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Korrelationsempfänger für Breitband-Übertragungssysteme
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mit pseudozufälliger Phasenuntastung Die Erfindung bezieht sich auf
einen Korrelationsempfänger gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
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Sogenannte Spread-Spectrum-Ubertragungssysteme, wie sie beispielsweise
aus dem Aufsatz von W.Baier:"Uberlegungen zu störsicheren drahtlosen Nachrichtenübertragungssystemen"
aus der Zeitschrift §'Siemens Forschungs- und Entwicklungsberichte, Heft 4, 1975,
Seiten 61 bis 67 oder aus der DE-AS 25 03 894 bekannt sind, zeichnen sich durch
ein hohes Maß an Störfestigkeit gegenüber gewollten und ungewollten elektronischen
Störungen am Empfngereingang aus. Die zulässigen Störleistungen liegen oft mehrere
Größenordnungen über der Leistung des empfangenen Nutzsignals. Die volle Leistungsfähigkeit
wird allerdings erst dann erreicht, wenn der Nutzpegel in dem mit Störungen überlagerten
Empfangssignal einen konstAnten und bekannten Wert hat. Erst dann kann die Signalverarbeitung
im Empfänger optimiert und die prinzipielle Störfestigkeit praktisch genutzt werden
Eine bisher bekannt gewordene Lösung verwendet als Regelkriterium die Summe aus
Stör- und Nutzleistung am Empfängereingang. Diese Methode ist bezüglich der Realisierung
relativ einfach und hat zudem den Vorteil, vom Nachführungsfehler des Delay-Locked-Loop
(DLL) unabhängig zu sein. Aber in Fällen, in denen die Störleistung größer als die
Nutzleistung ist, genügt dieses Verfahren den Anforderungen nicht. Es können u.a.
durch Störleistungsschwankungen Nutzleistungsschwankungen hervorgerufen werden.
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Eine andere bisher bekanntgewordene Lösung verwendet als Regelkriterium
die Summe aus der Nutzleistung und einer reduzierten Störleistung. Der in Spread-Spectrum-Systemen
wirksam werdende sogenannte Processing Gain kann bei synchronem Empfänger auch vorteilhaft
zur verbesserten Bildung eines Regelkriteriums ausgenutzt werden. Nachteilig ist
hierbei jedoch die Abhängigkeit vom Nachführungsfehler des DLL. Weiterhin nachteilig
ist, daß in vielen Anwendungsfällen das Störunterdrückungsbandfilter nicht der tatsächlichen
Bandbreite des Nutzsignals angepaßt werden kann, sondern aus Realisierungsgründen
breitbandiger ausgelegt ist. In diesen Fällen ist der Processing Gain nicht voll
nutzbar. Auch bei dieser Methode führen Störleistungsschwankungen zu einer vergleichsweise
allerdings reduzierten Nutzleistungsschwankung.
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Aufgabe der Erfindung ist es, einen Korrelationsempfänger gemäß dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1 so auszubilden, daß die Nachteile der bekannten
Lösungen im Zusammenhang mit der Erzielung eines konstanten Nutzsignalpegels vermieden
werden.
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Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die Anwendung der im
kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich somit auf die Bildung des Schätzwertes
der Nutzleistung, der sowohl vom Grad der momentanen Störung als auch vom Nachführungsfehler
des Delay-Locked-Loop (DLL), dem Kernstück des Spread-Spectrums-Empfängers,weitgehend
unabhängig ist. Dieser Schätzwert kann u.a. als Regelkriterium für eine automatische
Pegelregelung verwendet werden.
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Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung, durch welche sich noch
zusätzliche Regelkriterien ableiten lassen, sind in den Ansprüchen 2 und 3 angegeben.
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Im Anspruch 4 ist ein einkanaliges Korrelationsnetzwerk geschildert
dessen Vorteile im geringem Aufwand und dem Wegfall von Forderungen nach identischen
Kanälen liegen.
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Die Erfindung wird im folgenden anhand von drei Figuren erläutert.
Es zeigen Fig. 1 eine Schaltung zur Herleitung des Schätzwertes für die Nutzleistung
in einem Empfänger eines Breitband-Übertragungssystems mit pseudozufälliger Phasenumtastung,
Fig. 2 die zeitlichen Signalverläufe an verschiedenen Stellen der in Fig.1 dargestellten
Schaltung, und Fig. 3 das Ausführungsbeispiel einer anderen Schaltung zur Herleitung
des Schätzwertes für die Nutzleistung in einem Empfänger eines Breitband-Ubertragungssystems
mit pseudozufälliger Phasenumtastung.
