DE3006276C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verarbeitung
und Darstellung von Radarechosignalen in einer Radaranlage
mit den Merkmalen des Oberbegriffes von Anspruch 1. Derartige
Schaltungsanordnungen sind aus der deutschen Offenlegungsschrift
28 11 103
bekannt.
Erfolgt bei der bekannten Schaltungsanordnung eine Umschaltung
von einem Fernbereich auf einen Nahbereich der Radaranlage,
so ergibt sich bei Abtastung im Fernbereichsbetrieb
und bei Annahme einer Reihe von Zielobjekten, daß der
durch Hellsteuerung des Kathodenstrahls der Anzeigeeinrichtung
erzeugte Leuchtpunkt auf dem Bildschirm wegen der längeren
Verweilzeit des Kathodenstrahls auf dem Bildschirm heller und
deutlicher erscheint, als dies bei Einstellung der Radaranlage
auf den Nahbereichsbetrieb der Fall ist, weshalb in der bekannten
Schaltungsanordnung die Radarechosignale eine Zwischenspeicherung
erfahren und dann mit einer von der jeweiligen
Entfernungsbereichseinstellung unabhängigen Lesegeschwindigkeit
aus einem Zwischenspeicher herausgelesen werden und
zur Darstellung gelangen. Auf diese Weise wird erreicht, daß
bei der Wiedergabe auch bei Einstellung der Radaranlage auf
den Nahbereichsbetrieb der Kathodenstrahl in der Wiedergaberöhre
für eine ausreichende Zeit auf dem Bildschirm verweilt
und Zielobjekte auch im Nahbereich mit ausreichender Helligkeit
und Deutlichkeit dargestellt werden können.
Da jedoch in der bekannten Schaltungsanordnung aus großer Entfernung
eintreffende Radarechosignale im Schwellwertvergleicher
den jeweils wirksamen Schwellwertpegel aufgrund ihrer
niedrigeren Signalamplitude jeweils für eine kürzere Dauer
überschreiten, als dies bei aus geringerer Entfernung eintreffenden
Radarechosignalen höherer Amplitude der Fall ist,
haben die Impulse des Vergleichssignals entsprechend den aus
größerer Entfernung eintreffenden Radarechosignalen eine vergleichsweise
geringere Dauer und werden daher auf dem Bildschirm
der Anzeigeröhre nur in geringerer Deutlichkeit dargestellt.
Bei aus der US-PS 40 68 233 bekannten Systemen hat man daher
eine zeitabhängige Empfindlichkeitsregelung verwendet, um für
den Nahbereich die Empfängerempfindlichkeit zu verringern,
so daß Echos von Zielen auch in Gegenwart von starken Seegangsechos
erkannt werden können. Obwohl die zeitabhängige
Empfindlichkeitsregelung in erster Linie dazu diente, die
Auswirkungen des Seegangsechos zu korrigieren, das den gesamten
Bereich um das Zentrum der Rundsichtanzeige aufhellt, so
hat sie sich doch ebenso als nützlich erwiesen beim Ausgleich
von Echos aus unterschiedlichen Entfernungen mit unterschiedlichen
Amplituden. Wegen des begrenzten Dynamikbereichs der
Empfänger besteht in der zeitabhängigen Empfindlichkeitsregelung
keine wirksame Möglichkeit des Ausgleichs bei Echos mit
wechselnden Amplituden bei weiten Entfernungen.
In Marine-Radarsystemen, welche aus "The Radio and Electronic
Engineer", Band 39, Nr. 6, Juni 1970, Seiten 291 bis 301
bekannt sind, hat man bei Entfernungsbereichseinstellungen für
die Ferne die Breite der Sendeimpulse vergrößert. Auch wenn
diese längeren Impulse die gegebene bessere Erkennbarkeit von
Zielen im Nahbereich beeinträchtigen, so können sie doch erforderlich
sein, um ein annehmbares Nutz-Störsignalverhältnis
bei weit entfernten Zielen zu erhalten. Obgleich Sendeimpulse
mit größerer Breite die Rundsichtanzeige für weit
entfernte Ziele wesentlich verbessern, so ist in ihnen doch
kein wirksames Mittel zur Verbesserung der gesamten Anzeige
zu sehen, da sie in gleicher Weise die Anzeigedauer von Zielen
im Nahbereich vergrößern.
Durch die Erfindung soll die Aufgabe gelöst werden, eine
Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Oberbegriffes von
Anspruch 1 so auszugestalten, daß die Erkennbarkeit der Darstellung
weit entfernter Zielobjekte auf dem Bildschirm der
Wiedergabeeinrichtungen verbessert wird, ohne die Darstellung
von Zielobjekten in geringerer Entfernung zu verändern
oder zu verzerren.
Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen von Anspruch 1
angegebenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der hier
angegebenen Schaltungsanordnung sind in den Ansprüchen 2 bis 4
gekennzeichnet.
Nachfolgend wird ein Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung
beschrieben. Im einzelnen zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Radaranlage mit
einer Schaltungsanordnung der vorliegend
angegebenen Art,
Fig. 2A und 2B ein mehr ins einzelne gehendes Schaltbild
der Radaranlage und der darin enthaltenen
Schaltungsanordnung der hier angegebenen
Art gemäß Fig. 1,
Fig. 3 ein Diagramm zur Erläuterung des Ausmaßes
der Zeitdehnung der von den Radarechosignalen
abgeleiteten Impulse eines das Ergebnis
eines Schwellwertvergleiches bildenden Vergleichssignales
abhängig von einer entfernungsabhängigen
Zählvoreinstellung,
Fig. 4 eine Reihe von Kurvenformen zur Verdeutlichung
der Signalverarbeitung und der zeitlichen
Abhängigkeit und
Fig. 5 das Blockschaltbild einer gegenüber Fig. 2B
geänderten Ausführungsform bezüglich der
Kopplung des Anzeigeregisters mit dem Impulsdehnungsschaltkreis.
Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Marine-Rundsichtradarsystems,
das entsprechend der Erfindung ausgebildet
ist. Die Aussendung von Radarimpulsen wird durch einen
Impulsgenerator 100 eingeleitet, der Radartriggerimpulse
gleichzeitig an einen Modulator 102 und an einen digitalen
Radarvideosignalrechner 116 abgibt. Der Modulator
erzeugt die auszusendende Wellenform und koppelt sie
über einen Übertrager 104 an ein Magnetron 106, das
sie in gepulste Mikrowellenenergie umsetzt. Der Impulsgenerator,
der Modulator, der Übertrager und das Magnetron
bilden den Sender 108. Während eines ersten Teiles
einer Radarimpulsperiode koppelt ein Duplexer 110 die
Mikrowellenleistung des Senders an die Antenne 112 an,
während während des restlichen Teiles der Radarimpulsperiode
die Radarechosignale von der Antenne zum Empfänger
114 geleitet werden. Selbstverständlich ist die Antenne
an einem nicht gezeigten Schiffsmast befestigt,
so daß die Radarimpulse unbeeinträchtigt von irgendwelchen
Schiffaufbauten ausgestrahlt werden können. Auch
ist ein Motor 115 für das Drehen der Antenne vorgesehen.
