DE3036170C2 - - Google Patents
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/356—Bistable circuits
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Description
Die Erfindung betrifft eine digital gesteuerte Halbleiterschaltung
mit wenigstens einer bistabilen Kippstufe.
Bekanntlich gibt es Halbleiterschaltungen dieser Art, die nach
dem sog. Asynchronverfahren arbeiten. Dies bedeutet, daß nicht
alle Teile der Digitalschaltung vom selben Taktgeber gesteuert
sind. Beispiele hierfür sind sogenannte Multiprozessorsysteme,
deren Subsysteme jeweils ihre eigene Taktversorgung haben. Damit
nun die verschiedenen Subsysteme eines Multiprozessors problemlos
miteinander kommunizieren können, ist eine Datensynchronisierung
erforderlich. Weitere Beispiele für asynchron
auftretende Signale findet man bei den verschiedenen Verfahren
der Datenübertragungstechnik.
Die Synchronisierung erfolgt unter Anwendung von sog. Synchronisierern,
deren wesentliche Bestandteile Flip-Flops als Synchronisierorgan
sind. Bei der Synchronisierung werden zwei zueinander
asynchrone Signale an den Takt bzw. an den Dateneingang
des Flip-Flops gelegt.
Es ist nun bekannt (vgl. "IEEE Transactions on Computers" (April
1973), S. 421, 422), daß beim Betrieb von Flip-Flops sogenannte
metastabile Zustände auftreten können, die sowohl zu Verzögerungen
als auch zu einem Fehlverhalten der Schaltung im Betriebsablauf
führen können. Aus der DE-OS 28 34 128 und aus "Frequenz"
31 (1977), Heft 3, Seiten 71 bis 76, ist bekannt, daß die Dauer
eines metastabilen Zustands zwischen den mit Hilfe der Rückkopplung
erzielten bistabilen Zuständen eines Flip-Flops im wesentlichen
von der Anfangsamplitude der Rückkopplungslawine abhängt.
Es ist deshalb Aufgabe der Erfindung, hier eine Abhilfe
zu schaffen.
Die Aufgabe wird bei einer Halbleiterschaltung der eingangs genannten
Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des kennzeichnenden
Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.
Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen
gekennzeichnet.
Ebenso wie es verschiedene Möglichkeiten für die Ausgestaltung
des die bistabile Kippstufe darstellenden Flip-
Flops gibt, gibt es auch verschiedene Möglichkeiten, das
für die Rückkopplung vorgesehene logische Gatter auszuwählen.
Die hierfür erforderlichen Gesichtspunkte werden nun
anhand der Fig. 1 bis 7 beschrieben, wobei in Fig. 1
das Blockschaltbild des üblichen Basis-Flip-Flops, also
eines RS-Flip-Flops, und in den übrigen Figuren je eine
Ausgestaltung der Erfindung dargestellt ist.
Das in Fig. 1 dargestellte RS-Flip-Flop verwendet zwei
kreuzgekoppelte NOR-Gatter G₁ und G₂. Die Alternative
ist die Verwendung zweier kreuzgekoppelter NAND-Gatter
G₁ und G₂. Der bei der Kreuzkopplung nicht verbrauchte
Eingang des Gatters G₁ ist mit S und sein Ausgang mit
bezeichnet, während der freie Eingang des Gatters G₂ mit
R und sein Ausgang mit Q bezeichnet ist. Das RS-Flip-Flop
wird durch die beiden Eingänge S und R gesetzt oder
rückgesetzt. Wenn nun bei einer Realisierung der Gatter
G₁ und G₂ durch je ein NOR-Gatter die beiden Eingänge
S und R gleichzeitig den Zustand "0" haben, dann bleibt
das Flip-Flop unverändert; es hält sich über die Kreuzkopplung
und speichert dabei den alten Ausgangszustand.
