DE3015831C2 - Elektronischer Schalter für hohe Lastströme, insbesondere für den Lampenkreis von Kraftfahrzeugen - Google Patents

Elektronischer Schalter für hohe Lastströme, insbesondere für den Lampenkreis von Kraftfahrzeugen

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DE3015831C2 DE19803015831 DE3015831A DE3015831C2 DE 3015831 C2 DE3015831 C2 DE 3015831C2 DE 19803015831 DE19803015831 DE 19803015831 DE 3015831 A DE3015831 A DE 3015831A DE 3015831 C2 DE3015831 C2 DE 3015831C2
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Werner Messmer & Co Kg 7760 Radolfzell GmbH
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Description

Die Erfindung betrifft einen Schalter für hohe Laslströme, insbesondere für den Lampenkreis von Kraftfahrzeugen, mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruches 1.
65 Die DE-AS 25 04 823 beschreibt einen derartigen elektronischen Schalter. Dieser wird bei Fernmeldeeinrichtungen dazu verwendet, über eine Signalleitung Dauerzeichen oder Impulse in Form von Erdpotential zu übertragen. Wird bei diesem bekannten Schalter der Treibertransistor und damit auch der Schalttransistor für eine durch das Zeitglied bestimmte Zeitdauer in den leitenden Zustand gesteuert und herrscht während dieser Zeitdauer eine der normalen Betriebslast entsprechende Belastung des Schalttransibtors, dann verbleibt die Kippstufe in diesem gekippten Zustand. Tritt während dieser Zeitdauer eine Überlastung auf, dann kippt die Kippstufe in den stabilen, nicht leitenden Zustand zurück- Hierfür ist eine lastabhängige Rückkopplung vom Schalttransistor zum Treibertransistor vorhanden, wobei in diesem Rückkopplungskreis liegende Widerstände den jeweiligen Kippzustand bei Betriebslast und -überlast mitbestimmen. Nachteilig ist bei diesem Schalter, daß während der durch das Zeitglied bestimmten Zeitdauer, während der sich der Schalttransistor zunächst kurzfristig im leitenden Zustand befindet, keine Strombegrenzung vorhanden ist. Somit ist dieser Schalttransistor nicht gegen eine Überlastung und damit auch nicht vor Zerstörung geschützt. Um durch eine kurzzeitige Überlastung nicht sofort zerstört zu werden, muß ein leistungsmäßig überdimensionierter Schalttransistrr verwendet werden. Ein solche, leistungsmäßig überdimensionierter Schalttransistor ist unnötig teuer
Die DE-AS 28 54 513 beschreibt einen weiteren elektronischen Schalter, der aber keine bistabile Kippstufe besitzt. Zwischen Schalttransistor und Treibertransistor ist auch kein lastabhängiger Rückkopplungszweig vorhanden. Im Ansteuerkreis wird zwar ein Zeitglied verwendet, jedoch ist dies kein dynamisches, verzögerndes Zeitglied. Im Überlastfalle überschreitet der am Kollektorwiderstand des Schalttransistors auftretende Spannungsabfall einen eingestellten Referenzspannungswert, wodurch das aus einem Widersland und einem Kondensator bcstehi'ide Verzögerungsglied einen Schutztransistor in den leitenden Zustand steuert. Dieser bekannte Schalter im unnötig aufwendig aufgebaut.
Auch der Schalter nach der DIAS 26 12 695 ist nicht unter Verwendung einer bistabilen Kippstufe aufgebaut. Es fehlt auch ein lastabhängiger Rückkopplungsweg vom Schalttransistor zum Treibertransistor. Es ist auch kein dynamisch arbeitendes Zeitglied im Ansteuerkreis des Treibertransistors vorhanden. Schließlich fehlt auch eine Strombegrenzung für den Schalttransistor.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den eingangs beschriebenen elektronischen Schalter dahin zu verbessern, daß auch während des kurzzeitigen, dynamischen Durchsteuerns des Schalttransistors durch das Zeitglied des Treibertransistors eine Strombegrenzung und damit der Einsatz eines leistungsmäßig nicht unnötig überdimensionierten Schalttransistors möglich wird. Als Schalttransistor soll ein preiswerter Transistor verwendet werden können.