Sobald ein ausgesendeter Impuls auf einen Gegenstand,
z. B. ein entferntes Schiff 116, trifft, wird ein Echosignal
zur Antenne 112 reflektiert, von wo es über den
Duplexer zum Empfänger 114 geleitet wird. Der Zeitverzug
zwischen der Aussendung eines Radarimpulses und
dem Empfang eines zugehörigen Echosignales ist proportional
der zurückgelegten Entfernung. Entsprechend
kann das von einem einzigen Sendeimpuls herrührende
Empfängereingangssignal aus einer Folge von Echosignalen
oder Impulsen von unterschiedlich entfernten Gegenständen
bestehen. Allgemein unterscheidet man bei den Echosignalen
solche von interessierenden Zielen und nicht
interessierende Störflecke. Der Empfänger verstärkt
die Rückkehrsignale und setzt sie zunächst in eine
Zwischenfrequenz und dann in ein Videosignal um, das
dann an einen digitalen Radarvideosignalrechner 116
weitergeleitet wird. Dieser Rechner wird später in Verbindung
mit Fig. 2A und 2B näher beschrieben. Zunächst
jedoch wird, kurz zusammengefaßt, das Empfängerausgangssignal
einer Schwellwertkontrolle mit Bezug auf zwei
diskrete Signalschwellen unterworfen und dann fortlaufend
abgetastet, wobei jede Abtastung sich auf eine
vorgegebene Entfernung bezieht. Die Unterscheidung von
Nutz- und Störsignalen wird dadurch erzielt, daß eine
aktive Signalanzeige nur dann vorgenommen wird, wenn
zwei oder mehr von vier aufeinanderfolgenden Abtastungen
eine Erfassung anzeigen. Der Ausgang des Gleitfenster-Vorverarbeitungsrechners
wird ebenfalls abgetastet und gespeichert. Diese Abtastergebnisse werden
zu Digitalwörtern zusammengefaßt und in einem Speicher
abgespeichert, aus dem sie zu den gewünschten Zeitpunkten
wieder ausgelesen werden können. Ein jedes Bit
einer jeden Adresse entspricht einer Entfernungszelle.
Die später wieder aus der Speichereinrichtung ausgelesenen
Digitalwörter werden in zwei kontinuierliche
Impulszüge umgesetzt. Nach der Interferenzunterdrückung
wird die Zeitdauer der Impulse als lineare Funktion
der Entfernung vergrößert. Das sich daraus ergebende
Ergebnis wird dann einer Sichtanzeige 118 zugeführt
und in Form einer Rundsichtanzeige dargestellt.
Die Fig. 2A und Fig. 2B zeigen ein schematisches
Blockdiagramm
des digitalen Radarvideosignalrechners, der
die Erfindung verkörpert. Die in analoger Form vom
Empfänger gelieferten Radar-Echosignale werden über
die Leitung 122 dem digitalen Verarbeitungsschaltkreis
zugeführt und mit den positiven Eingängen der
Spannungsvergleicher 124 und 126 gekoppelt. Die negativen
Eingänge dieser Spannungsvergleicher sind über
die Mittenabgriffe der Potentiometer 128 und 130 mit
der Spannung +V verbunden, die in jedem Falle größer
als die mögliche Spitzenspannung der Signale auf der
Zuführungsleitung 122 ist. Die entgegengesetzten Anschlußenden
der Potentiometer sind mit Erde verbunden.
Auf diese Weise können die negativen Anschlußklemmen
der Spannungsvergleicher individuell mit Spannungen
zwischen 0 und +V beaufschlagt werden. Die Spannungsvergleicher
124 und 126 arbeiten in der Weise, daß
sie eine niedrige Ausgangsspannung entsprechend einer
logischen "0" liefern; wenn die positive Eingangsklemme
negativ gegenüber der negativen Eingangsklemme
ist, und daß sie eine Ausgangsspannung entsprechend
einer logischen "1" liefern, wenn die positive Eingangsklemme
positiv gegenüber der negativen Eingangsklemme
ist. Übersteigt daher das Signal auf der Leitung 122
die an der negativen Eingangsklemme eines Spannungsvergleichers
durch das zugehörige Potentiometer eingestellte
Spannung, so befindet sich das Ausgangssignal
des Spannungsvergleichers im "1"-Zustand. Ist dagegen
die Spannung des Signals auf der Leitung 122 niedriger
als die an der negativen Eingangsklemme eingestellte
Spannung, so ist der Ausgang des Spannungsvergleichers
im "0"-Zustand. Diese Art Schwellwertüberwachung entspricht
einer Analog/Digitalwandlung, bezogen auf zwei
diskrete Spannungspegel. Wenn die Potentiometer geeigneterweise
eingestellt sind, dann liefern die Ausgänge
der Spannungsvergleicher auf den Leitungen 132 und 134
eine Folge von digitalen Impulsen, wobei jeder Impuls
einem gesonderten Radar-Echosignal des Videoausgangs
des Empfängers entspricht. Da sich zudem jeder Impuls
auf eine gesonderte Echoempfangszeit bezieht, weist
jeder Impuls auch eine zugeordnete Entfernung auf. Die
Einstellungen der Potentiometer 128 und 130 werden
vorzugsweise so gewählt, daß die an der negativen Eingangsklemme
des Spannungsvergleichers 124 anliegende
Spannung höher ist als die an der negativen Eingangsklemme
des Spannungsvergleichers 126 anliegende Spannung.
Da die positiven Eingangsklemmen beider Spannungsvergleicher
in gleicher Weise beaufschlagt werden, entspricht
das Ausgangssignal auf Leitung 134 einem Hochpegel-Videosignal
und das Ausgangssignal auf Leitung
132 einem Niedrigpegel-Videosignal. Einige Echoimpulse
des Empfänger-Videosignals können also die Schwellenspannung
des Vergleichers 126 übersteigen und daher
in einen digitalen Impuls umgesetzt werden, während die
Ansprechschwelle des Vergleichers 124 nicht überschritten
wird. In jedem Falle weist ein Impuls auf der Leitung
132 eine größere Zeitdauer auf als der zugehörige
Impuls auf der Leitung 134. Eine Begründung für die
Unterteilung in Hochpegel- und Niedrigpegel-Videosignale
wird später gegeben werden.
Der Ausgang jedes Spannungsvergleichers 124 und 126
ist mit einem 3-Bit-Schieberegister 202 bzw. 200 verbunden,
die durch die Vorderflanke des Video-Abfrage-Taktsignals
VSR-1 getaktet werden. Die zeitliche Festlegung
des VRS-1-Signals wird später im Zusammenhang
mit der Zeit- und Steuereinrichtung 300 noch erläutert
werden. Die im Schieberegister 200 gespeicherten drei
Abfragebits werden zusammen mit dem auf der Leitung 132
eintreffenden Bit den UND-Gliedern 204 b bis 204 g zugeführt,
so daß, wenn irgendein Paar der vier Bits logisch
"1" ist, ebenfalls eine logische "1" am Eingang
des NOR-Gatters 201 wirksam ist und eine logische
"0" als aktives Signal auf der Leitung 205 liefert.
Einem einzelnen wird die Leitung 132 mit dem unmittelbar
vorhergehenden Abtastergebnis auf der Leitung 240
durch das UND-Gatter 204 b, mit dem vorletzten Abtastergebnis
auf Leitung 241 durch das UND-Gatter 204 c
und mit dem drittletzten Abtastergebnis auf Leitung 242
durch das UND-Gatter 204 d verknüpft. Weiterhin wird
das erste unmittelbar vorhergehende Abtastergebnis auf
Leitung 240 mit dem vorangehenden Abtastergebnis auf
Leitung 240 durch das UND-Gatter 204 e verknüpft usw.
Die Leitung 132 bildet ebenso den einen Eingang des
UND-Gatters 204 a, dessen zweiter Eingang mit dem Signal
PALL der Zeit- und Steuereinrichtung 300 beaufschlagt
wird. Wenn das Signal PALL eine logische "1" ist,
werden alle logischen "1"-Signale auf der Leitung 132
zum NOR-Gatter 201 durchgeschaltet. Im Ergebnis unterdrückt
also eine logische "1" des PALL-Signales die
oben beschriebene "2 aus 4"-Abtastroutine und leitet
das Niedrigpegel-Videosignal (mit logischer "0" als
aktivem Signal) direkt an die Leitung 205 weiter. Wenn
der Entfernungsbereichsschalter 302 auf eine Entfernung
von drei Seemeilen oder darunter eingestellt ist, liegt
das PALL-Signal auf logisch "1", und alle Niedrigpegel
Daten der Leitung 132 gelangen unmittelbar zur Leitung
205. Ist dagegen der Entfernungsbereichsschalter
auf eine Entfernung über drei Seemeilen eingestellt,
dann müssen wenigstens zwei der vier vorliegenden Abtastergebnisse
den Wert logisch "1" aufweisen, damit
auf der Leitung 205 ein aktives Signal für die angeschlossene
Verarbeitungseinrichtung erscheint. Mit Bezug
auf das Hochpegel-Videosignal arbeiten die UND-Gatter
206 a bis 206 b und das NOR-Gatter 203 in
gleicher Weise wie die eben beschriebenen UND-Gatter
204 a bis 204 g und das NOR-Gatter 201.
