DE3015308C2 - Korrelationsempfänger für Breitband-Übertragungssysteme mit pseudozufälliger Phasenumtastung - Google Patents

Description

abgeleitet wird, wobei gi die Ausgangsgröße des ersten Summierglieds (28) und g\ eine aus dem ankommenden Empfangssignal (I) mittels Quadrierung in einem Quadrierer (32) und anschließender Filterung in einem Tiefpaß (33) hergeleitete Größe ist.

4. Korrelationsempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der drei Mischer (8, 9, 20) und der den Mischern jeweils nachgeschalteten Netzwerke (10, 12, 14; 11, 13, 15; 21, 23, 24) rar ein einziger, an seinem ersten Eingang vom Empfangssignal (1) beaufschlagter Mischer (34) und ein einziges diesem nachgeschaltetes Netzwerk (35, 36) vorgesehen ist. daß die dr»:· zeitlich verschobenen, empfangsseitig erzeugten Pseudozufallsfolgen seriell in einem bestimmten Abtasttakt mittels einer Abtastschaltung (37) abgetastet und dem Mischer (34) an dessen zweiten Eingang eingegeben werden und daß dem Netzwerk (35, 36) eine Halteschaltung (39) nachge schaltet ist. welche drei Zwischenspeicher (40,41,42) enthält, zwischen denen im Rhythmus des Abtasttaktes umgeschaltet wird urd die in gleicher Weise an die Differenzbildner (16, Z5> "?9, 30) angeschlossen sind wie bei Verwendung von drei Mischern die Ausgänge der diesen zugeordneten Netzwerke.

Die Erfindung bezieht sich auf einen Korrelationsempfänger gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Sogenannte Spread-Spectrum Übertragungssysteme, wie sie beispielsweise aus dem Aufsatz von W. Baier: »Überlegungen zu störsicheren drahtlosen Nachrichtenübertragungssystemen« aus der Zeitschrift »Siemens Forschungs- und Entwicklungsberichte«. Heft 4, 1975. Seiten 61 bis 67 oder aus der DF. AS 25 0 5 894 bekannt sind, zeichen sich durch ein hohes Maß an Störfestigkeit gegenüber gewollten und ungewollten elektronischen Störungen am Empfängereingang aus. Die zulässigen Störleistungen liegen oft mehrere Größenordnungen über der Leistung des empfangenen Nutzsignals. Die volle Leistungsfähigkeit wird allerdings erst dann erreicht, wenn der Nutzpege! in dem mit Störungen überlagerten Empfangssignal einen konstanten und bekannten Wert hat. Erst dann kann die Signalverarbeitung im Empfänger optimiert und die prinzipielle Störfestigkeit praktisch genutzt werden.

Eine bisher bekannt gewordene Lösung verwendet als Regelkfiterium die Summe aus Stör* und Nutzlei-

stung am Empfängereingang. Diese Methode ist bezüglich der Realisierung relativ einfach und hat zudem den Vorteil, vom Nachführungsfehler des Delay-Locked-Loop (DLL) unabhängig zu sein. Aber in Fällen, in denen die Störleistung größer als die Nutzleistung ist, genügt dieses Verfahren den Anforderungen nicht. Es können u. a. durch Störleistungsschwankungen Nutzleistungsschwankungen hervorgerufen werden.

Eine arJere bisher bekanntgewordene Lösung verwendet als Regelkriterium die Summe aus der Nutzleistung und einer reduzierten Störleistung. Der in Spread-Spectrum-Systemen wirksam werdende sogenannte Processing Gain kann bei synchronem Empfänger auch vorteilhaft zur verbesserten Bildung eines Regelkriteriums ausgenutzt werden. Nachteilig ist hierbei jedoch die Abhängigkeit vom Nachführungsfehler des DLL Weiterhin nachteilig ist, daß in vielen Anwendungsfällen das Störunterdrückungsbandfilter nicht der tatsächlichen Bandbreite des Nutzsignals angepaßt werden kann, sondern aus Realisierungsgrünstellen bekannt sind. Ihre Aufgabe ist die Aufrechtsrhaltung des Synchronismus zwischen der im Empfangssignal enthaltenen Pseudozufallsfolge f(t) und der im Empfänger erzeugten identischen Pseudozufallsfolge.