Die Erfindung löst diese Aufgabe mit den Merkmalen des Kennzeichens des Anspruches 1.
Die Erfindung bietet den Vorteil, daß verhältnismäßig einfache und preiswerte Schalttransistoren eingesetzt werden können, die zudem nicht Überdimensioniert werden müssen. Außerdem wird ein voll zufriedenstellender Schutz gegen Überlastung des Schalttransislors erreicht. Der elektronische Schalter hält somit dem robusten Kraftfahrzeugbetrieb stand und ist gegen hohe
Spitzenströme und Kurzschlußbelastungen voll geschützt.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert In der Zeichnung zeigt
F i g. 1 das Schaltbild nach der Erfindung;
Fig.2 ein Teilschaltbild einer geänderten Ausführungsform;
Die Schaltung nach Fig. 1 gibt einen Schalter für hohe Lastströme wieder, wie er z. B. zur Schaltung der Lampen bei Kraftfahrzeugen notwendig ist. Als ökonomisches Schaltelement wird ein Darlington-Transistor Ti verwendet. Durch Wahl einer 15 A-Ausführung kann man niedere Sättigungsspannungen (Verlustleistung) im Nennstrombeieich und ausreichende Impulsfestigkeit gegenüber den auftretenden Kaltstromspitzen realisieren.
Der Darlington-Transistor 7} vom pnp-Typ ist in Reihe mit der Last L, z. B. einer oder mehreren Glühlampen eines Kraftfahrzeuges, geschaltet. Diese Glühlampe L ist mit dem Kollektornschluß des Darlington-Transistors verbunden und andererseits an die negative Speiseleitung - Ubai der Fahrzeugbatterie angeschlossen. Andererseits ist der Emitter des Darlington-Transistors 7} über einen Widerstand Ri mit der positiven Speiseleitung + Ub3, der Fahrzeugbatterie verbunden.
Die Basiselektrode des Darlington-Transistors Ti ist über einen Widerstand Ri an die positive Speiseleitung + Ub3t der Fahrzeugbatterie angeschlossen. R=, dient der Ableitung des Kollektor-Basis-Reststromes. sowie cer Realisierung kurzer Speicherzeilen. Parallel zum Widerstand Ri ist eine Zenerdiode D2 geschaltet.
Die Basiselektrode des Darlington-Transistors Ti ist ferner über einen Rückkopplungswiderstand /?4 mit dem Kollektor des Treibertransistors T1 vom npn-Typ verbunden. Der Emitter dieses Treibertransistors Ti ist an die negative Speiseleitung - Ub3, der Fahrzeugbatterie angechlossen. Die Basiselektrode dieses Treibertransistors Ti ist über einen Widerstand /?j mit der negativen Speiseleitung - Ub3, der Fahrzeugbatterie verbunden und andererseits über eine Zenerdiode D1 und ein Zeitglied, gebildet von dem Kondensator Ci und dem Widerstand R1, an die positive Speiseleitung ·+· Ub3, der Fahrzeugbatterie angeschlaisen. Ri dient lediglich der Ableitung des Kollektor-Basis-Reststromes. Dem Kondensator C\ kann eine Diode Eh parallelgeschaltet sein.
Ein weiterer Rücki. applungswiderstand Ri verbindet den Kollektor des Darlington-Transistors Ti mit der AnschLBverbindung von Kondensator Ci und Zenerdiode D;
Em mechanischer Ein/Aus-Schaher S ist parallel zu der Reihenschaitung von C\.D\ und Rigeschaltet.