Die Schieberegister 200 und 202, die UND-Gatter 204 a
bis 204 g und 206 a bis 206 g sowie die NOR-Gatter 201
und 203 bilden den Vorverarbeitungsrechner 250. Da die Vorderflanke
des VRS 1-Signals ein neues Abtastergebnis in die
Schieberegister 200 und 202 eingibt, steht jedesmal
ein neuer Satz von vier Abtastergebnissen zur Auswertung
zur Verfügung, von denen jeweils drei der Abtastergebnisse
aus dem vorhergehenden Satz übernommen werden. Entsprechend
wird der Vorverarbeitungsrechner 250 häufig
auch als Gleitfenster-Rechner bezeichnet. Seine
erste und wesentliche Aufgabe besteht darin, Störgeräusche
zu unterdrücken. Obgleich diese die vorangehend
beschriebene Spannungsschwelle überschreiten können,
ist die statistische Wahrscheinlichkeit für eine Überschreitung
bei "2 aus 4"-Abtastungen weitgehend vermindert.
Die zweite wesentliche Aufgabe des Vorverarbeitungsrechners
ergibt sich aus der Tatsache, daß die
Zeitdauer für eine Entfernungszelle bei größeren Entfernungsbereichseinstellungen
ebenfalls größer wird,
dagegen die Breite des Sendeimpulses nicht proportional
zunimmt, so daß mehr als eine Abtastung je Entfernungszelle
erforderlich wird, um die Wahrscheinlichkeit der
Zielerkennung zu vergrößern. Obwohl in Verbindung mit
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein Vorverarbeitungsrechner
für eine "2 aus 4"-Abtastung beschrieben
ist, kann es daher angebracht sein, die Zahl der zum
gleichen Zeitpunkt auszuwertenden Abtastergebnisse zu
vergrößern und die Anzahl der für eine wirksame Erkennung
erforderlichen positiven Abtastergebnisse zu
verändern.
Der Zweck der Abtast- und Halteschaltkreise 136 und
138 für die Entfernungszellen, der Serien/Parallelumsetzer
142 und 143, des Datenspeicherregisters 146,
des Speichers 148 und der Parallel/Serienumsetzer 150
und 152 ist im einzelnen im US-Patent 41 07 673 desselben
Anmelders erläutert, auf das zur Abkürzung der
Beschreibung verwiesen sei. Im einzelnen besteht die
Notwendigkeit, daß gerade bei Marineradarsystemen
die Entfernungsbereichseinstellung geändert werden
kann. Im Bereich der offenen See ist es beispielsweise
notwendig, Ziele bis zu einer Entfernung von 48 Seemeilen
anzuzeigen. Wenn dagegen eine größere Genauigkeit notwendig
ist, beispielsweise beim Anlegen oder beim Manövrieren
durch einen nebligen Hafen, so erfordert das
Bereichseinstellungen für viel kürzere Entfernungen,
beispielsweise für eine Entfernung von 0,25 Seemeilen.
Da nun aber die Schreibgeschwindigkeit bei einem Echtzeit-Anzeigesystem
umgekehrt proportional der Radar-Entfernungseinstellung
ist, wird die Ablenkgeschwindigkeit
bei kürzeren Entfernungseinstellungen so groß, daß
der Anzeigeschirm nicht genügend Energie durch den
Elektronenstrahl zur Erzeugung einer ausreichenden Helligkeit
erhält, um die Helligkeit der Umgebung zu überwinden.
Demzufolge werden entsprechend dem vorangehend
Genannten die digitalisierten Radar-Echosignale mit
einer von der Entfernungseinstellung abhängigen Geschwindigkeit
in eine Speichereinrichtung eingeschrieben
und anschließend mit einer von der Entfernungsbereichseinstellung
unabhängig konstanten Geschwindigkeit
wieder ausgelesen. Dieses nicht im Echtzeitbetrieb
arbeitende Verfahren ermöglicht eine verbesserte Helligkeit
der Anzeige bei ungünstigen Beleuchtungsbedingungen
der Umgebung mit vereinfachten Erkennungsschaltkreisen
und Videoverstärkern.
Zurückkehrend zu Fig. 2A werden die vorverarbeiteten
Hoch- und Niedrigpegelsignale auf den Leitungen 207
und 205 über die Abtast- und Halteschaltkreise 138
und 136 den Serien/Parallelumsetzern 143 und 142 zugeleitet.
Da diese Signale in beiden Schaltkreiseinheiten
in gleicher Weise verarbeitet werden, wird im nachfolgenden
lediglich der Schaltkreis für das Niedrigpegel-Signal
beschrieben. Das auf der Leitung 205 anliegende,
bereits vorverarbeitete Niedrigpegel-Videosignal wird
dem einen invertierten Eingang eines UND-Gatters 208
zugeführt. Am anderen, ebenfalls invertierten Gattereingang
liegt das Taktsignal SA-1 an, das außerdem dem
Eingang K eines J-K-Flipflops 216 zugeführt wird.
Wenn das Signal SA-1 logisch "0" ist, dann liegt auch
der Eingang des J-K-Flipflops auf "0", und wenn vom
Vorverarbeitungsrechner 250 auf der Leitung 205 eine
Erkennung anzeigende "0" vorliegt, dann liefert das
UND-Gatter 208 an den Eingang J eine logische "1".
Entsprechend wird mit dem nächsten Taktimpuls VSR-0
als Komplement des Taktsignales VSR-1 der Ausgang
des J-K-Flipflops 216 zu logisch "0". Ist dagegen
das Signal SA-1, gleich logisch "1", so herrscht auch
am Eingang K des J-K-Flipflops 216 der Zustand "1"
vor, und über das UND-Gatter 208 ergibt sich am
Eingang J des Flipflops der Zustand "0". Entsprechend
wird mit dem nächsten Taktimpuls VSR-0 der Ausgang
in den Zustand "1" umgeschaltet. Die zeitliche
Festlegung des Taktsignals SA-1 wird später noch im
Zusammenhang mit der Zeit- und Steuereinrichtung 300
erläutert werden. Jedoch sei an dieser Stelle bereits
angemerkt, daß die Zeitperiode, während der das Signal
SA-1 gleich logisch "0" ist, gleich der einer Entfernungszelle
ist. Da außerdem die Taktgeschwindigkeit
des Signals VSR-1 gleich oder größer als die des
Signals SA-1 ist, kann das J-K-Flipflop 216 auch
mehrmals je Entfernungszelle angesteuert werden, wobei
bei jeder Ansteuerung eine positive Erkennung in dem
J-K-Flipflop 216 gespeichert wird, um die zugehörige
Entfernungszelle zu einer Erkennungsanzeige zu veranlassen.