Wie in F i g. 1 dargestellt ist, wird das in der HF- oder ZF-Ebene vorliegende Empfangssigrial 1

r(t) = /2A/U)cos{Dt) + n(t)

ίο in zwei getrennten Zweigen 2 und 3 mit zwei in einem empfängerseitig angeordneten Pseudozufallsgenerator 4 erzeugten, lediglich zeitlich zueinander versetzten Pseudozufallsfolgen

f(t-T-T)unafU + T-1)

korreliert.

In der Gleichung (1) beschreib: f(t)d\z Pseudozufallsfolge, n(t) einen irgendwie gearteten Störterm und A² 3d die Nutzleistung des Sendesignals. Γ stellt die zeitliche Voreilung bzw. Nacheilung ;r beiden an den

den brcitbandigcr ausgelegt ist In diesen Fällen ist der Ausgängen 5 und 6 des Pseudo?· ifaüsgcnerators

Processing Gain nicht voll nutzbar. Auch bei dieser Methode führen Störleistungsschwankungen zu einer vergleichsweise allerdings reduzierten Nutzleistungsschwankung.

Aufgabe der Erfindung ist es. einen Korrelationsempfänger gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 so auszubilden, daß die Nachteile der bekannten Lösungen im Zusammenhang mit der Erzielung eines konstanten Nut/signalpegels vermieden werden.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst

Die vorliegende Erfindung bezieht sich \omit auf die Bildung des Schätzwertes der Nut/:eis;urg. der sowohl vom Grad der momentanen Sk-: _t ..is auch vom Nachführungsfehler des Delay Locked-Loop (DLL), dem Kernstück des Spread-Spectrums-Empfängers. weitgehend unabhängig ist. Dieser Schätzwert kann u. a. als Reg-Igröße zur Einstellung der Eingangsverstärkung des Empfängers im Rahmen einer automatischen Eingangssignalpegelregelung dienen.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung, durch welche sich noch zusätzliche Regelkriterien ableiten lassen, sind in den Ansprüchen 2 und 3-angegeben.

Im Anspruch 4 ist ein einkananges Korrelationsnetzwerk geschildert, dessen Vorteile im geringem Aufwand und dem Wegfall vor. Forderungen nach identischen Kanälen liegen.

Die Erfindung wirJ im folgenden anhand von drei Figuren erläutert. Es zeigt

F i g. I eine Schaltung zur Herleitung des Schätzwertes für die Nutzleistung in einem Empfänger eines Breitband-Übertragungssystems mit pseudozufälliger Phasenumtastung,

Fig. 2 die zeitlichen Signalverläufe an verschiedenen Stellen der in F ι g. 1 dargestellten Schaltung und

Fig. 3 das Ausführungsbeispiel einer anderen Schaltung zur Herleitung des Schätzwertes für die Nutzleistung in einem Empfänger eines Breitband·(Jbertragungssystems mit pseudozufälliger Phasenumtastung.

F i g. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Phasennachführregelkreises, der üblicherweise als bandpaßkorrelierter Delay-Locked-Loop (DLL) bezeichnet wird. Er wird in Empfängern für Breitband-Systeme mit pseudozufälliger Phasenumtastung bevorzugt eingesetzt, wie sie aus den eingangs angegebenen Literaturabgegebenen Pseudozufallsfolgen gegenüber einer zeitlich symmetrisch dazwischenliegenden Pseudozufallsfolge am Ausgang 7 des Pseudozufallsgenerators 4 dar r ist der Verschiebeparameter zwischen der empfangenen Pseudozufallsfolge und der empfangsseitip am Ausgang 7 des Pseudozufallsgenerators 4 anstehenden Pseudozufallsfolge. Auf die Einbezieming

jo der Nutzmodulation irn Ausdruck (1) wird im Rahmen der hier wiedergegebenen Näherung verzichtet.

Die auf jeweils einen Mischer 8 und 9 folgenden Bandfilter 10 bzw. 11 mit der Mittenfrequenz Ω sind so bemessen, daß das von der Pseudozufallsfolge f(t)

j> befreite Nutzsignal ohne eine Beeinträchtigung passieren kann. Durch die anschließende Quadratur in einem Quadrierer 12 bzw. 13 mit nachfolgender Ermittlung des Erwartungswertes, die näherungsweise durch eine Tiefpaßschaltung 14 bzw. 15 realisierbar i.;, werden zwei Signale c (τ+Τ) und c (r - T) erzeugt. Durch Differenzbildung in einem Differenzbildner 16 wird die Diskriminator-Kennlinie