Haben die beiden Eingänge S und R den Zustand "1", dann
werden beide Ausgänge Q und gleichzeitig den Zustand
"0" erhalten. Dieser Zustand ist jedoch nicht erlaubt,
da bei anschließender Beaufschlagung des mit zwei NOR-
Gattern G₁ und G₂ realisierten RS-Flip-Flops durch je
eine "0" an den Eingängen R und S der Ausgangszustand
im allgemeinen nicht mehr definiert ist.
Sind die beiden Gatter G₁ und G₂ NAND-Gatter, so hat man
den undefinierten Zustand, wenn gleichzeitig am Eingang
S und am Eingang R der Zustand "0" vorliegt, während durch
eine gleichzeitige "1" an S und R der Zustand des Flip-
Flops nicht beeinflußt wird.
Der Ausgangszustand, d. h. der logische Zustand an den
Ausgängen Q und ist auch dann im Sinne eines bistabilen
Speicherelementes nicht definiert, wenn S oder R mit
einem nach Dauer und/oder Amplitude nicht ausreichenden
Eingangsimpuls beaufschlagt werden.
Als den metastabilen Zustand bezeichnet man nun das Verhalten
des Flip-Flops während der Änderung seines Ausgangszustandes,
wenn die Ausgänge Q und für eine unbestimmte
Zeit weder den logischen Pegel "0" noch den logischen
Pegel "1" annehmen. Infolge der Wirkung der Kreuzkopplung
nehmen im Falle des Vorliegens des metastabilen
Zustands die beiden Ausgänge Q und des RS-Flip-Flops
gemäß Fig. 1 etwa den halben Pegel zwischen "0" und "1"
an.
Um nun das Flip-Flop gemäß Fig. 1 aus dem labilen Zustand
möglichst schnell wieder in eine prädestinierte
Lage zu versetzen, ist die im Kennzeichen der Erfindung
angegebene Rückkopplung vorgesehen, die z. B. entsprechend
der aus Fig. 2 ersichtlichen Weise erfolgen kann.
Hier sind die beiden Ausgänge Q und der beiden kreuzgekoppelten
NOR-Gatter G₁ und G₂ an je einen der beiden
Eingänge eines UND-Gatters G₃ gelegt, dessen Ausgang
entweder an einen zu diesem Zweck vorgesehenen dritten
Eingang des NOR-Gatters G₁ oder an einen zu diesem Zweck
vorgesehenen dritten Eingang des NOR-Gatters G₂ des RS-Flip-Flops
gelegt ist.
Den Einsatz der Grundschaltung nach Fig. 2 als Synchronisierungselement
zeigt Fig. 7. Durch die UND-Verknüpfung
(die hier speziell als ein Transfergatter TG ausgebildet
ist) eines Taktsignals am Eingang T und den im allgemeinen
dazu asynchron verlaufenden Signals am Dateneingang
E werden Impulse erzeugt, die durch beliebige Längen
und Amplituden gekennzeichnet sind. Die Schaltung nach Fig. 2
wird nun so mit dem Ausgang des Transfergatters TG verbunden,
daß dem Eingang R das nicht invertierte und dem
Eingang S das über den Inverter IN 3 invertierte Ausgangssignal
von TG zugeführt wird.
Bei auf rein synchroner Grundlage arbeitenden digitalen
Halbleiterschaltungen wird entweder der R-Eingang oder
der S-Eingang des Flip-Flops für eine halbe Taktbreite
auf den Pegel "1" gebracht, so daß eine eindeutige Steuerung
des Flip-Flops und damit Informationsübertragung
gewährleistet ist. Von den beiden Ausgängen Q und bleibt
im Normalfall einer der beiden Ausgänge auf dem Nullpegel.
Die bei einer Ausführung gemäß Fig. 2 entsprechend der Erfindung
vorgesehene Rückkopplung durch das UND-Gatter G₃
wird dann auf dem Nullpegel gehalten, so daß die Rückkopplung
unwirksam bleibt.
Bei asynchronen Systemen, bei denen die zu verarbeitenden
Datensignale nicht auf den Systemtakt bezogen sind, können
hingegen Impulse beliebiger Breite an die Eingänge
S oder R des Flip-Flops gelangen. Dabei wird das in Fig.