Des weiteren wird - zusammengefaßt - jede Ansteuerung
des J-K-Flipflops 216 von einer Lage des Gleitfensters
beim Vorverarbeitungsrechner 250 begleitet, bei dem
zwei positive von den insgesamt vier mit dem Abtastsignal
VSR-1 gewonnenen Abtastergebnisse für die Erkennung
erforderlich sind, wobei angenommen ist, daß
das Signal PALL gleich "0" ist. Das auf der Leitung
205 angelieferte vorverarbeitete Niedrigpegel-Videosignal
wirkt weiterhin auf den invertierten Eingang
eines ODER-Gatters 224 ein. Erfolgt dagegen nur eine
Abtastansteuerung je Entfernungszelle und besteht keine
Notwendigkeit zur Aufrechterhaltung des Abtastergebnisses
am Ausgang des J-K-Flipflops 216 für den invertierten
Eingang des ODER-Gatters 224, dann wird ein anderer
direkter Verbindungsweg von der Leitung 205 zu dem
Serien/Parallel-Umsetzer 142 vorgesehen. Der Ausgang
des ODER-Gatters 224 ist mit dem Eingang des 2-Bit-Schieberegisters
232 verbunden, das ebenfalls von dem
Signal SA-1 getaktet wird. Das Schieberegister 232
arbeitet als Serien-Parallel-Umsetzer, in den Bits
vom Ausgang des ODER-Gatters 224 nacheinander eingetaktet
werden, die dann parallel für das Datenspeicherregister
146 zur Verfügung stehen. Wie Fig. 2A weiterhin
zeigt, ist ein UND-Gatter 210 mit invertierten
Eingängen, ein J-K-Flipflop 218, ein ODER-Gatter 228
mit invertierten Eingängen und ein Schieberegister 236
in gleicher Weise miteinander verbunden wie die gerade
beschriebenen Einrichtungen 208, 216, 224 und 232.
Die unterschiedliche Betriebsweise ergibt sich durch
die Datenübernahme mit dem Taktsignal SA-0, das gegenüber
dem Taktsignal SA-1 invertiert ist. Wenn daher
Daten abgetastet und im J-K-Flipflop 216 gespeichert
werden, wird das J-K-Flipflop 218 zurückgesetzt, und
wenn Daten abgetastet und im J-K-Flipflop 218 gespeichert
werden, wird das J-K-Flop 216 zurückgesetzt.
Die Daten für aufeinanderfolgende Entfernungszellen
werden demzufolge abwechselnd in die Schieberegister
232 und 236 geladen. Folglich werden während zweier
Impulsperioden des Taktsignales SA (insgesamt 2mal "1"
und 2mal "0" die Daten für vier Entfernungszellen
in die Kombination aus den beiden Schieberegistern 232
und 236 geladen. Ebenso werden während derselben Zeitperiode
vier Hochpegel-Daten in den Serien/Parallel-Umsetzer
143 geladen.
Die Parallelausgänge der Serien/Parallel-Umsetzer 142
und 143 sind mit dem acht Bit fassenden Datenspeicherregister
142 in Fig. 2B verbunden. Dieses Datenspeicherregister
wird durch das Signal SB-0 getaktet, dessen
zeitliche Festlegung in Verbindung mit der Zeit- und
Steuereinrichtung 300 im einzelnen erläutert wird.
In diesem Zusammenhang ist lediglich wichtig, daß die
Taktfrequenz des Signales SB-0 halb so groß ist wie
die des Signales SA-0. Sobald daher vier Bits in den
Serien/Parallel-Umsetzer 142 gleichzeitig mit vier
Bits, die in den Serien/Parallel-Umsetzer 143 eingetaktet
werden, eingetaktet sind, wird die Kombination
aus acht Bits oder Entfernungszellen in das acht Bits
umfassende Datenspeicherregister 146 übernommen. Das
so gebildete Acht-Bit-Wort ist daher zusammengesetzt
aus vier Bits der niedrigsten Wertigkeit entsprechend
den vier Hochpegel-Entfernungszellen und vier Bits
der höchsten Wertigkeit entsprechend den vier Niedrig-Pegel-Entfernungszellen.
Die in das Datenspeicherregister 146 übernommenen
Acht-Bit-Wörter werden mit den über die Leitung ADDR
von der Zeit- und Steuereinrichtung 300 zur Verfügung
gestellten fortlaufenden Adressen in den Speicher 148
eingeschrieben. Sobald jedes Acht-Bit-Wort in den
Speicher eingeschrieben ist, wird der Speicheradressenzähler
308 erhöht. Die Geschwindigkeit, mit der die
Wörter in den Speicher eingeschrieben werden, wird
ebenfalls später im Zusammenhang mit der Zeit- und
Steuereinrichtung 300 beschrieben werden. Die Anzahl
der Entfernungszellen oder Bits für eine Periode der
Radarsendeimpulse oder einen Strahl beträgt
maximal 256. Da außerdem Hochpegel- und Niedrigpegel-Videosignale
unterschieden werden, sieht der Speicher
148 die Speicherung von 512 Bits in 64 adressierbaren
Acht-Bit-Wörtern vor.
Der Speicher kann aus einer Vielzahl von in Kaskaden
geschalteten Einzelspeichern mit direktem Zugriff
(RAM-Speicher), wie beispielsweise Texas Instrument
74S189 16×4 Schnellspeicher,
oder aus Speichereinrichtungen mit größerer Speicherdichte,
wie beispielsweise Signetic 82S09 64×9, bestehen.
Auch können Schieberegister als Speichereinrichtung
verwendet werden. Während eines Speicher-Lesezyklus
werden die Wörter in der gleichen Reihenfolge,
mit der sie eingeschrieben worden sind, aber
mit einer von der Entfernungseinstellung unabhängigen
Geschwindigkeit ausgelesen. Der Speicheradressenzähler
308 wird für jede Adresse schrittweise erhöht. Bei
kürzeren Entfernungsbereichseinstellungen ist die
Lesegeschwindigkeit wesentlich niedriger als die
Schreibgeschwindigkeit, so daß die im US-Patent 41 07 673
beschriebene verbesserte Sichtanzeige erzielt wird.
Mit dem Auslesen eines jeden Wortes werden die die
Niedrigpegel-Videosignale darstellenden vier Bits in
den Parallel/Serien-Umsetzer 150 und die die Hochpegel-Videosignale
darstellenden vier Bits in den
Parallel/Serienumsetzer 152 überführt. Jeder dieser
Umsetzer weist einen "1 aus 4"-Wähler auf, der abhängig
von dem logischen Signal SCON die vom Speicher 148
jeweils zur Verfügung gestellten vier Bits nacheinander
mit einer Geschwindigkeit auswählt, die viermal größer
ist als die Lesegeschwindigkeit des Speichers 148 anhand
der Adressensignale ADDR. Ebenso könnten diese
Umsetzer Vier-Bit-Schieberegister aufweisen. Die Ausgänge
der Parallel/Serien-Umsetzer liefern so fortlaufende
binäre Kurvenformen.
Die Aufgabe des Vorverarbeitungsrechners 250 besteht,
wie bereits früher beschrieben, in der Geräuschunterdrückung
während einer Ablenkperiode durch Überprüfung
auf zwei positive Abtastergebnisse innerhalb der vier
ein gleitendes Fenster bildenden Abfrageergebnisse.
Demgegenüber bezweckt der Interferenzunterdrückungsspeicher
160 eine Geräusch- oder Interferenzunterdrückung
durch Vergleich einer jeden Entfernungszelle
innerhalb eines Strahles mit der entsprechenden Entfernungszelle
des vorangehenden Strahles. Ausgehend von
der relativ geringen Wahrscheinlichkeit, daß ein Zufallsgeräusch
in derselben Entfernungszelle zweier aufeinanderfolgender
Strahlen auftreten wird, wird das Niedrigpegel-Ausgangssignal
des Parallel/Serien-Umsetzers 150 auf
der Leitung 156 mit dem um eine Radarstrahlperiode zeitverzögerten
Signal im NAND-Gatter 159 verknüpft. Um
daher ein Signal logisch "0" auf der Leitung 162 als
Kennung für ein Echorücksignal zu erhalten, müssen beide
Signale einer Entfernungszelle, nämlich das auf Leitung
156 und das vom vorhergehend ausgesandten Impuls auf
Leitung 158, den Zustand "1" annehmen. Der Interferenzunterdrückungsspeicher
160 weist vorzugsweise einen
256×1-Speicher mit direktem Zugriff, wie z. B. Fairchild
93 410, oder ein Schieberegister auf. Bei einem RAM-Speicher
werden die Bits dem Interferenzunterdrückungsspeicher
durch das Signal ADDRM korrespondierend mit
der aus dem Parallel/Serien-Umsetzer 150 ausgegebenen
Entfernungszelle adressiert. Während der ersten Phase
des ADDRM-Taktimpulses wird der angesteuerte Bitinhalt
an das NAND-Gatter 159 zum Vergleich mit der gegenwärtigen
korrespondierenden Entfernungszelle abgegeben.