= di +T)- di - T)

(2)

gebildet, auf deren Nullpunkt r = 0 geregelt wird. Die Regelung erfolgt über einen Taktoszillator 17, dessen Takt den Takt des Pseudozufallsgenerators 4 bestimmt und der in der Frequenz und Phase mittels des seinem

ϊο Steuereingang über ein Tiefpaßschleifenfilter 18 zugeführten Ausgangssignals des Differenzbildners 16 eingestellt wird. Im synchronen Fall r = 0 kann in einem dritten Signalkanal 19 das originale Nutzsignal an einem A'iä.^ang 22 wiedergewonnen werden, wenn man dort das Empfangssignal 1 mit der am Ausgang 7 des Pseudozufallsg".nerators 4 abgenommenen Pseudozufallsfolge f(t-v) korreliert. Im .-signalkanal 19 ist dazu genauso wie in den Empfangskanälen 2 und 3 ein Mischer 20 und ein Bandfilter 21 vorhanden.

Im folgende.ι wird nun gezeigt, wie aus den drei, in Empfängern der beschriebenen Art an Ausgängen der Mischer 8₍ 9 und 20 bereits vorhandenen Signalen

Λ,(ί). I₇U) und .!,(/), bzw. r,(r) = c(t + Γ),

C₂ = di - Ί i und

c(i)

durch geeignete Verknüpfung ein Signal abgeleitet

werden kann, dessen Amplitude der Nutzleistung A² proportional ist und das weitgehend von den Störungen n(t) unabhängig ist, und zwar um so mehr, je besser die Erwartungsoperationen in Fig. 1 realisiert werden. Ferner ist das so gebildete Signa! vom Nachführungs-

gilt

io

fehler τ für |r|< " unabhängig, /o= ' ist die

2 Ta

Taktfrequenz der Pseudozufallsfolge. Das Signal Ci(t) = c(t) wird im Anschluß an das Bandfilter 21 über einen Quadrierer 23 und eine Schaltung 24, die wie die Schaltung 14 und 15 als Tiefpaß ausgebildet werden kann, hergeleitet.

Für einen DLL mit I Bit Delay, der im folgenden als Beispiel betrachtet werden soll, ist To=*2T.

Durch den dreifachen Multiplikationsprozeß in den Mischern 8, 9 Und 20 nach F i g. 1 wird das Empfangssignal 1 von der Form φ) in die Signale s\(t), S2(t) und si(t) transformiert. Mit

z(T;t) =/2 Af(t)f(t -T)cos (Qt) + n(t)f(t-T)

(3) = z(r + T;t) = z(r-T;l)

(4) (5) (6)

Die daraus abgeleiteten Signale c\(r), cfo) und Ci(t) sind den Leistungsanteilen von s\(t), ftft) und S₁(O proportional, welche die Bandfilter 10, 11 bzw. 21 passieren köftfien. Ihre Berechnung ist daher darin, möglich, wenn die spektrale Leistungsdichte-Verteilung von z(T; ^bekannt ist. Diese wird im folgenden dadurch berechnet, daß zunächst die Autokorrelationsfimktion von z(T; ^bestimmt wird. Durch Fouriertransformation erhält man daraus das Leistüngsdichtespektfurh" und damit durch Integration über den Durchiaßbereich des

K7W Oi

u/irlrcam

Leistungsanteile.

Die Autokorrelationsfunktion von z(T; t) ist clefinitionsgemäO

E[z(T;t)z(T;t-_C))
Setzt man hier (3) ein, so erhält man

h(T;e) = 2 A¹E[T(DfU - c)f(t - T)f(t - ε - T) cos (ß/) cos (Sit - Ωε)) + ■/2AE{n(t)f(t-T)f(t-c)f(t-c-T)cos(Qt-nc)} + /2 A E{n(t - ε) f(t - e-T)f(DfU -T)cos(Qt)} + E[n(t) n(t -_C)f(l - T)f(t-c- T)) (7)

Für statistisch unabhängige Prozeße x(0 und y(D ist

E[X(DyU)) = E {x(D)E[y(D} (9)

Daher verschwinden die Terme 2 und 3 in (8), wenn /i(/) von/(/) statistisch unabhängig angenommen wird:

Ιι(Τ;ε) = 2 A² E[f(t)f(t - c)/(/ - T)f U - ε - T) cos (Ω t) cos (Ω t - Ω ε)) + E[n(D n(t - c)/(i - T) f (I - ε - T)) (10)