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Fig. gezeigt das Blockschaltbild eines Phasennachführregelkreises,
der überlicherweise als bandpaßkorrelierter Delay-Locked-Loop (DLL) bezeichnet wird.
Er wird in Empfängern für Breitband-Systeme mit pseudozufälliger Phasenumtastung
bevorzugt eingesetzt, wie sie aus den eingangs angegebenen Literaturstellen bekannt
sind. Ihre Aufgabe ist die Aufrechterhaltung des Synchronismus zwischen der im Empfangs
signal enthaltenen Pseudozufallsfolge f(t) und der im Empfänger erzeugten identischen
Pseudozufallsfolge.
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Wie in Fig. 1 dargestellt ist, wird das in der HF- oder ZF-Ebene vorliegende
Empfangssignal 1 r(t) = < A f(t) cos (aZ) +n(t) (1) in zwei getrennten Zweigen
2 und 3 mit zwei in einem empfängerseitig angeordneten Pseudozufallsgenerator 4
erzeugten, lediglich zeitlich zueinander versetzten Pseudozufallsfolgen
f(t-T-?
) und f(t+T-T) korreliert.
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In der Gleichung (1) beschreibt f(t) die Pseudozufallsfolge, n(t)
einen irgendwie gearteten Störterm und A2 die Nutzleistung des Sendesignals. T stellt
die zeitliche Voreilung bzw. Nacheilung der beiden an den Ausgang gen 5 und6 des
Pseudozufallsgenerators 4 abgegebenen Pseudozufallsfolgen gegenüber einer zeitlich
symmetrisch dazwischenliegenden Pseudozufallsfolge am Ausgang 7 des Pseudozufallsgenerators
4 dar. # ist der Verschiebeparameter zwischen der empfangenen Pseudozufallsfolge
und der empfangsseitig am Ausgang 7 des Pseudozufallsgenerators 4 anstehenden Pseudozufallsfolge.
Auf die Einbeziehung der Nutzmodulation im Ausdruck (1) wird im Rahmen der hier
wiedergegebenen Näherung verzichtet.
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Die auf jeweils einen Mischer 8 und 9 folgenden Bandfilter 10 bzw.
11 mit der Mittenfrequenz a sind so bemessen, daß das von der Pseudozufallsfolge
f(t) befreite Nutzsignal ohne eine Beeinträchtigung passieren kann.
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Durch die anschließende Quadratur in einem Quadrierer 12 bzw. 13 mit
nachfolgender Ermittlung des Erwartungswertes, die näherungsweise durch eine Tiefpaßschaltung
14 bzw. 15 realisierbar ist, werden zwei Signale c (T+T) und c () -T) erzeugt. Durch
Differenzbildung in einem Differenzbildner 16 wird die Diskriminator-Kennlinie C()
) = c (<t+T) - c ( -T) (2) gebildet, auf deren Nullpunkt z = 0 geregelt wird.
Die Regelung erfolgt über einen Taktoszillator 17, dessen Takt den Takt des Pseudozufallsgenerators
4 bestimmt und der in der Frequenz und Phase mittels des seinem Steuereingang über
ein Tiefpaßschleifenfilter 18 zugeführten Ausgangssignals des Differenzbildners
16 eingestellt wird. Im synchronen Fall <t= 0 kann in einem dritten Signalkanal
19 das originale Nutzsignal an einem Ausgang 22
wiedergewonnen werden,
wenn man dort das Empfangs signal 1 mit der am Ausgang 7 des Pseudozufallsgenerators
4 abgenommenen Pseudozufallsfolge f(t-#) korreliert. Im Signalkanal 19 ist dazu
genauso wie in den Empfangskanälen 2 und 3 ein Mischer 20 und ein Bandfilter 21
vorhanden.
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Im folgenden wird nun gezeigt, wie aus den drei,in Empfängern der
beschriebenen Art an Ausgängen der Mischer 8, 9 und 20 bereits vorhandenen Signalen
s1(t), s2(t) und s3(t), bzw. c1( t) = c (Z+T)c2=c(Z-T) und C3(t) = c(T) durch geeignete
Verknüpfung ein Signal abgeleitet werden kann, dessen Amplitude der Nutzleistung
A2 proportional ist und das weitgehend von den Störungen n(t) unabhängig ist, und
zwar umso mehr, je besser die Erwartungsoperationen in Fig. 1 realisiert werden.
Ferner ist das so gebildete Signal vom Nachführungsfehler # für |#| < To/2 unabhängig.
fo = 1/To ist die Taktfrequenz der Pseudozufallsfolge. Das Signal c3(Z) = c(T) wird
im Anschluß an das Bandfilter 21 über einen Quadrierer 23 und eine Schaltung 24,
die wie die Schaltung 14 und 15 als Tiefpaß ausgebildet werden kann, hergeleitet.