Bei normalem Betrieb wird der Treibertransistor 7", beim öffnen des Schalters S über R1, C1. D1 in den leitenden Zustand gesteuert. Durch die an Ra dann abfallende positive Spannung wird auch der Darlington-Transistor Ti in den leitenden Zustand gesteuert, so daß an der Last L infolge des durch diese hindurchströmenden Stromes ein Spannungsabfall auftritt. Dieser hält über R2 den Treibei'transistor Tj so lange leitend, bis zu einem späteren Zeitpunkt der Schalter S wieder geschlossen wird. Beim Schließen des Schalters S wird über Ci oder D3 Sperrpotential auf die Basis von T1 gegeben, so daß T\ sperrt, wodurch auch T2 in den Sperrzustand gesteuert wird. Ober den Rückkopplungswiderstand /?2 wird auch dieser Sperrzustand stabil beibehalten, bis ein erneuter Ein-lmpuls durch Betätigung aes Schalters Sgegeben wird.
Wie leicht erkennbar, bildet die Anordnung der Transistoren 7Ί, T1 mit den Rückkopplungswiderständen A4, R2 eine bistabile Kippstufe (entweder beide Transistoren 71, T> leitend, oder beide Transistoren gesperrt).
Durch die dynamische Ansteuerung über C\ vom Schalter Sher wird diese Kippstufe im Normalbetrieb in ihrem jeweiligen Zustand gesteuert
Die Diode Di hat dabei den Zweck, den Abschaltvorgang auch bei großer Speicherzeit des Darlington-Transistors 7J und kurzer Zeitkonstante des Kondensators Ci sicher vorzunehmen. Damit kann man C\ entsprechend einem sicheren Einschaltverhalten relativ klein wählen, was sich beim noch zu beschreibenden Verhalten bei Kurzschluß positiv auswirkt Jedoch kann im Prinzip auf Di verzichtet werden. Ci muß dann entsprechend einem sicheren Ausschaltverhalten bei hoher Speicherzeit von Ti relativ f*roß gewählt werden, was zu längerer Kurzschlußdauer im Kurzschlußbetrieb führen kann.
Für den rauhen Kraftfahrzeug-Einsatz muß eine solche Schaltung kurzschlußsicher sein. Ferner ist zu beachten, daß der vorgesehene Betrieb der Schaltung mit Lampenlast und den dabei auftretenden Kaltstromwerten einen Betrieb mit dynamischen Teilkurzschlüssen darstellt.
Die Schaltung trägt den Anforderungen durch die enthaltenen Funktionen Laststrombegrenzung und Kurzschlußschutz Rechnung.
Der Widerstand der Glühwendel einer die Last L bildenden Lampe verhält sich im kalten und im Betriebszustand etwa wie 1:12 (z.B. 24 Volt/21 Watt-Lampe Ry1], 2 Ohm: /?h<:lß 24 Ohm). Beim sprungartigen Anlegen der Betriebsspannung an die die Last L bildende Lampe mit kaltem Glühfaden läßt sich ein Einschwingen des Stromes vom ca. 6fachen des Kaltwertes auf den Warmwert mit einer Zeitkonstanten von ca. 20 ms beobachten. Würde man den Darlington-TransistP1· T2 nach dem vollen, hohen Spitzenstrom auslegen, würde man sehr teuere und große Bauelemente benötigen. Würde man nur nach dc m stationären Warmstrom auslegen, ergäben sich im Sch;:lttransistor Ti beim Einschalten der die Last bildenden kalten Lampen unzulässig hohe Spitzenströme und Stromdichten, die zur Zerstörung führen würden.
Aus diesem Grunde ist es wirtschaftlich und technisch optimal, einen Schalttransistor T2 einzusetzen, der ca. der 3fachen Wert des Warmstromes als Spitzenstrom verträgt. Im stationären Fall bei Warmstrom zeigt der Schalttransistor 7"2 dann gute Sättigungseigenschaften (niedere Verlustleistung). Die Begrenzung des Stromes auf den dreifachen Wert des Warmwertes erfclgt durch eine Strombegrenzung oder Regelung.