Die folgenden Rechnungen werden vereinfacht, wenn man die Eigenschaften der Pseudozufallsfolge duch die echter Zufallsfolgen ersetzt. Dann ist mit (9)

1ι(Τ;ε) = /l²cos(13 ε) ϋ(Τ,Τ;ε) + Κ(ε) £{«(/) n(t -ε)).

ist in den Aufsätzen von G. K. Grünberger: »Die Diskriminator-Kennlinie des bandpaß-korrelierten De-Iay-Locked-Loorj bei Mehrwegeempfang« in der Zeitschrift »AEÜ«, Band 30, 1976, Heft 1, Seite 1 bis 8 und von W. J. Gill und J. J. Spilker: »An Interesting Decomposition Property for the Self-Products of Random or Pseudorandom Binary Sequences« in Transactions of the IEEE, CS-Il, 1953, Seiten 246 und 247 angegeben. Χ(ε) ist die bekannte dreiecksförmige Autokorrelationsfunktion der Zufallsfolge.

Die Autokorrelationsfunktion h(T;e) von z(T;t) ermöglicht die Berechnung des Leistungsdichtespektrums Ρ(Τ;ω) durch Fouriertransformation von h (Τ;έ) (11) (12)

Rauschen der spektralen Leistungsdichte Λ^7 angesetzt. Qualitativ gleichartige Ergebnisse ergeben sich mit anderen Störungsarten, etwa Schmalband-Rauschstören oder sinusförmigem Stören. Wegen

Ε{η(0π(ί-ε)}

(14)

und mit

Ρ(Τ;ω\= Γ ΜΤ:ε)&ΧΌ(-_ϊωέ)άε. (13)

65

(15)

Für die weitere Rechnung wird fur n(f) weißes wird aus (13) mit den bekannten Gesetzen der Fourier-

transformation

PWa)do,

(17)

Ρ(Τ;ω) = - A²S(TVm -Ω) + \- A²S(TVm +Ω) + ^

(16)

S(T,T;m) ist in dem bereits vorstehend zitierten Aufsatz von G. K. Grünberger angegeben.

PjS wirksam werdenden Leistungen in den drei Signaikanälcn 2, 3 und 19 ergeben sich jeweils durch Integration über den Durchlaßbereich der Bandfilter 10,11 und 21. Allgemein ist mit

mcnen Bandfilter 10, 11 und 21 mit der Mittenfrequenz Ω und der Bandbreite B ist, gemäß dem bereits zitierten Aufsatz von G. K. Grünberger und mit den dort gemachten Näherungen

c(T)

sonst

(18)

I₅ mit der Störleistung N = N₀B. Folglich gilt für die drei wobei D der Durchlaßbereich der als ideal angenom- Kanäle in Fig. 1 in normierter Form:

Nulzkanal 19:

(τ)

'[-τϊ

yVfür|r|/75<l

sonst

(19)

Voreilender Kanal 2:

A² I i-

75/2|/75^1

(20)

sonst

Nacheilender Kanal 3

Γΐ-

L 'ο

-75/21/75^1

sonst (21)

Entscheidend für die Qualität der im folgenden daraus gebildeten Signale ist die so bewiesene Eigenschaft, daß die Störleistung in allen drei Kanälen vom Verschiebeparameter τ unabhängig und gleich ist. Daher kaiin sie durch geeignete Verknüpfung auch eliminiert werden.

In der Schaltung nach F i g. 1 werden die Korrelationsergebnissignale Ci(-r) und cs(r) einem Differenzbildner 25 zugeführt, anstelle dessen allerdings der sowieso bereits vorhandene Differenzbildner 16 verwendet werfen kann. Das Differenzsignal C\(r)—q{t) des Differenzbildners 25 oder 16 wirf einem Absolutwertbiklner 26, danach einem Zweifach-Spannungsverstärker 27 und schließlich dem einen Eingang eines

- φ) I + {fc₃(r) - c,(r)] + fc₃(r) - φ)} Durch Einsetzen von (19) mit (21) in (22) erhält man:

Summiergliedes 28 zugeführt. Differenzbildner 29 und 30 sind auch für die Korrelationsergebnissignale cjp) und Ci(t) bzw. cfa) und ci(r) vorgesehen. Am Ausgang des Differenzbildners 29 steht das Differenzsignal ca(r)—Ci(t) und am Ausgang des Differenzbildners 30 das Differenzsignal cfe)—C\(r) an. Diese beiden letztgenannten Differenzsignale werfen in einem weiteren Summierglied 31 addiert Das Ausgangssignal des Summiergliedes 31 wird dem zweiten Eingang des Summiergliedes 28 eingegeben. Am Ausgang dieses Summiergliedes 28 steht ein Signal g^v) an.