Während der anschließenden zweiten Phase des ADDRM-Taktimpulses
wird das gegenwärtige Bit der korrespondierenden
Entfernungszelle auf der Leitung 156 in den Interferenzunterdrückungsspeicher
eingeschrieben. Die Adresse
bleibt also in beiden Phasen die gleiche. Bei einer
Schieberegisteranordnung liefert das Siganl ADDRM
einen solchen Takt, daß der Interferenzunterdrückungsspeicher
einen Zeitverzug entsprechend einer Strahlperiode
oder einer Periode eines Radarsendeimpulses
bewirkt. Für den Fall, daß sich der Interferenzunterdrückungsschalter
304 in der AUS-Stellung befindet,
wird über die Leitung IR DISABLE von der Zeit-
und Steuereinrichtung 300 die Leitung 158 im Signalzustand
"1" gehalten. Die Interferenzunterdrückung
wirkt zwar nur auf das Niedrigpegel-Videosignal ein, jedoch
wird über den Ausgang des ODER-Gatters 163 mit
invertierten Eingängen auch das Hochpegel-Videosignal
auf der Leitung 154 freigegeben.
Der im nachfolgenden beschriebene neuartige Impulsdehnungsschaltkreis
198 wird durch das gleichzeitige
Auftreten eines Signals "1" auf Leitung 156 und am
Ausgang des Interferenzunterdrückungsspeichers auf
Leitung 158, die zusammen ein Echorücksignal anzeigen,
angestoßen. Diese beiden "1"-Zustände am NAND-Gatter 159
bewirken das Signal "0" auf Leitung 162, was zu einem
Signal "1" auf Leitung 164 am Ausgang des ODER-Gatters
163 mit invertierten Eingängen führt. Die Leitung 164
ist mit dem Anzeigeausgangsregister 174 verbunden.
Demzufolge wird die Anwesenheit eines Zieles im Niedrigpegel-Videobereich
der Sichtanzeige 118 auf Leitung 175
vom Ausgang , der sich im Zustand "0" befindet, mitgeteilt.
Der damit korrespondierende Zustand "1" auf
Leitung 178 am Ausgang Q wird anhand der Vorderflanke
durch das J-K-Flipflop 180 überwacht. Im einzelnen
sind die Eingänge J und miteinander verbunden, so
daß das J--Flipflop wie ein D-Flipflop arbeitet. Wenn
kein aktives Signal vorliegt, liefert die Leitung 178
das Signal "0" an das NAND-Gatter 184 und die Leitung
182 führt das Signal "1". Geht jedoch die Leitung
178 in den Signalzustand "1" über und zeigt so das
Vorliegen eines Echorücksignals an, dann behält die
Leitung 182 ihren Signalzustand "1" bei, und die Leitung
186 geht in den Signalzustand "0" über. Beim
nachfolgenden Taktimpuls für das J-K-Flipflop 180 nimmt
der Ausgang den Signalzustand "0" an, so daß die Leitung
186 am Ausgang des NAND-Gatters 184 zum Signalzustand
"1" zurückkehrt. Das so erzielte Schaltungsergebnis
ist das eines herkömmlichen Vorderflankendetektors.
Der dritte Eingang des NAND-Gatters 184
wird von der Impulsdehnungsleitung 187 gebildet, so
daß der Impulsdehnungsschaltkreis nicht erneut angestoßen
wird, wenn er bereits tätig ist. Über die Signalleitung
PS DISABLE von der Zeit- und Steuereinrichtung
300 kann das J--Flipflop 180 im rückgestellten Zustand
gehalten werden, so daß die Vorderflankenerkennung
verhindert und die Impulsdehnung blockiert wird.
Sobald die Vorderflanke eines Echorücksignals erkannt
worden ist, was durch einen negativen Impuls auf der Leitung
186 angezeigt wird, laufen zwei Vorgänge gleichzeitig
ab. Als erstes bewirkt der nächste Taktimpuls
am Ausgang Q des J--Flipflops 190 den Übergang in den
Signalzustand "0", da der Eingang J dieses Flipflops
fest mit dem Signal "0" beaufschlagt ist und da die
Leitung 186 mit dem Eingang verbunden ist. Der
Signalzustand "0" wirkt über die Leitung 187 auf
die invertierten Eingänge der ODER-Gatter 170 und 163
ein und veranlaßt so die Verlängerung eines aktiven
Signals für die Sichtanzeige sowohl bezüglich der Hochpegel-
als auch der Niedrigpegel-Videosignale, und zwar
auch dann, wenn das Echorücksignal auf den Leitungen
168 und 162 bereits wieder verschwunden ist. Die
beschriebene Impulsdehnung dauert an, bis das J--Flipflop
190 über die Leitung 192 vom Zähler 194
zurückgestellt wird. Der zweite von dem negativen
Impuls auf der Leitung 186 ausgelöste Vorgang besteht
im Laden des Zählers 194 mit die Entfernung darstellenden
Daten. Diese Daten liefert der Speicheradreßzähler
(MAC) 308 an die Stifte A bis D des Zählers
194. Die Speicheradresse besteht aus sechs Bits, nämlich
A 0 bis SA 5, für die 64 Speicherabschnitte im
Speicher 148, wie bereits beschrieben. Mit jedem Ladeimpuls
wird das Komplement der vier höchstwertigen Bits
in den Zähler 194 geladen, wobei das Komplement durch
Invertieren der einzelnen Bits durch die Inverter 306
bis 309 erhalten wird. Da die Adresse der Daten der
Entfernung proportional ist, aber andererseits das
Komplement der Adresse geladen wird, ist demzufolge
der in den Zähler geladene Wert um so kleiner, je
größer die Entfernung ist. Je größer daher die Entfernung
ist, um so länger dauert daher das Zählen bis zum
Überlauf.
Fig. 3 zeigt ein Diagramm, das das Ausmaß der Impulsdehnung
abhängig von der Entfernung aufzeigt. Die
Abszisse wird von den invertierten Bits A 5 bis A 2
des Speicheradreßzählers gebildet. Die jeweils zugehörigen
Entferungszellen sind in Klammern angegeben.
Die Ordinate wird von der Anzahl der Entfernungszellen
oder der Lesetaktimpulse RDCLK vor Eintreten des Überlaufs
gebildet. Beispielsweise liefern die Bits A 5
bis A 2 des Speicheradreßzählers im Bereich zwischen
den Entfernungszellen 128 und 143 den binären Wert
1000, der invertiert zum Wert 0111, wie auf der Abszisse
gezeigt ist, führt. Endeckt das J--Flipflop 180 im
Bereich der Entfernungszellen 128 bis 143 eine Vorderflanke,
so wird der binäre Wert 0111 in den Zähler 194
geladen. Wie die Ordinate erkennen läßt, erreicht der
Zähler 194 den Wert 1111 acht RDCLK-Impulse später und
erzeugt den Überlauf, der über die Inverter 195 und 196
und das ODER-Gatter 197 mit invertierten Eingängen das
J--Flipflop 190 zurückstellt. Die Rückstellung beendet
die Impulsdehnung durch Erzwingen des Signalzustands
"1" am Ausgang Q. Der Radartriggerimpuls RT am anderen
invertierten Eingang des ODER-Gatters 197 stellt sicher,
daß am Anfang einer Radarstrahlperiode keine Impulsdehnung
stattfindet. Die Anschlüsse T und P am Zähler 194 geben
den Zählvorgang und den Übertrag frei.
