NO149829B - Pulsradaranlegg - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår pulsradaranlegg omfattende organer som er innrettet til å omdanne et radarekkosignal til en spenningsbølgeform og som har et antall diskrete spenningsnivåer og omfattende tidsvarighetssøkende organer, samt organer til visuell indikering.

Med kjente radaranlegg for maritimt bruk, har det hittil vært vanskelig å detektere mål på store avstander på en skjerm av PPI-typen. For en gitt rekkeviddeinnstilling er ekko fra mål på stor avstand meget vanskeligere å behandle enn tilsvarende ekko på korte avstander. Uten særlig kompensasjon vil de videosignaler som overføres til PPI-skjermen og som skyldes mål på store avstander, ikke frembringe tilstrekkelig elektronstrålenergi til å danne en lys flekk på den fluoriserende skjerm sammenliknet med lysst-yrken som skyldes mål på korte avstander. Hvis PPI-skjermen videre mottar et signal med bestemte nivåer

på grunn av en terskelverdi detektering, vil identiske mål ved forskjellige rekkeviddeinnstillinger bli gjengitt med forskjellig tidsvarighet, fordi ekkosignalet fra en gjenstand på stor avstand er svakere og derfor bare er større enn terskelverdien i et 'forholdsvis kort tidsrom.

Mål på store avstander opptrer kun som tynne buer og er derfor vanskelig å detektere visuelt.

Det er tidligere kjent å benytte følsomhet-tids-styring

med henblikk på å redusere mottagerens forsterkning ved de korte rekkevidder, slik at målene kan detekteres selv om det forekommer kraftig sjøstøy. Selv om det primære formål med følsomhets-tids-styring har vært å korrigere for virkningen av sjøstøy som skaper et lysende område rundt PPI-skjermens sentrum, er denne styring også bruk-bar som kompensasjon for ekko på forskjellige avstander der ekkosignalene har forskjellige amplituder. På grunn av mottagerens begrensede dynamikkområde, er denne styring imidlertid ikke en effektiv måte å kompensere for ekko

med varierende amplituder som er mottatt på stor avstand.

Det fra US patent nr. 3-423.627 tidligere kjent å strekke pulsene, men formålet er imidlertid et annet enn ved foreliggende oppfinnelse. Pulsene skal strekkes for at mål som ligger tett ved hverandre skal kunne skjeldnes fra hverandre. Dette er noe helt annet enn det som tilstrebes ved foreliggende oppfinnelse der oppgaven er å få til en-ensartet indikasjon eller fremvisning av mål uansett rekkevidden.

De lengere pulser medfører riktignok en dårligere defini-sjon enn det man oppnår ved kortere rekkevidder, men det kan være nødvendig for å oppnå et akseptabelt signal-støy-forhold ved store rekkevidder. Større pulsbredde medfører også en forbedret gjengivelse på PPI-skjermen ved de store rekkevidder, men i denne teknikk er det ikke en effektiv løsning når det gjelder å forbedre det totale bilde, fordi pulsene også er lenger i forbindelse med mål som ligger nær ved antennen.

En annen metode til forbedring av den visuelle gjengivelse av mål over store avstander kjennes fra beskrivelsen i US patent nr. 2.472.209 der pulsene til PPI-skjermen økes

i varighet for lettere å kunne detekteres visuelt. Denne teknikk medfører imidlertid en forvrengning av den visuelle detektering av mål på kort avstand der signalet har tilstrekkelig styrke innen det behandles ifølge den kjente teknikk.

Radaranlegget ifølge oppfinnelsen omfatter organer til omformning av et radarekkosignal til en spenningsbølgeform som har et antall adskilte spenningsnivåer, der de omformende organer er forbundet med organer som øker tidsvarigheten av det ene nivå som er direkte funksjon av rekkevidden, en endelig finnes det organer som er innrettet til visuell gjengivelse av utgangssignalet fra organene til økning av signalvarigheten. De sistnevnte organer kan fortrinnsvis være innrettet til å øke tidsvarigheten ved det ene nivå ved å innføre data i en teller i forhold til rekkevidden ved nivåets begynnelse og deretter til å telle telleren frem inntil det forekommer en mente som med-fører at det nevnte nivå ikke lenger opprettholdes. Det visuelle indikeringsorgan omfatter fortrinnsvis et katode-strålerør som arbeider etter PPI-prinsippet.

Radaranlegget omfatter fortrinnsvis organer til lagring

av digitale representasjoner av spenningsbølgeformen i løpet av en første tidsperiode og til utlesning av repre-sentasjonen i løpet av annen tidsperiode .som i det minste for noen radarrekkeviddeinstillinger er større enn den første tidsperiode.

Anlegget omfatter fortrinnsvis også organer til eliminering av interferensfenomener i spenningsbølgeformen før den overføres til organene til forlengelse av signalvarigheten. Organene til eliminering av interferens omfatter fortrinnsvis organer til lagring av digitaliserte representasjoner av bølgeformen til sammenlikning av sammenhørende rekkevidderepresentasjoner fra to på hverandre følgende utsendte pulser, samt til frembringelse av en aktiv signalrepresentasjon båre når begge de sammenliknende signaler er aktive.

Fortrinnsvis er omformningsorganene innrettet til å omforme en ekkobølgeform i to signaler som er representert ved at minst to forskjellige amplitudenivåer og organene til forlengelse av signalvarigheten settes i virksomhet av det signal som representerer det lave amplitudenivå

i ekkobølgeformen.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene der: Fig. 1 viser et blokkdiagram for et radaranlegg der opp-

finnelsen er særlig velegnet,

fig. 2A og 2B er skjematiske diagrammer av en digital behandlingsenhet ifølge oppfinnelsen for radarvideosignaler, fig. 3 er en grafisk fremstilling som angir omfanget av pulsstrekning som funksjon av lageradressetellerbit som er tilknyttet rekkevidden,

fig. 4 viser en rekke bølgeformer som kan forekomme ved de viste utførelsesformer for anlegget ifølge oppfinnel-

sen, og

fig. 5 viser skjematisk en annen utførelsesform for kop-lingen mellom et utgangsregister og den på fig. 2B viste krets for strekning av pulser.