Die in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellte Schaltung realisiert die Gleichung

(22)

•(τ)

is, -I (23)

30 I	9	5	Ki) -I*	UI ür5	308 ί	(25)	~ 2
	■ "![f-ii * '		10	< ^ T
= 0 sonst
Damit ist gezeigt, daß gj ( — ) ein Schätzwert für \ W			ein Ansteigen des Trackingfehlers bzw. einen Synchro
die vorliegende Nutzleistung und das gesuchte Regel			nisationsverlust eindeutig detektieren zu können. Bei
kriterium für eine automatische Empfangspegelrege-	15	mittels eines Tiefpasses 33 realisierbare Schaltung zur	Verwendung einer AGC mit dem Signal ja als
lung ist		Ermittlung des Erwartungswerts das Regelsignal	Regelkriterium steigt für |r|> -y- die Gesamtverstär
Es ist im synchronen Fall		g\(τ)—A2+Ngcs abgeleitet. Bei der zweiten Methode,	kung an; mit einfachen Mitteln ist ein Oberwachen des
75 ί		nach welcher als Regelkriterium die Summe aus der	Synchronismus dann nicht mehr möglich. Wird das
		Nutzleistung und einer reduzierten Störleistung genom	AGC-Regefkriterium nach den beiden bekannten
	20	men wird, findet das Korrelaiiorisergebnisiignal	Methoden mit gx oder gi (siehe Fi g. 1) gebildet tritt
von der Störteistüng iVund vom Nachführfehler r un		c(r) = Ci(r)=gfa) Verwendung, wobei	dieses Problem schon für |rj < -^- auf.
abhängig.		. . ., . Γ IrI V . -.	Als weiterer Vorteil ist anzumerken, daß das Signal
In diesem Zusammenhang wird anhand von F i g. 1		S2 Ul = /ι- ι - j -rr- + 'τ-	#((τ) bereits bei der Realisierung des Signals g£p)
noch kurz erläutert, an weichen Schältungsstellen bei			gebadet werfen muß, vgL (22). Der Lock-On-Detefctor
den bisher bekannt gewordenen und eingangs bereits	25	/V ist hierbei ein Teil der gesamten Störleistung yV,D,	gemäß diesem Vorschlag erfordert daSer keinen
gewürdigten Lösungen das Regelkriterium für eine		d. h. es gilt N = a ■ t\ga, wobei 0 < a < 1 ist.	zusätzlichen Schaltungsaufwand.
automatische Empfangspegelrcgelung abgenommen		Die in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellte Schal	Da das Signal gi(r) der Summe aus der Nutzleistung
wurde. Bei der ersten Methode wird als Regelkriterium		tung realisiert auch die Gleichung	und der Störleistung gleich ist, das Signal g^i) aber der
die Summe aus Stör- und Nutzleistung am Empfänger
eingang verwendet und zu diesem Zweck vom	30	SaU) = fcj(r) - Ci(r)] + [cM - c2(r)J, (24)
Empfangssignai 1 über einen Quadrierer 32 und eine
Sa ( ~ψ- ) = ~ A1 I — + —- für -	3 2	und zwar am Ausgang des Summierglieds 31.
- -Ai [I _JL._ ^y] rur-	T0	Durch Einsetzen von (19) mit (21) in (24) erhält man
= A2 I — + 4 -— für -	T0	T0<r<-T0
	2
■ '[f-τ] r , rar0		-^r<0
= -A* I — -— J für T1	Γ"
= 0 sonst
Das Signal gfe) gleicht demnach dem Korrelations-
impufs c(rX der üblicherweise als Lock;-On-Kriterium
verwendet wird. Vorteilhaft unterscheidet sich aber das
Signal gtfa) durch versteuerte Flanken (normierte Steilheit 4), erhöhte Spitzenamplitude	55
(H
und vor allem durch die weitgehende Freiheit von
überlagerter Störung. Daher eignet sich dieses Signal zur Anzeige, ob Synchronismus besteht Im Gegensatz
zum Signal ja ist das Lock-On-Kriternim gt auch im
Bereich	60
V 2 2 /
	65
»bhängig vom Trackingfehler. Dies ist erwünscht, um