Im Betrieb ermittelt der Impulsdehnungsschaltkreis 198
die Vorderflanke eines eine Erkennung im Niedrigpegel-Videosignal
darstellenden Impulses und dehnt diesen Impuls
und den zugehörigen Hochpegel-Impuls proportional als
lineare Funktion der Entfernung. Es ist dabei wichtig
anzumerken, daß der Impulsdehnungsschaltkreis von der
Vorderflanke eines Impulses angestoßen wird, so daß
bei einem Andauern des Impulses auf der Leitung 168 über
die angezeigte Dauer der Dehnung hinaus die Dauer des
angezeigten Signalimpulses auf der Leitung 176 oder 175
nicht geändert wird. Die Hochpegel-und Niedrigpegel-Videosignale
werden in der Sichtanzeige 118 summiert
und einem nicht gezeigten Videoverstärker zugeführt, der
mit einer ebenfalls nicht gezeigten Kathode einer nicht
gezeigten Kathodenstrahlröhre zur Modulation der Strahlintensität
verbunden ist. Die Hochpegel- und Niedrigpegel-Videosignale
ermöglichen eine Zielbestimmung auf einer
Rundsichtanzeige durch Überstreichen mit zwei Intensitätspegeln,
nämlich mit dem Niedrigpegel- sowie mit
dem Niedrigpegel- und dem Hochpegel-Signal, zusätzlich
zum Umgebungspegel, wenn keine Erkennung gegeben ist.
Mit den von der Zeit- und Steuereinrichtung 300 über
das Anzeigeregister 174 an die Sichtgrenze 118 gelieferten
Impulsen SWG wird die Erzeugung der Ablenkungswellenform
zu Beginn einer jeden Strahlperiode getriggert.
Fig. 5 zeigt eine andere Ausführungsform der Kopplung
zwischen dem Anzeigeregister 174 und dem Impulsdehnungsschaltkreis
198 von Fig. 2B. Wie bereits mit Bezug
auf Fig. 2B beschrieben worden ist, bilden die Niedrigpegel-
und Hochpegel-Videosignale Eingangssignale für
das Anzeigeregister 174 auf den Leitungen 164 und 172,
und die -Ausgänge sind mit der Sichtanzeige gekoppelt.
In Fig. 5 sind die zugehörigen Q-Ausgänge mit einem Wähler
181 verbunden, der eine Auswahl unter den beiden Videopegeln
zum Anstoß der Impulsdehnung ermöglicht. Ein von
der Zeit- und Steuereinrichtung 300 geliefertes Steuersignal
VLS entscheidet darüber, ob das Hochpegel-Videosignal
auf Leitung 179 oder das Niedrigpegel-Videosignal
auf Leitung 178 mit dem Impulsdehnungsschaltkreis 198
verbunden werden soll. Die Verwendung des Niedrigpegel-Videosignals
zur Auslösung der Impulsdehnung mag im Normalbetrieb
angebracht sein; weit entfernte Ziele, die
für eine ausreichende visuelle Erkennung eine Dehnung
erfordern, können die hohe Ansprechschwelle nicht überschreiten.
Umgekehrt kann es angebracht sein, den Impulsdehnungsschaltkreis
durch das Hochpegel-Videosignal anzustoßen,
wobei Signale, die zwar im Niedrigpegelbereich
erkannt, im Hochpegel-Bereich aber nicht erkannt werden,
nicht gedehnt werden. Eine solche Anordnung ermöglicht
die Anhebung der Empfängerempfindlichkeit bis zu einem
Wert, bei dem das Empfängerrauschen auf dem Anzeigegerät
gesehen werden kann, ohne daß die Anzeigedarstellung
durch Dehnung des Rauschens verzerrt wird. Das Signal VLS
kann durch den Einstellschalter 302 für die Entfernungsbereicheinstellung
festgelegt werden, beispielsweise
Hochpegel-Auslösung für die Zwölf Seemeilen-Entfernungsbereichseinstellung
und kürzer mit Niedrigpegel-Erkennung
für die größeren Entfernungen. Auch kann das Signal VLS
durch einen nicht gezeigten Schalter an der Zeit- und
Steuereinrichtung 300 festgelegt werden.
Wie bereits festgestellt, ist es angebracht, bei einem
Marineradarsystem eine Vielzahl von Entfernungsbereichseinstellungen
vorzusehen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
können neun solche Einstellungen mit dem Entfernungsbereichseinstellungsschalter
302 ausgewählt
werden, der mit der Zeit- und Steuereinrichtung 300,
wie in Fig. 2B gezeigt, gekoppelt ist. In Tabelle I
sind die zusätzlichen Entfernungsbereichseinstellungen
aufgeführt.
Der Entfernungsbereichsschalter 302 adressiert ein
Steuer-PROM (nicht gezeigt), der Bestandteil der Zeit-
und Steuereinrichtung 300 ist. Die Ausgänge des PROM
bilden statische Steuerleitungen, die viele Betriebsparameter
des Radarsystems festlegen. Die nachfolgende
Beschreibung bezieht sich auf das bevorzugte Ausführungsbeispiel,
und entsprechend den verschiedenen Anwendungsfällen
kann der PROM unterschiedlich programmiert sein
und so unterschiedliche Betriebsparameter liefern.
Im einzelnen ist dabei folgendes zu beachten:
- 1. Wie bereits früher erläutert, nimmt die Leitung PALL bei einer Entfernungsbereichseinstellung von 3 Seemeilen und darunter den logischen Zustand "1" an und blockiert so das Arbeiten des Vorverarbeitungsrechners 250, der normalerweise Echoempfangsdaten nur dann an den Abtast- und Halteschaltkreis 136 bzw. 138 liefert, wenn jeweils wenigstens zwei von vier Abtastergebnissen ein positives Ergebnis zeigen.
- 2. Bei einer Entfernungseinstellung von 6 Seemeilen und darunter ist der Impulsdehnungsschaltkreis 198 durch das Signal PS DISABLE blockiert, indem das J--Flipflop 180 zurückgestellt wird und so die Erkennung einer Vorderflanke verhindert, die andernfalls die Impulsdehnung auslösen würde.
- 3. Die Impulsdehnung kann ebenso von Hand durch das gleiche Signal PS DISABLE blockiert werden, indem der Impulsdehnungsschalter 305 in die AUS-Stellung gebracht wird.
- 4. Der Interferenzunterdrückungsspeicher 160 kann durch das Steuersignal IR DISABLE, beispielsweise für Kontrollzwecke, blockiert werden, indem der Interferenzunterdrückungsschalter 304 in die AUS-Stellung gebracht wird.
Noch mit Bezug auf die Fig. 2A und 2B sollen
nachfolgend die Zeitfunktionen der Zeit- und Steuereinrichtung
300 im Zusammenhang mit Fig. 4 und der
Tabelle I erläutert werden. Wie bereits früher angegeben,
erfolgt die Verarbeitung der Eingangssignale
auf Leitung 122 durch den digitalen Radar-Videosignal-Rechner
116 bis zur Speicherung im Speicher 148 im
Echtzeitbetrieb. Innerhalb einer Radar-Sendeimpuls-Periode
wird daher die Zeitdauer für den Schreibzyklus,
wie er in den Fig. 4E und 4G durch die Kurvenzüge
für das Freigabesignal angegeben ist, durch die Signallaufzeit
für die weiteste Entfernung einer vorgegebenen
Entfernungsbereichseinstellung bestimmt. Da beispielsweise
die Signallaufzeit für eine Entfernung von 12 Seemeilen
148,15 µsec beträgt, werden Echoauswertungen
während dieser Zeitperiode in den Speicher 146 eingeschrieben,
wenn der Entfernungsbereich für 12 Seemeilen
eingestellt ist. Analoges gilt für die übrigen Entfernungsbereiche.