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Für einen DLL mit 1 Bit Delay, der im folgenden als Beispiel betrachtet
werden soll, ist T0 = 2T.
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Durch den dreifachen Multiplikationsprozeß in den Mischern 8, 9 und
20 nach Fig. 1 wird das Empfangssignal 1 von der Form r(t) in die Signale s1(t),
s2(t) und s3(t) transformiert. Mit z (T;t) = # 2 A f(t) f(t-T) cos (flt)+n(t) f(t-T)
(3) gilt s1(t) = z(#+T;t) (4) s2(t) = z(? -T;t) (5) s3(t) = z(# ;t) (6)
Die
daraus abgeleiteten Signale c1() ), c2(t ) und sind den Leistungsanteilen von s1(t),
s2(t) und s3(t) proportional, welche die Bandfilter 10, 11 bzw. 21 passieren können.
Ihre Berechnung ist daher dann möglich, wenn die spektrale Leistungsdichte-Verteilung
von z(T;t) bekannt ist. Diese wird im folgenden dadurch berechnet, daß zunächst
die Autokorrelationsfunktion von z(T;t)bestimmt wird. Durch Fouriertransformation
erhält man daraus das Leistungsdichtespektrum und damit durch Integration über den
Durchlaßbereich des Bandfilters 10, 11 bzw. 21 die wirksam werdenden Leistungsanteile.
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Die Autokorrelationfunktion von z(T;t) ist definitionsgemäß
Setzt man hier (3) ein, so erhält man
Für statistisch unabhängige Prozeße x(t) und y(t) ist
Daher verschwinden die Terme 2und 3 in (8), wenn n(t) von f(t) statistisch unabhängig
angenommen wird:
Die folgenden Rechnungen werden vereinfacht, wenn man die Eigenschaften
der Pseudozufallsfolge durch die echter Zufallsfolgen ersetzt. Dann ist mit (9)
ist in den Aufsätzen von G.K.Grünberger:"Die Diskriminator-Kennlinie des bandpaß-korrelierten
Delay-Locked-Loop bei Mehrwegeempfang" in der Zeitschrift nAEÜ", Band 30, 1976,
Heft 1, Seite 1 bis 8 und von W.J.Gill und J.J.Spilker:'1An Interesting Decomposition
Property for the Self-Products of Random or Pseudorandom Binary Sequences" in Transactions
of the IEEE, CS-11, 1963, Seiten 246 und 247 angegeben. E( &) ist die bekannte
dreiecksförmige Autokorrelationsfunktion der Zufallsfolge.
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Die Autokorrelationsfunktion h(T; t) von z(T; E) ermöglicht die Berechnung
des Leistungsdichtespektrums P(T; cs) durch Fouriertransformation von h (T; )
Für die weitere Rechnung wird für n(t) weißes Rauschen der spektralen Leistungsdichte
No/2 angesetzt. Qualitiv gleichartige Ergebnisse ergeben sich mit anderen Störungsarten,
etwa Schmalband-Rauschstören oder sinusförmigem Stören.
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Wegen
und mit
wird aus (13) mit den bekannten Gesetzen der Fouriertransformation
S(T,T; ) ist in dem bereits vorstehend zitierten Aufsatz von G.K.Grünberger angegeben.
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Die wirksam werdenden Leistungen in den drei Signalkanälen 2, 3 und
19 ergeben sich jeweils durch Integration über den Durchlaßbereich der Bandfilter
10, 11 und 21.
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Allgemein ist mit
wobei D der Durchlaßbereich der als ideal angenommenen Bandfilter 10, 11 und 21
mit der Mittenfrequenz Q und der Bandbreite B ist, gemäß dem bereits zitierten Aufsatz
von G.K.Grünberger und mit den dort gemachten Näherungen
| c(T) = "]' +N für I j,To |
| c(T) = S (18) |
| lN sonst |
mit der Störleistung N = No B. Folglich gilt für die drei Kanäle in Fig. 1 in normierter
Form: Nutzkanal 19:
| A2 E - 2 + N für it1/T0 1 |
| ° N sonst |
Voreilender Kanal 2:
| + [ - > ] 2 + N für IeU+T0/2f/T |
| 0 (20) |
| ci(0) = N (20) |
| 0 |
| Nacheilender Kanal 3: |
| m 2 |
| C2(To) = A2 [- (21)) (21) |
| 0 |
| N N sonst |
Entscheidend für die Qualität der im folgenden daraus gebildeten Signale ist die
so bewiesene Eigenschaft, daß die Störleistung in allen drei Kanälen vom Verschiebeparameter
# unabhängig und gleich ist. Daher kann sie durch geeignete Verknüpfung auch eliminiert
werden.