Nutzleistung allein proportional ist, kann durch das Signal

SsU) = SiU) -y

(26)

ein Schätzwert für die Slörlcistung N_f„ am Emplangereingang gebildet werden. Folglich ist

= g_}(r)/g_s(r)

(27)

IO

dem aktuellen Signal-Geräusch-Abstand proportional. Dieses Signal kann vorteilhaft zur Beurteilung der äklueüsn Qualität des Übertragungskanals verwendet werden.

In Fig. 2 sind verschiedene Signalverläufe in Abhängigkeit vom zeitlichen Verschiebeparameter τ dargestellt Diese Signalverläufe stehen an den Schal-

luttgAfiiriivii /-■ irt& *■*. uki Ln,naiiuii5 ιιατ,ιι ι ■ g* ■ air, rtr

wobei fOi die Schaltungsstellen G zwei Signalverläufe mit umgekehrten Vorzeichen wegen der nachfolgenden Absolutwertbildung eingezeichnet sind.

Die Korrelationsergebnisse c\(r), cfa) und Cj(r) werden nach dem in F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel in drei parallelen Korrelationskanälen erzeugt.

Von gewissem Nachteil sind bei diesem Verfahren der hohe Aufwand, nämlich drei Kanäle, und die strenge Forderung an die Gleichheit der Kanäle. Geringfügige Abweichungen führen zur Nullverschiebung der Diskriminatorkurve und damit zu ei'ier bleibenden Regelabweichung sowie zu einer Verzerrung des Signals gfa) und damit zu Verstärkungsschwankungen abhängig vom Trackingfehler. Die Vorteile des Dreikanalverfahrens liegen jedoch darin, daß die Signale c\(v), c£c) und Cj(-f) permanent zur Verfugung stehen und die Tiefpässe 14, 15 und 24 zur Bildung des Erwartungswertes entsprechend der erwarteten Änderung im Eingangssi

gnal unabhängig von sonstigen Systemforden.ngen dimensioniert werden können.

Im Ausführungsbeispiel nach Fig.3 werden die Korrelationsergebnisse C\(r), cfo) und o(r) in einem einzigen Korrelationskanal seriell erzeugt und in Abtast- und Halte-Stufen bis zur Weiterverarbeitung zwischengespeichert Im einzelnen enthält die Schal·· lung nach F i g. 3 anstelle der drei Mischer und der den Mischern nachgeschalteten Netzwerke nur einen einzigen Mischer 34, der an seinem ersten Eingang voüi Empfangssignal 1 mit der Funktion φ) beaufschlagt wird, und ein einziges dem Mischer 34 nachgeschaltetes Netzwerk, welches aus dem Bandpaßfilter 35 und dem Quadrierer 36 besieht Die drei zeitlich zueinander verschobenen und im ?seudozufallsgenerator 4 an def. Ausgängen 5,6 und 7 abgegebenen Pseudozufallsfolgen werden mittels einer Abtastschaltung 37, gesteuert Von einem Abtasttaktgenerator 38, seriell abgetastet und dem Mischer 34 an dessen zweiten Eingang eingegeben.

l^Ciff ν^ΰαυΓϊΟΓΟΓ tsv !Si CfHC ι jSiiCSCnSiiuiig *j±r nachgeschaltet, welche drei Zwischenspeicher 40,41,42 jeweils mit Tiefpaß enthält, zwischen denen im Rhythmus des Abtasttaktes, ebenfalls gesteuert vom Abtasttaktgeneraior 38, umgeschaltet wird. An diesen Speichern 40,41 und 42 werden die Korrelationsergebhissignale Ci(r), cfa) und cs(r) abgenommen. Die Differenzbildner 16, 29, 30 und 31, die Summenglieder 28 und 31, der Absclutwertbildner 26, der Zweifach-Spannungsverstärker 27, das Tiefpaßschleifenfilter 18, der spannungsgeregelle Taktoszillator 17, der Quadrierer 32 und der Tiefpaß 33 entsprechen in Funktion und Aufbau den gleich bezeichneten Blocks in F i g. 1.