So beträgt für eine Entfernung von 24 Seemeilen
die Signallaufzeit 296,3 µsec, und Echoauswertungen
werden daher während dieser Zeitperiode in den
Speicher 146 eingeschrieben, wenn der Entfernungsbereich
für 24 Seemeilen eingestellt ist. Allgemein ist
daher die Zeitdauer für den Schreibzyklus einer jeden
Entfernungseinstellung in Tabelle I als die angenäherte
Signallaufzeit aufgeführt. Während eines Schreibzyklus,
der ebenso auch als Abtastzyklus bezeichnet werden kann,
liefert die Zeit- und Steuereinrichtung 300 das Signal
VSR-1 an die Schieberegister 200 und 202, die Signale
SA-1 und SA-0 an die Abtast- und Halteschaltkreise 136
und 138 sowie an die Serien/Parallel-Umsetzer 142 und 143,
das Signal SB-0 für das Datenspeicherregister 146 und
das Signal ADDR für den Speicher 148. Der Schreibzyklus
beginnt mit dem Radartriggerimpuls, wie in
Fig. 4A gezeigt. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
beträgt die Sendeimpulsfolgefrequenz (PRF) 1000 Hz
für die Entfernungsbereichseinstellung von 6 Seemeilen
und darüber. Bei Einstellungen für Entfernungen
unter 6 Seemeilen beträgt die Impulsfolgefrequenz
2000 Hz.
Alle Zeittakte werden von einem einzigen quarzgesteuerten
Taktgeberoszillator 301 abgeleitet, dessen Frequenz
durch die Anzahl der bei einer Bereichseinstellung
von 0,75 Seemeilen zu speichernden Entfernungszellen
bestimmt wird. Bei einer Signallaufzeit von annähernd
9,26 µsec, wie Tabelle I angibt, und einer Auflösung
von 256 gespeicherten Entfernungszellen je Videopegel
wird eine Taktfrequenz, die in diesem Falle gleich der
Taktfrequenz des Signals VSR-1 ist, von 27,6481 MHz
verwendet. Bei einer derartigen Frequenz von 27,6481 MHz
als der höchsten Taktfrequenz des Signals VSR-1 und
Laufzeiten von 3,08 und 6,17 µsec für die Entfernungsbereiche
von 0,25 und 0,5 Seemeilen ergeben sich bei
den entsprechenden Bereichseinstellungen lediglich 85
und 170 Abtastungen oder Entfernungszellen. Selbstverständlich
könnten bei einem schnelleren Takt auch 256
Entfernungszellen als Speicher für diese Bereichseinstellung
vorgesehen werden. Jedoch würde ein schnellerer
Takt den Schaltungsentwurf für den digitalen Videosignalrechner
erschweren und zusätzliche unnötige Kosten
mit sich bringen. Daher werden für Entfernungseinstellungen
von 0,75 Seemeilen und darüber 256 Hochpegel-
und 256 Niedrigpegel-Entfernungszellen im Speicher 148
gespeichert und damit die 64 adressierbaren Acht-Bit-Wörter
vollgefüllt. Bei den Bereichseinstellungen für
0,25 und 0,5 Seemeilen werden jedoch lediglich
22 und 43 der Acht-Bit-Wörter verwendet.
Die Taktfrequenz für das Signal VSR-1 wird für alle
Entfernungsbereichseinstellungen durch Division des
Grundtaktes CLOCK des Oszillators 301 durch N bestimmt,
wobei N in der Tabelle I angegeben ist.
Beispielsweise ist bei einer Entfernungsbereichseinstellung
von 48 Seemeilen die Taktfrequenz des Signals
VSR-1 annähernd 27,6481 : 8=3,456 MHz, so daß bei
einem Abtastzyklus von 592,59 µsec insgesamt 2048
Abtastungen oder 8 Abtastungen für jede der 256 Entfernungszellen
vorgenommen werden. Bei der Entfernungsbereichseinstellung
für 12 Seemeilen beträgt die Taktfrequenz
des Signals VSR-1 annähernd 3,456 MHz, so
daß in dem Abtastzyklus von 148,15 µsec insgesamt
512 Abtastungen oder 2 Abtastungen für jede der 256
Entfernungszellen vorgenommen werden können.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Taktfrequenz
für das Signal SA-1 und das daraus gewonnene
invertierte Signal SA-0 durch Division der Taktfrequenz
für das Signal VSR-1 durch M bestimmt, wobei M ebenfalls
in der Tabelle I für jede Bereichseinstellung angegeben
ist. In Anwendung auf die Beispiele im vorhergehenden
Absatz ergibt sich für das Signal SA-1 bei
den Bereichseinstellungen für 48 und 12 Seemeilen
eine Taktfrequenz von 216 und 432 kHz. Wie bereits
früher erwähnt worden ist, entspricht die Zeitperiode
für eine Entfernungszelle der Impuls- bzw. Pausendauer
der Signale SA-1 oder SA-0. Da die Niedrigpegel-Abtastungen
von den J-K-Flipflops 216 und 118 zu entgegengesetzten
Phasen des Signals SA übernommen werden,
übernimmt der Abtast- und Halteschaltkreis 136 während
zwei Taktperioden des Signals SA insgesamt vier Niedrigpegel-Abtastungen.
Während der gleichen beiden Taktperioden
des Signals SA übernimmt der Abtast- und
Halteschaltkreis 138 vier Hochpegel-Abtastungen.
Die Taktfrequenz des Signals SB-0, das jeweils vier
Bits des Niedrigpegel- und des Hochpegel-Videosignals
in das Datenspeicherregister 146 überträgt, wird
daher durch Division der Taktfrequenz für das Signal
SA durch 2 bestimmt. Für Bereichseinstellungen von 48
und 12 Seemeilen als bereits gewählte Beispiele folgen
daraus für das Signal SB-0 Taktfrequenzen von 108
und 216 kHz. Während eines Schreibzyklusses werden
dem Speicher 148 die Adressen über die Leitungen ADDR
mit der gleichen Taktfrequenz wie der des Signals SB-0
zugeführt.
Für Entfernungsbereichseinstellungen von 0,75 Seemeilen
und darüber wird die Zeitdauer des Lesezyklusses, wie
er durch die Lese-Freigabe-Kurven der Fig. 4F und
4H dargestellt ist, bestimmt durch die Zeit, die erforderlich
ist, um 256 Entfernungszellen mit einer
Taktfrequenz zu bearbeiten, die gleich 1/K der Grundtaktfrequenz
CLOCK des Oszillators 301 ist, wobei
K wiederum in der Tabelle I angegeben ist. Für Entfernungsbereichseinstellungen
zwischen 0,75 und 3 Seemeilen
ist die Taktfrequenz der Signale RDCLK-0 und
RDCLK-1 annähernd gleich 27,6481 : 16=1,728 MHz und
für Entfernungsbereichseinstellungen zwischen 6 und
48 Seemeilen beträgt die Taktfrequenz annähernd 27,6481 : 32=864 kHz.
Da die Strahlablenkfrequenz für die
Entfernungsbereichseinstellung von 3 Seemeilen und darunter
mit 2000 Hz doppelt so groß ist wie die Ablenkfrequenz
für die größeren Entfernungsbereichseinstellungen
mit 1000 Hz, ist die Taktfrequenz des Signals RDCLK
für die größeren Entfernungsbereichseinstellungen halb
so groß wie die für die Bereichseinstellungen zwischen
0,75 und 3 Seemeilen, damit die Sichtanzeige mit der
gleichen Intensität überstrichen wird. Dagegen ist
die Taktfrequenz des Signals RDCLK für die Entfernungsbereichseinstellungen
von 0,25 und 0,5 Seemeilen proportional
verringert, da hierbei lediglich 85 bzw.