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In der Schaltung nach Fig. 1 werden die Korrelationsergebnissignale
c1() ) und c2( t) einem Differenzbildner 25 zugeführt, anstelle dessen allerdings
der sowieso bereits vorhandene Differenzbildner 16 verwendet werden kann. Das Differenzsignal
c1 (#) - c2( t ) des Differenzbildners 25 oder 16 wird einem Absolutwertbildner
26, danach einem Zweifach-Spannungsverstärker 27 und schlieB-lich dem einen Eingang
eines Summiergliedes 28 zugeführt.
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Differenzbildner 29 und 30 sind auch für die Korrelationsergebnissignale
C3(q:) und c1(#) bzw. c2(#) und C1(#) vorgesehen. Am Ausgang des Differenzbildners
29 steht das Differenzsignal C3(#) - c1(#) und am Ausgang des Differenzbildners
30 das Differenzsignal c2(#) - c1( ) ) an. Diese beiden letztgenannten Differenzsignale
werden in einem weiteren Summierglied 31 addiert. Das Ausgangssignal des Summiergliedes
31 wird dem zweiten Eingang des Summiergliedes 28 eingegeben. Am Ausgang dieses
Summiergliedes 28 steht ein Signal g3(#) an.
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Die in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellt Schaltung realisiert
die Gleichung
Durch Einsetzen von (19) mit (21) in (22) erhält man:
= 0 sonst Damit ist gezeigt, daß g3 (T) ein Schätzwert für die vorliegende Nutzleistung
und das gesuchte Regelkriterium für eine automatische Empfangspegelregelung ist.
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Es ist im synchronen Fall
von der Störleistung N und vom Nachfuhrfehler rt unabhängig.
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In diesem Zusammenhang wird anhand von Fig. 1 noch kurz erläutert,
an welchen Schaltungsstellen bei den bisher bekannt gewordenen und eingangs bereits
gewürdigten Lö-
sungen das Regelkriterium für eine automatische
Empfangspegelregelung abgenommen wurde. Bei der erstenMethode wird als Regelkriterium
die Summe aus Stör- und Nutzleistung am Empfängereingang verwendet und zu diesem
Zweck vom Empfangssignal 1 über einen Quadrierer 32 und eine mittels eines Tiefpasses
33 realisierbare Schaltung zur Ermittlung des Erwartungswerts das Regelsignal g1(
t) = A2 + Nges abgeleitet. Bei der zweiten Methode,nach welcher als Regelkriterium
die Summe aus der Nutzleistung und einer reduzierten Störleistung genommen wird,
findet das Korrelationsergebnissignal Verwendung, wobei g2( ) = A2
| c it) = c3( t) = g,( |
| 1iTibi2+N. N II. N ist hier |
bei ein Teil der gesamten Störleistung Enges, d.h. es gilt N = α . Nges, wobei
oete1 ist.
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Die in Fig. 1 im Blockschaltbild dargestellte Schaltung realisiert
auch die Gleichung
und zwar am Ausgang des Summierglieds 31.
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Durch Einsetzen von (19) mit (21) in (24) erhält man
= 0 sonst Das Signal g4() gleicht demnach dem Korrelationsimpuls c(T), der üblicherweise
als Lock-On-Kriterium verwendet wird. Vorteilhaft unterscheidet sich aber das Signal
g4 (t) durch versteilerte Flanken (normierte Steilheit 4), erhöhte Spitzenamplitude
( A2) und vor allem durch die weitgehende Freiheit von überlagerter Störung. Daher
eignet sich dieses Signal zur Anzeige, ob Synchronismus besteht. Im Gegensatz zum
das Lock-On-Kriterium g4 auch im Bereich abhängig vom Trackingfehler. Dies ist erwünscht,
um ein Ansteigen des Trackingfehlers bzw. einen Synchronisationsverlust eindeutig
detektieren zu können. Bei Verwendung einer ASC mit dem Signal g3 als Regelkriterium
steigt für lTl> 2 die Gesamtverstarkung an; mit einfachen Mitteln ist ein 2 wachen
des Synchronismus dann nicht mehr möglich. Wird das AGC-Regelkriterium nach den
beiden bekannten Methoden mit g1 oder g2
| ( sieheTFig. 1) |
| t < - auf- |
gebildet, tritt dieses Problem schon für Als weiterer Vorteil ist anzumerken, daß
das Signal g4(#) bereits bei der Realisierung des Signals g3( t) gebildet werden
muß, vgl. (22). Der Lock-On-Detektor gemäß diesem Vorschlag erfordert daher keinen
zusätzlichen Schaltungsaufwand.