1 dargestellte übliche Flip-Flop nur dann in die gewünschte
Lage versetzt, wenn der Energieinhalt des steuernden
Impulses hierzu ausreichend ist. In diesem Falle wird also
die zu übertragende Information in der gewünschten Weise
weitergegeben. Anders liegen hingegen die Verhältnisse,
wenn der für die Schaltung des Flip-Flops zur Verfügung
gestellte Datenimpuls zu klein ist. Dann kommt es zur
Entstehung des bereits beschriebenen metastabilen Zustands,
der längere Zeit andauern kann.
Die Aufgabe der Rückkopplung gemäß der Erfindung liegt
nun darin, zu erkennen, daß sich das Flip-Flop im metastabilen
Zustand befindet, d. h. daß der Pegel an den
Ausgängen Q und des Flip-Flops sich etwa in der Mitte
zwischen den logischen Pegeln "0" und "1" befindet. Außerdem
soll die Rückkopplung diesen Zustand möglichst
umgehend beseitigen. Der Lösung des ersten Teils dieser
Aufgabe dient das UND-Gatter G₃. Es muß so dimensioniert
werden, daß es auf den im metastabilen Zustand des Flip-
Flops an dessen Ausgängen Q und dann anliegenden verminderten
Pegeln ansprechen kann, so daß die Ansprechschwelle
des UND-Gatters G₃ niedriger als die Ansprechschwelle
der beiden NOR-Gatter G₁ und G₂ ist.
Auf die hierzu erforderlichen technischen Maßnahmen wird
noch eingegangen.
Um außerdem den Rückkopplungsvorgang möglichst zu beschleunigen,
empfiehlt sich z. B. die aus Fig. 3 ersichtliche
Maßnahme. Hier ist als Rückkopplungslied ein NAND-
Gatter G₃ vorgesehen, das über eine Push-Pull-Stufe PP
entweder auf einen dritten Eingang des NOR-Gatters G₁
oder des NOR-Gatters G₂ mit seinem Ausgang geschaltet
ist. Die Push-Pull-Stufe besteht aus einem ersten Inverter
IN 1 und einem den Ausgang der Rückkopplung bildenden
zweiten Inverter IN 2. Der zweite Inverter IN 2 ist im Detail
dargestellt.
Er besteht aus einem ersten MOS-Feldeffekttransistor T 1
vom Anreicherungstyp und einem mit diesem in Serie liegenden
zweiten MOS-Feldeffekttransistor T 2 vom Verarmungstyp.
Der Treibertransistor T 1 liegt mit seiner
Source am Bezugspotential und mit seinem Drain an einem
Schaltungsknoten, der einerseits noch mit dem zu beaufschlagenden
dritten Eingang des Flip-Flops und andererseits
noch mit der Source des Verarmungstyp-Transistors
T 2 verbunden ist. Der Drain des Verarmungstyp-Transistors
T 2 liegt am ersten Betriebspotential U DD, während
das zweite Betriebspotential mit dem an Masse liegenden
Bezugspotential identisch ist. Beide Potentiale sind auch
für die anderen Teile der Schaltung verbindlich. Hierzu
sind u. a. diejenigen Teile der Schaltung zu zählen, die
durch die beiden Ausgänge Q und des Flip-Flops in bekannter
Weise zu steuern sind und für die deshalb das
Gatter G₃ nur mittelbar von Bedeutung ist.
Das Gate des Treibertransistors T 1 wird unmittelbar vom
Ausgang des NAND-Gatters G₃ und das Gate des Verarmungstyp-
Transistors T 2 über den ersten Inverter IN 1 gesteuert.
Der durch die Push-Pull-Stufe PP gegebene Verstärker
ist für eine Beschleunigung der Wirkung der Rückkopplung
auf das Flip-Flop G₁, G₂ vorgesehen. Sie ist im Beispielsfall
ebenso wie die übrigen Teile der Schaltung in
MOS-Technik realisiert. Es ist aber auch eine Realisierung
der Schaltung in Bipolartechnik möglich.