170 Entfernungszellen angezeigt werden. Für die beiden
Entfernungsbereichsgruppen von 0,75 bis 3 Seemeilen
und von 6 bis 48 Seemeilen ergeben sich bei 256 mit
der Taktfrequenz des Signals RDCLK zu verarbeitenden
Entfernungszellen Lesezyklen von annähernd 148,15 und
296,3 µsec Zeitdauer. Daraus folgt, daß die Taktfrequenz,
mit der die Entfernungszellen aus dem Parallel/Serien-Umsetzer
150 und 152 mit dem Signal SCON ausgegeben
werden, die gleiche sein muß wie die des Signals
RDCLK. Weiterhin folgt, daß die Taktfrequenz für das
Auslesen der Entfernungszellen aus dem Interferenzunterdrückungsspeicher
160 ebenfalls gleich der des Signals
RDCLK sein muß, damit die miteinander korrespondierenden
Entfernungszellen zweier aufeinanderfolgender Ablenkstrahlen
miteinander verglichen werden können.
Da weiterhin jedes aus dem Speicher 148 ausgelesene
Wort vier Bits des Hochpegel- und des Niedrigpegel-Videosignals
umfaßt, müssen dem Speicher 148 die Adressen
über die Leitung ADDR während eines Lesezyklusses
mit einer Folgefrequenz gleich 1/4 der Folgefrequenz
des Signals RDCLK zugeführt werden.
Wie der Vergleich der Fig. 4F mit der Fig. 4E und
der Fig. 4H mit der Fig. 4G zeigt, beginnt der
Lesezyklus jeweils mit Beendigung des Schreibzyklus.
Dabei erscheint es notwendig, darauf hinzuweisen, daß
die Hochpegel- und Niedrigpegel-Videodaten lediglich
während des Lesezyklus über die Leitungen 176 und 175
an die Sichtanzeige 118 weitergeleitet werden. Auch
wird der Ablenkstrahl der Sichtanzeige, beispielsweise
in Form eines Rundsichtanzeigegerätes, durch das
Signal SWG auf der Leitung 177 jeweils mit Beginn
eines Lesezyklus ausgelöst. Die Zeitdauer zwischen
dem Ende eines Lesezyklus und dem nächsten Radartriggerimpuls
kann als Wartezyklus umschrieben werden,
in dem weder ein Videoempfangssignal von dem digitalen
Radarvideosignalrechner 116 verarbeitet noch ein Videoausgangssignal
an die Sichtanzeige 118 weitergeleitet
wird.
Fig. 4B zeigt beispielsweise den zeitlichen Verlauf
eines Videoempfangssignals als Eingangssignal für
den digitalen Radarvideosignalrechner 116, wie es auf
der Leitung 122 auftreten kann. Die Spitzen 320 bis
327 stellen Echosignale von verschiedenen Zielen innerhalb
des von der Radarantenne abgetasteten Bereichs
dar. Die an den negativen Anschlußklemmen der Spannungsvergleicher
124 und 126 in Fig. 2 anliegenden Spannungen
sind in Fig. 4B als obere und untere Schwelle
eingezeichnet. Die Fig. 4C und 4D zeigen den zeitlichen
Verlauf der zugehörigen Signale auf den Leitungen
132 und 134 von Fig. 2A, abhängig von den
in Fig. 4B eingezeichneten Schwellen. Dabei ist erkennbar,
daß die Impulse der Kurve gemäß Fig. 4C
breiter sind als die korrespondierenden Impulse gemäß
Fig. 4D, da das Videoempfangssignal gemäß Fig. 4B
die untere Schwelle jeweils für eine längere Zeitperiode
überschreitet, als die höher liegende Schwelle.
Weiterhin ist erkennbar, daß die Spitze 324 zwar die
untere Schwelle überschreitet und damit als Impuls
der Kurve von Fig. 4C erscheint, nicht aber in der
Kurve von Fig. 4D. Solange der Impulsdehnungsschaltkreis
198 nicht blockiert ist, wirken alle Spitzen oder
Impulse als Auslöseimpuls für die Impulsdehnung. Bei
der Ausführungsform nach Fig. 5 mit Auslösung des Impulsdehnungsschaltkreises
durch das Hochpegel-Signal
abhängig vom Signal auf der Leitung VLS würde die
Spitze 324 keine Impulsdehnung nach sich ziehen. Obwohl
die Kurve gemäß Fig. 4B nicht maßstabsgerecht gezeichnet
ist, würde die Zeitdauer der Spitzen 320
bis 323 durch den Impulsdehnungsschaltkreis 198 aus
zweierlei Gründen nicht verlängert werden. Erstens weisen
die Spitzen 320 bis 323 eine relativ große Zeitdauer
auf, wie es für relativ starke Echosignale von
Zielen in der Nähe zu erwarten ist. Zweitens würde
das Ausmaß der von der Vorderflanke der Impulse anzurechnenden
Impulsdehnung wegen der Nähe der Ziele -
man siehe Fig. 3 - lediglich eine relativ kleine Anzahl
von Entfernungszellen erfassen. Demzufolge würde das
Impulsdehnungssignal auf Leitung 187 von Fig. 2B vor
den Hochpegel- und Niedrigpegel-Zielanzeigen auf den
Leitungen 168 und 162 verschwinden. Dagegen würden
die kürzeren Impulse, insbesondere die des Hochpegel-Videosignals,
die mit den Spitzen 325 bis 327 korrespondieren,
durch den Impulsdehnungsschaltkreis 198 verlängert.
Auch in diesem Falle ist das Ausmaß der Dehnung,
wie Fig. 3 zeigt, abhängig von der Entfernung des Zieles.
Claims (4)
1. Schaltungsanordnung zur Verarbeitung und Darstellung von
Radarechosignalen in einer Radaranlage, welche auf mehrere
Entfernungsbereiche einstellbar ist, mit einem Schwellwertvergleicher
(124, 126), der die Signalspannung der Radarechosignale
mit einem Schwellwert vergleicht, zum Liefern
eines Impulses enthaltenden Vergleichssignals und mit Schaltungsmitteln
zur Veränderung der Signaldauer der Radarechosignale
in Abhängigkeit von der Entfernung der die Radarechosignale
reflektierenden Zielobjekte, gekennzeichnet durch
eine Zeit-Steuereinrichtung (300, 194, 90), mit der die im
Vergleichssignal enthaltenen Impulse mindestens für eine Entfernungsbereichseinstellung
in Abhängigkeit von einer Zunahme
der Entfernung der reflektierenden Zielobjekte zeitlich verlängert
werden.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß im Schwellwertvergleicher (124, 126) ein Schwellwertvergleich
der Signalspannung der empfangenen Radarechosignale
mit einer Mehrzahl von Amplitudenpegeln durchführbar
ist und daß die Zeit-Steuereinrichtung (300, 194, 190) abhängig
vom Auftreten eines beim Vergleich mit einem, insbesondere
dem niedrigsten, Amplitudenpegel gebildeten Impulse
des Vergleichssignales auslöschbar ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Zeit-Steuereinrichtung (300, 194, 190)
einen Zähler (194) enthält, der abhängig von jeweils Zielobjektentfernungen
oder Zielobjektentfernungsbereichen voreinstellbar
ist und bei Erreichen eines bestimmten Zählerstandes
ein die entfernungsabhängige Impulsverlängerung beendendes
Signal abgibt.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß der Zeit-Steuereinrichtung (300,
194, 190) eine Stör-Unterdrückungsschaltung (159, 160) mit
einem Speicher (160) zur Bereithaltung von Vergleichssignalen
einer vorausgegangenen Radarimpulsperiode und mit einer Vergleichseinrichtung
(159) zum Vergleich dieser Vergleichssignale
mit einem gegenwärtig auftretenden Vergleichssignal vorgeschaltet
ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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US4723124A (en) * | 1986-03-21 | 1988-02-02 | Grumman Aerospace Corporation | Extended SAR imaging capability for ship classification |
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US3391403A (en) * | 1967-02-24 | 1968-07-02 | Westinghouse Electric Corp | Digital optimum weighted statistical detector |
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