Nachteile des Verfahrens mk einem Kanal nach F i g. 3 sind die zusätzlichen Totzeichen, die beim Bilden der Signale g₃ und gi, entstehen, sowie die geringere 'Qualität der Erwartungswerte. Die Vorteile liegen im geringen Aufwand und dem Wegfall von Forderungen nach identischen Kanälen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Korrelationsempfänger für Breitband-Übertragungssysteme mit pseudozufälliger Phasenumtastung unter Verwendung eines Korrelationsnetzwerks, bei dem das ankommende, pseudozufällig phasenumgetastete und dem ersten Eingang eines ersten Mischers zugeführte Empfangssignal am Ausgang eines diesem Mischer nachgeschalteten _!0 Bandfilters von der Pseudozufallsfolge befreit als Nutzsignal dadurch erhalten wird, daß dem zweiten Eingang des ersten Mischers eine mit dieser Pseudozufallsfolge identische, empfangsseitig erzeugte Pseudozufallsfolge zugeführt ist, bei dem f, ferner das Korrelationsnetzwerk aus einem zweiten und einem dritten Mischer, einem ersten Differenzbildner und zwei gleichen, jeweils ein Bandfilter, einen sich daran anschließenden Quadrierer und ggf. noch eine nachfolgende, durch einen Tiefpaß realisierbare Schaltung zur Ermittlung des Erwariungbwcris aufweisenden Netzwerken besieht, über welche die Ausgänge des zweiten und dritten Mischers mit den beiden Eingängen des ersten Differenzbildners verbunden sind, bei dem weiterhin >i das ankommende Nachrichtensignal auch an den ersten Eingängen des zweren und dritten Mischers ansteht, deren zweiten Eingängen eine zur ersten Pseudozufallsfolge identische, ebenfalls empfangs seitig erzeugte zweite und dritte Pseudozufallsfolge _J0 zugeführt sind, die zur ersten Pseudozufallsfolge in der Zeitli' je symmetrisch verschoben sind und deren gegenseitige Zeitverschie^ung im Synchronbetrieb des Empfängers kleiner als deren Taktpenode ist. und bei dem weiterhin die Einrichtung zum j-, Erzeugen der drei identischen Pseudozufallsfolgen von einem Taktoszillator gesteuert ist, der in der Frequenz und Phase mittels des seinem Steuereingang über ein Tiefpaßfilter zugeführten Ausgangs signals des ersten Differenzbildners geregelt ist. n, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (c\ — ei) des ersten Differenzbildners (25) als Absolutwert über einen Verzweifacher (27) dem einen Eingang eines ersten Summiergliedes (28) zugeführt wird, daß dem ersten Mischer (20) 4-, ausgangsseitig als Netzwerk außer dem Filter (21) noch ein Quadrierer (23) und ggf. eine durch einen Tiefpaß (24) realisierbare Schaltung zur Ermittlung des Erwartungswertes nachgeschaltet sind, daß in einem zweiten Differenzbildner (29) das Differenzsignal (c\— c\) zwischen dem Ausgangssignal (ei) des dem ersten Mischer (20) nachgeschalteten Netzwerks (21, 23, 24) und dem Ausgangssignal (c\) des dem zweiten Mischer (8) nachgeschalteten Netzwerks (10, 12,14) und in einem dritten Differenzbild- « ncr (30) das Differenzsignal (ei— q) zwischen dem Ausgangssignal (c\) des dem ersten Mischer (20) nachgeschalteten Netzwerks (21, 23, 24) und dem Ausgangssignal (ei) des dem dritten Mischer (9) nachgeschalteten Netzwerks (11, 13, 15) gebildet _b0 wird, daß die beiden letztgenannten Differenzsignale in einem zweiten Summierglied (31) zu einem Summensignal addiert werden, welches seinerseits dem zweiten Eingang des ersten Summierglieds (28) zugeführt wird und daß am Ausgang des ersten _6i Summierglieds (28) ein Signa! ansteht, welches einem Schätzwert für die jeweils vorliegende Größe der Nützleistung entspricht.

2. Korrelationsempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Summensignal des zweiten Summiergliedes (31) als Detektorsignal fa) für das Vorliegen von Synchronismus (sogenanntes Lock-on-Signal) zwischen der empfängerseitig erzeugten Pseudozufallsfolge und der empfangenen Pseudozufallsfolge verwendet wird.

3. Korrelationsempfänger nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß für den aktuellen Signal-Geräusch-Abstand am Empfärgereingang ein Schätzwert