Eine schalttechnische Ausgestaltung der in Fig. 2 dargestellten
Möglichkeit in MOS-Technik ist im Detail aus
Fig. 2a ersichtlich, wobei das UND-Gatter G₃ unter Verwendung
von NOR-Gattern und Invertern konstruiert ist. Von
einer Bezeichnung der diese Schaltung aufbauenden MOS-
Feldeffekttransistoren und einer näheren Beschreibung
der Schaltung ist aus verständlichen Gründen abgesehen.
Wie bereits oben bemerkt, kann das Flip-Flop auch durch
zwei kreuzgekoppelte NAND-Gatter G₁ und G₂ realisiert
sein. Da in diesem Falle der metastabile Zustand als "0"
an den beiden Ausgängen Q und des Flip-Flops interpretiert
werden muß, ist bei einer der Fig. 2 entsprechenden
Realisierung das Gatter G₃ in der Rückkopplung ein ODER-
Gatter. Während man im Falle der in Fig. 2 dargestellten
Realisierung das UND-Gatter G₃ so ausgestaltet, daß es
eine niedrigere Ansprechschwelle als die das Flip-Flop
bildenden Gatters G₁ und G₂ aufweist, wird man im Falle
der soeben genannten Abänderung die Ansprechschwelle des
dann durch ein ODER-Gatter gegebenen Rückkopplungsgatters
G₃ höher als die Ansprechschwelle der dann durch NAND-
Gatter realisierten Gatter G₁ und G₂ des Flip-Flops einstellen.
Will man die Rückkopplungswirkung intensivieren, so kann
man - ebenso wie bei der Anordnung gemäß Fig. 3 eine Push-Pull-Stufe
vorsehen. Diese Möglichkeit ist in Fig. 4 dargestellt.
Die Push-Pull-Stufe PP entspricht in ihren Einzelheiten
der Push-Pull-Stufe bei der Anordnung gemäß Fig. 3.
Jedoch ist das Gatter G₃ auch in diesem Fall mit einem
negierenden Ausgang versehen, so daß G₃ nicht durch ein
ODER-Gatter, sondern durch ein NOR-Gatter zu realisieren
ist.
Die bereits erwähnte Reduzierung der Ansprechschwelle des
Rückkopplungsgatters G₃ für den Fall, daß dieses durch
ein UND-Gatter (Fig. 2) oder durch ein NAND-Gatter (Fig.
3) realisiert ist, läßt sich erreichen, indem man das
Verhältnis der Widerstände der Lasttransistoren zu den
Widerständen der jeweils zugehörigen Schalttransistoren
eingangsseitig merklich größer als im Falle der übrigen
Bestandteile der Schaltung, insbesondere auch der beiden
das Flip-Flop bildenden Gatter G₁ und G₂ einstellt. Für
den Fall, daß das Rückkopplungsgatter G₃ eine ODER-Funktion
oder eine NOR-Funktion haben soll, muß die Ansprechschwelle
dieses Gatters G₃ erhöht werden. Dies bedeutet,
daß man das Verhältnis des Widerstands der Lasttransistoren
von G₃ zum Widerstand der zugehörigen Schalttransistoren
so einstellt, daß von der Eingangsseite von G₃ aus dieses
Widerstandsverhältnis merklich kleiner als das Widerstandsverhältnis
am Eingang der Gatter G₁ und G₂ als an den
Eingängen der übrigen Schaltungsteile erscheint. Erreichen
läßt sich dies in bekannter Weise durch die Einstellung
der Transistorgeometrien, z. B. des W/L-Verhältnisses.
Eine Schaltung, die auf die Ein-Kanal-MOS-Technik zugeschnitten
ist und die der Realisierung gemäß Fig. 2 entspricht,
ist in Fig. 6 dargestellt. Hier ist das Rückkopplungs-UND-Gatter
G₃ in bekannter Weise in eines der beiden
NOR-Gatter des Flip-Flops einbezogen (hier in das
Gatter G₁). Ebenso kann das Gatter G₃, das dann durch
ein OR-Gatter gegeben ist, in eines der
beiden Gatter G₁ oder G₂ des Flip-Flops miteinbezogen
werden, wenn das Flip-Flop durch kreuzgekoppelte NAND-
Gatter gegeben ist.