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Da das Signal g1( t) der Summe aus der Nutzleistung und der Störleistung
gleich ist, das Signal g3(t) aber der Nutzleistung allein proportional ist, kann
durch das Signal
ein Schätzwert für die Störleistung Nges am Empfängereingang gebildet
werden.Folglich ist g6(#) = g3(#) / g5(#) (27) dem aktuellen Signal-Geräusch-Abstand
proportional. Dieses Signal kann vorteilhaft zur Beurteilung der aktuellen Qualität
des Ubertragungskanal verwendet werden.
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In Fig. 2 sind verschiedene Signalverläufe in Abhängigkeit vom zeitlichen
Verschiebeparameter e- dargestellt. Diese Signalverläufe stehen an den Schaltungsstelle
A bis K der Schaltung nach Fig. 1 an, wobei für die Schaltungsstellen G zwei Signalverläufe
mit umgekehrten Vorzeichen wegen der nachfolgenden Absolutwertbildung eingezeichnet
sind.
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Die Korrelationsergebnisse c1(t), c2(#) und c3(#) werden nach dem
in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel in drei parallelen Korrelationskanälen
erzeugt.
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Von gewissem Nachteil sind bei diesem Verfahren der hohe Aufwand,
nämlich drei Kanäle, und die strenge Forderung an die Gleichheit der Kanäle. Geringfügige
Abweichungen führen zur Nullverschiebung der Diskriminatorkurve und damit zu einer
bleibenden Regelabweichung sowie zu einer Verzerrung des Signals g3( t) und damit
zu Verstärkungsschwankungen abhängig vom Trackingfehler. Die Vorteile des Dreikanalverfahrens
liegen jedoch darin, daß die Signale c1(), c2(T) und c3(#) permanent zur Verfügung
stehen und die Tiefpässe 14, 15 und 24 zur Bildung des Erwartungswertes entsprechend
der erwarteten Anderung im Eingangssignal unabhängig von sonstigen Systemforderungen
dimensioniert werden können.
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Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 werden die Korrelationsergebnisse
C1( ), c2( ) und und in einem einzigen Korrelationskanal seriell erzeugt und in
Abtast- und -Halte
-Stufen bis zur Weiterverarbeitung zwischengespeichert.
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Im einzelnen enthält die Schaltung nach Fig. 3 anstelle der drei Mischer
und der den Mischern nachgeschalteten Netzwerke nur einen einzigen Mischer 34, der
an seinem ersten Eingang vom Empfangssignal 1 mit der Funktion r(t) beaufschlagt
wird, und ein einziges dem Mischer 34 nachgeschaltetes Netzwerk, welches aus dem
Bandpaßfilter 35 und dem Quadrierer 36 besteht. Die drei zeitlich zueinander verschobenen
und im Pseudozufallsgenerator 4 an den Ausgängen 5, 6 und 7 abgegebenen Pseudozufallsfolgen
werden mittels einer Abtastschaltung 37, gesteuert von einem Abtasttaktgenerator
38, seriell abgetastet und dem Mischer 34 an dessen zweiten Eingang eingegeben.
Dem Quadrierer 36 ist eine Halteschaltung 39 nachgeschaltet, welche drei Zwischenspeicher
40, 41, 42 jeweils mit Tiefpaß enthält, zwischen denen im Rhythmus des Abtasttaktes,
ebenfalls gesteuert vom Abtasttaktgenerator 38, umgeschaltet wird. An diesen Speichern
40, 41 und 42 werden die Korrelationsergebnissignale c1(t), c2( t) und c3(T) abgenommen.
Die Differenzbildner 16, 29, 30 und 31, die Summenglieder 28 und 31, der Absolutwertbildner
26, der Zweifach-Spannungsverstärker 27, das Tiefpaßschleifenfilter 18, der spannungsgeregelte
Taktoszillator 17, der Quadrierer 32 und der Tiefpaß 33 entsprechen in Funktion
und Aufbau den gleich bezeichneten Blocks in Fig. 1.
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Nachteile des Verfahrens mit einem Kanal nach Fig. 3 sind die zusätzlichen
Totzeiten, die beim Bilden der Signale g3 und g4 entstehen, sowie die geringere
Qualität der Erwartungswerte. Die Vorteile liegen im geringen Aufwand und dem Wegfall
von Forderungen nach identischen Kanälen.
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4 Patentansprüche 3 Figuren
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