Bei der dargestellten Schaltung dienen Rb und Di der Strombegrenzung. Im Normalfall erzeugt der W?rmstrom am nrderohmigen Widerstand Rb nur einen geringen Spannungsabfall, so daß
unterhalb der Knickspannung von D\ bleibt. /?e und Di sind so gewählt, daß beim zu begrenzenden Spitzenstromwert der Spannungsabfall an Rt und damit
t/D2= Ure+ UbeTi
so groß werden, daß Di leitend wird. Di übernimmt den von R», bereitgestellten Basisstrom für Tj und begrenzt somit dessen Basispotential und damit dessen Kollektor-Emitter-Spitzenstrom.
Der Kurzschlußsicherung für diese Schaltung dient die Zenerdiode A. Sofern die Last L in sich oder der Ausgang (Kollektor Ti) nach Masse kurzgeschlossen werden, liegt das Kollektorpotential an Masse, so daß die Schwellspannung der Zenerdiode D1 eine Kopplung über Ri verhindert. Der im Normalfall ohne Kurzschluß mögliche stabile Zustand, in dem beide Transistoren Γι und Tj in den leitenden Zustand gesteuert sind, kann nicht stabil eingenommen werden. Erfolgt der Kurzschluß nach einem Einschalten, wird sofort Ti gesperrt, damit sperrt auch Ti. Diese werden somit in den stabilen stromlosen Zustand geschaltet. Erfolgt ein Einschaltversuch (Schalter öffnen), während ein Kurzschluß vorliegt, wird Ti über R\, Q für die damit realisierte Triggerzeit leitend gehalten. Somit ist auch TJ leitend und arbeitet im mit Dt, Rf, vorgegebenen Sirainbegrenzurigsbeirieb. Infolge des Kurzschlusses kann trotz Stromfluß durch Di das Kollektorpotential nicht so weit angehoben werden, daß über Ri, D\ der stabile »Ein-Zustand« erreicht wird. Nach Abklingen des kurzen Einschaltimpulses über Äi. C\ wird (bei offenem Schalter S) Γι wieder gesperrt. Somit sperrt auch Ti wieder. Die Schaltung fällt in den stabilen »Aus-Zustand«. Der Einschaltversuch über R\, Q bei einem vorliegenden Kurzschluß führt also infolge der Strombegrenzung nur zu einem kurzzeitigen Betrieb mit dem zulässigen Spitzenstrom (große aber zulässige Verlustleistung). Ein zerstörendes Anwachsen des Stromes über alle Grenzen im Kurzschlußfall wird somit sicher vermieden.
Selbstverständlich ist es bei entsprechender Anforderung möglich, eine komplementäre Schaltung (Last einseitig an Plus, Elektronik schaltet nach Masse) durch Wechsel der Polaritäten und dergleichen aus dem gleichen Grundschaltbild darzustellen.
Es ist auch ohne weiteres möglich, als Steuerschalter 5 einen Schließer an Plus zu verwenden. Eine solche Ausführungsform zeigt F i g. 2. Der Schalter 2 ist dabei direkt mil der positiven Speiseleitung + Ubn der Fahrzeugbatterie verbunden. An den Schalter S sind Cx und Rt angeschlossen, die das Zeitglied bilden. In Reihe damit isl wieder die Zenerdiode Di geschaltet, die mit der Basis des nicht mehr dargestellten Treibertransistors Ti verbunden ist. Der Schalter Sisl außerdem über einen Widerstand Rr mit der negativen Speiseleitung - t/t«,der Fahrzeugbatterie verbunden.
Anstalt des bisher beschriebenen mechanischen
ίο Ein/Aus-Schallers S als Steuerschalter kann auch für entsprechende Funktionen ein Opto-, Hall-Effekt oder sonstiges Bauelement eingesetzt werden.
Die dynamische Ein-Aus-Steuerung vom Schalter muß auch nicht notwendigerweise mit dem /?C-Glied Ri, Ct erfolgen. In einer integrierten Bauweise wäre eine bevorzugte dynamische Ansteuerung mittels Laufzeitglieder ausführbar.