Die Erfindung ist bisher nur in Verbindung mit einem
RS-Flip-Flop beschrieben. Es wird aber unmittelbar verständlich,
daß sie ebensogut auch bei anderen Flip-Flops,
z. B. bei JK-Flip-Flops, bei D-Flip-Flops, bei Master-Slave-Flip-Flops,
also sowohl bei statischen als auch
bei dynamischen Flip-Flops, anwendbar ist. Die Herstellungsart,
d. h. also vor allem auch die Technologie, bedarf
hierbei keiner besonderen Berücksichtigung. So ist, wie
bereits angedeutet außer der Anwendung der MOS-Technik
auch die Realisierung der Gatter in Bipolartechnik möglich.
Ebenso ist die Erfindung auf handelsübliche Flip-Flops
und sonstige bistabile Kippstufen anwendbar.
Bei getakteten Flip-Flops kann man entsprechend Fig. 5
verfahren, wobei das Rückkopplungsgatter G₃ mit seinem
Ausgang entweder an den zusätzlichen Steuereingang
"Clear" oder an den zusätzlichen Eingang "Preset" gelegt
ist. Eingangsseitig ist das Rückkopplungsgatter,
welches z. B. ein UND- oder ein ODER-Gatter sein kann, durch
die beiden Signalausgänge Q und des Flip-Flops gesteuert.
Claims (11)
1. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung mit wenigstens einer
bistabilen Kippstufe, dadurch gekennzeichnet,
daß die beiden Signalausgänge (Q, ) der bistabilen
Kippstufe (G 1, G 2) an je einen Eingang eines logischen Gatters
(G 3) gelegt sind, dessen Signalausgang über einen Rückkopplungsweg
mit einem zusätzlichen Signaleingang der bistabilen Kippstufe
(G 1, G 2) verbunden ist und das derart beschaffen ist, daß
es auf einen metastabilen Betriebszustand der bistabilen Kippstufe
(G 1, G 2) anspricht.
2. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach Anspruch
1, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Kippstufe
als RS-Flip-Flop ausgebildet ist.
3. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach einem
der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die
beiden Ausgänge (Q, ) der bistabilen Kippstufe durch
die Ausgänge eines Paares kreuzgekoppelter NOR-Gatter gegeben
sind und das die Rückkopplung bewirkende logische
Gatter (G₃) als UND-Gatter ausgebildet ist.
4. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach einem
der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß die
beiden Ausgänge (Q, ) der bistabilen Kippstufe durch
die Ausgänge eines Paares kreuzgekoppelter NAND-Gatter
gegeben sind und das die Rückkopplung bewirkende logische
Gatter (G₃) als ODER-Gatter ausgebildet ist.
5. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach einem
der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der
Ausgang des die Rückkopplung vermittelnden logischen
Gatters (G₃) über eine als Push-Pull-Stufe ausgebildete
Verstärkerschaltung an den zusätzlichen Signaleingang
der bistabilen Kippstufe geschaltet ist.
6. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach Anspruch 5
und einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,
daß in der Verstärkerschaltung (PP) zwei MOS-Feldeffekttransistoren
(T 1, T 2) vom selben Kanaltyp bezüglich ihrer
Source-Drain-Strecken hintereinander geschaltet und von
den beiden auch für den Rest der Schaltung zuständigen
Betriebspotentialen versorgt sind, daß dabei der eine
MOS-Feldeffekttransistor (T 1) mit seiner Source an das
als Bezugspotential (Masse) geschaltete zweite Betriebspotential
und als Transistor vom Anreicherungstyp ausgebildet
ist, während der als Verarmungstyp-Transistor ausgebildete
zweite MOS-Feldeffekttransistor (T 2) mit seinem
Drain an das erste Betriebspotential (U DD gelegt ist,
daß außerdem das Gate des Anreicherungstyp-Transistors
(T 1) invertiert im Vergleich zu dem Gate des Verarmungstyp-
Transistors (T 2) beaufschlagt ist, indem zwischen
dem Ausgang des Rückkopplungsgatters (G₃) und dem Gate
nur eines der beiden Transistoren (T 1, T 2) ein Inverter
(IN 1) vorgesehen ist, der im Falle, daß das Rückkopplungsgatter
(G 3) nicht negierend ist, zum Gate des MOS-Feldeffekttransistors
(T 1) vom Anreicherungstyp und im Falle,
daß das Rückkopplungsgatter (G 3) negierend (d. h. als NOR-
bzw. NAND-Gatter ausgebildet) ist, zum Gate des MOS-Feldeffekttransistors
(T 2) vom Verarmungstyp leitet.
7. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach einem
der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß das
Rückkopplungsgatter (G₃) in eines der beiden das Flip-
Flop bildenden Gatter (G₁, G₂) in der bei der hier anzuwendenden
Ein-Kanal-MOS-Technologie üblichen Weise mit
einbezogen ist.
8. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach einem
der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die
Ansprechwelle des Rückkopplungsgatters (G₃) unterschiedlich
zu der Ansprechwelle der übrigen Schaltungsteile,
insbesondere zur Ansprechwelle der die bistabile Kippstufe
bildenden beiden logischen Gatter (G₁, G₂) eingestellt
ist.
9. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß im Falle der Ausbildung der
bistabilen Kippstufe (G₁, G₂) durch kreuzgekoppelte NOR-
Gatter (G₁, G₂) die Ansprechwelle des als UND-Gatter
bzw. NAND-Gatter ausgebildeten Rückkopplungsgatters (G₃)
niedriger und im Falle der Ausbildung der bistabilen
Kippstufe (G₁, G₂) durch kreuzgekoppelte NAND-Gatter (G₁, G₂)
die Ansprechschwelle des als ODER-Gatter bzw. NOR-Gatter
ausgebildeten Rückkopplungsgatters (G₃) größer als die
Ansprechwelle der das zugehörige Flip-Flop bildenden
Gatter (G₁, G₂) eingestellt ist.
10. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach einem
der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß sie
in monolithisch integrierter MOS-Technik realisiert ist.
11. Digital gesteuerte Halbleiterschaltung nach einem der
Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile
Kippstufe (G₁, G₂) als taktgesteuertes Flip-Flop
ausgebildet ist, daß hierbei der Dateneingang (E) über
einen taktgesteuerten Transfertransistor (TG) über einen
Inverter (IN 3) an den Setzeingang (S) und unmittelbar an
den Reseteingang (R) des rückgekoppelten Flip-Flops gelegt
ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19803036170 DE3036170A1 (de) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | Digital gesteuerte halbleiterschaltung |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19803036170 DE3036170A1 (de) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | Digital gesteuerte halbleiterschaltung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3036170A1 DE3036170A1 (de) | 1982-04-29 |
DE3036170C2 true DE3036170C2 (de) | 1988-12-08 |
Family
ID=6112831
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19803036170 Granted DE3036170A1 (de) | 1980-09-25 | 1980-09-25 | Digital gesteuerte halbleiterschaltung |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3036170A1 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4398105A (en) * | 1981-01-22 | 1983-08-09 | Signetics Corporation | Arbiter circuit |
US5081377A (en) * | 1990-09-21 | 1992-01-14 | At&T Bell Laboratories | Latch circuit with reduced metastability |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2834128C2 (de) * | 1978-08-03 | 1983-12-15 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltungsanordnung zum Verarbeiten zeitlich undefiniert an der Schnittstelle digitaler, autonom arbeitender Funktionseinheiten eintreffender Eingangssignale |
-
1980
- 1980-09-25 DE DE19803036170 patent/DE3036170A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3036170A1 (de) | 1982-04-29 |
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Legal Events
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D2 | Grant after examination | ||
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