differenzverstärker
als Vorentscheider für die positiveren Amplitudenstufen bzw. die dazwischenliegenden
Entscheiderschwellen wirken. Die eigentliche Amplituden- und Zeitentscheidung erfolgt
in den nachgeschalteten getakteten Flipflops, die an deren Ausgängen auftretenden
unipolaren Signalströme können in bekannter Weise mittels einer gewichteten Addition
zu einem neuen Vierstufensignal kombiniert oder aber in getrennter Form für eine
weitere Verarbeitung abgenommen werden.
-
An den Kollektoranschlüssen der Eingangstransistoren der Differenzverstärker
wird das Signal für die Rückkopplung entnommen. Im Hinblick auf die zu verarbeitenden
hohen Frequenzen ist eine direkte Kompensation des Miller-Effekts an den Kollektoranschlüssen
der Transistoren T2, T4 und T6 erforderlich, so daß die an sich parallelgeschalteten
Kondensatoren C zu b bis C3 nicht zu einem einzigen Kondensator zusammengefaßt werden
können. Die im Rückkopplungsweg angeordnete kapazitiv überbrückte Zenerdiode ZD
dient zum Ausgleich zwischen dem Potential an den Kollektoranschlüssen der vorgenannten
Transistoren und dem Basisanschluß des Transistors T8. Die Rückkopplung des Signals
auf die Eingänge der Entscheiderelemente erfolgt mit Hilfe des Kollektorstroms des
Transistors T8. Der Frequenzbereich
der über den Rückkopplungsweg
geführten tieffrequenten Signalanteile erstreckt sich von nahe Null bis zu einigen
MHz, wobei die Tiefpaßgrenzfrequenz mittels des Trimmers C4 auf den Wert der Grenzfrequenz
des im Ubertragungskanal wirksamen Hochpasses abgeglichen wird.
-
3 Patentansprüche 2 Figuren