Zusammenfassung
ZU i-'ic EriifiuUrig ucEiciit äiCii öüi cmc oCnäiiüng für
einen elektronischen Schaller für hohe Lastslröme. insbesondere für den Lampenkreis von Kraftfahrzeugen. Mit der zu schaltenden Last ist in Reihe ein Schaltlransistor geschaltet, der durch eine Treiberstufe nach Betätigung eines Ein/Aus-Schalters in den Sperrbzw. Durchlaßzustand gesteuert wird. Unter Verwendung eines üblichen, verhältnismäßig preiswerten Schalttransistors wird eine Schaltung aufgebaut, die den LaststrX-in begrenzt und andererseits einen Schutz gegen Kurzschluß aufweist. Schalttransistor und Treibertransistor sind dabei zu einer bistabilen Kippstufe zusammengeschaltet. Im Ansteuerkreis des Treibertransistors ist ein Zeitglied vorgesehen, welches die Zeitdauer bestimmt, für die zunächst der Schalttransistör in den leitenden Zustand gesteuert wird, in der er nur verbleibt, wenn keine Überlast bzw. Kurzschlußströme fließen. Treten Überlastungen auf, kippt der Schalttransistor in den nicht leitenden Zustand zurück. Treten keine Überlastungen auf, verbleibt der Schalttransistor bis zur erneuten Betätigung des Ein/Aus-Schalters in leitendem Zustand.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

Patentansprüche:
1. Elektronischer Schalter für hohe Lastströme, insbesondere für den Lampenkreis von Kraftfahrzeugen, mit einem mit der zu schaltenden Last in Reihe liegenden Schalttransistor, einem Treibertransistor, der den Schalttransistor in den Sperr- bzw. Durchlaßzustand steuert und der mit dem Schalttransistor eine bistabile Kippstufe bildet, in der jeweils Kollektor und Basis von Schalttransistor und Treibertransistor über Rückkopplungswiderstände verbunden sind, die abhängig von der Betriebs- bzw. Oberlast des Schalttransistors den Kippzustand bestimmen, und bei der in den Ansteuerkreis der Basis des Treibertransistors ein Kondensator eines Zeitgliedes geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß als Schaltiransistor (T2) ein Darlington-Transistor verwendet ist, daß als Spit· zenstromwert für den Darlington-Transistor (T2) etwa der 3fache Wert des Warmstromes durch die Last (L, gewählt ist, daß zwischen Emitter des Darürigiors-Transistors and positiver Speisespannung ( + ) ein strombegrenzender Vorwiderstand (Rb) eingeschaltet ist und daß die Basis des Darlington-Transistors über eine Stabilisator-Diode (D2) an die positive Speisespannung geschaltet i«.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des Treibertransistors (Ti) über eine Stabilisatordiode (Di) und das damit in Reihe geschaltete Zeitglied (Rt, G) mit der positiven Speisespannung verbunden ist.
3. Schr''ung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß von der Basis des Treibertransistors (T]) ein Widersland (Ri) an die negative Speisespannung gelegt ist.
4. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (Ci) des Zeitgliedes einerseits über die Stabilisatordiode (Di) mit der Basis des Treibertransistors (T\) und andererseits über einen mechanischen Ein/Aus-Schalter (S) mil der negativen Speisespannung verbunden ist.
5 Schaltung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der mi! der Basis des Treibertransistors (T\) über die Stabilisatordiode (D\) verbundene Kondensator (C;) über Reihenschaltung eines Widerstandes (R1) über den mechanischen Ein/Aus-Schalter (S) an die positive Speisespannung angeschlossen ist und über einen Widerstand mit der negativen Speisespannung verbunden ist.
6. Schaltung nach Anspruch 5. dadurch gekennzeichnet, daß /um Kondensator (Ci) im Ansteuerkreis des Treibertransistors (Ti) eine Diode (Di) parallelgeschaltet ist.
7 Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn· zeichnet, daß der mechanische Ein/Aus-Schalter (S) durch einen Opto , Hall-Effekt oder sonstiges Bauelement ersetzt ist.
8. Schaltung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß das RCGWed (Ru Ci) durch Laufzeitglieder ersetzt wird.
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