På fig. 1 er det vist et blokkdiagram for grunnenheten i

et maritimt radaranlegg i PPI-typen med trekk ifølge oppfinnelsen. Utsendelse av en radarpuls startes av en pulsgenerator 100 som samtidig overfører radartrigger-

pulsen til modulatoren 102 og til den digitale behandlingsenhet 116 for radarvideosignaler. Modulatoren frem-bringer den bølgeform som skal sendes ut og overfører bølgeformen gjennom en transformator 104 til en magnetron 106, der den fortrinnsvis omformes til pulserende mikrobølge-effekt. Pulsgeneratoren, modulatoren, transformatoren og magnetronen utgjør senderen 108. En dukplekser 110

er innrettet til å overføre mikrobølgeeffekten fra sen-

deren til en antenne 112 i løpet av en del av radarpulsperi--oden og er innrettet til å overføre radarretursignaler fra antennen til en mottager 114 i løpet av den resterende del av radarpulsperioden. Vanligvis er antennen anbrakt på en mast (ikke vist) på skipet slik at radarpulsene kan sendes ut stort sett uhindret. Videre brukes det normalt også en motor 115 til rotasjon av antennen.

Hvis en utsendt radarpuls treffer en gjenstand f.eks. et

skip 116, reflekteres det ekkosignaler tilbake til antennen 112 der signalene koples via duplekserne til

mottagerne 114 . Den tid som er gått fra utsendelsen til mottagningen av radarsignalet er proporsjonal med radar-signalets tilbakelagte distanse. Por hver utsendt radarpuls kan inngangssignalet i mottageren på denne måte ha form av et tog av ekkosignaler eller pulser fra gjenstander med forskjellige avstander til antennen. Ekkoene kan deles opp i egentlige mål som er av interesse og forstyrrelser som ikke er av interesse. Mottageren forsterker retur-pulsene og omformer disse til et mellomfrekvenssignal og deretter til et videosignal som overføres til en digital behandlingsenhet 116, som vil bli nærmere forklart i forbindelse med fig. 2A og 2B. Kort forklart detekteres utgangssignalet fra mottageren i forhold til en terskelverdi slik at det fremkommer to adskilte signalnivåer som samples løpende der hvert sampel er knyttet til bestemt rekkevidde. Signal-støydiskriminering frembringes ved bare å presentere aktive signaler når to eller flere av fire på hverandre følgende sampler indikerer en detektering. Utgangssignalet fra en enhet for bevegelseslikt vindu samples og holdes. Disse eksempleringer kombi-

neres til digitale ord som lagres i en hukommelse for utlesning i ikke-sann tid. Hver bit i hver adresse svarer til en rekkeviddecelle. De digitale ord som sist er lest ut av lagret, omformes til to kontinuerte pulsstrømmer. Etterat signalene er underkastet interferensavvisning,

økes pulsenes tidsvarighet som en direkte funksjon av rekkevidden. Det resulterende utgangssignal føres til en indikator 118, der signalet gjengis etter PPI-prinsippet.

På fig. 2A, 2B er det vist et skjematisk blokkdiagram for den digitale behandlingsenhet ifølge oppfinnelsen, der radarvideosignalene behandles. De innkommende radarretursignaler i analog form, føres fra mottageren til den digitale behandlingskrets via ledningen 122, idet signalene innføres til de positive inngangsklemmer på to spenningskomparatorer 124 og 126. Komparatorenes negative inngangsklemmer er forbundet med en spenning pluss V via potesiometret 128 og 130, der spenningen pluss V alltid er større enn den største mulige signalverdi på ledningen 122. Potensiometrenes ene ende er forbundet med jord. Ved hjelp av denne anordning kan inngangssignalene til spenningskomparatorenes negative inngangsklemmer justeres individuelt mellom null og +V volt. Spenningskomparatorene 124 og 126 er innrettet til å frembringe en lav utgangs-spenning som representerer et logisk null når det positive inngangssignal er mindre enn det negative inngangssignal og er innrettet til å frembringe en høy utgangs-spenning som representerer logisk 1 når det positive inngangssignal overskrider det negative inngangssignal. Når signalet på ledningen 122 overstiger det spenningsnivå som hersker på den negative inngangsklemme på komparatoren, vil komparatoren frembringe et utgangssignal som angir en logisk 1 tilstand. Omvendt vil utgangssignalet fra utgangsseparatoren representere en logisk 0 tilstand når signalet på ledningen 122 er mindre enn spennings-nivået på den negative inngangsklemme. Den beskrevne terskelverdibestemmelse er en analog/digitalomformning til to bestemte nivåer. Når potensiometrene er innstilt korrekt, vil utgangssignalene på ledningene 132 og 134 være et tog av digitale pulser der hver puls svarer til et bestemt radarekko i utgangssignalet fra mottageren. Det skal også bemerkes at da hver puls har relasjon til en bestemt ekkomottagningstid vil hver puls ha en til-hørende rekkevidde. Det foretrekkes å stille inn potensiometrene 128 og 130 slik at spenningen på den negative inngangsklemme på spenningskomparatoren 124 er større enn spenningen på den negative inngangsklemme på spenningskomparatoren 126. Da inngangssignalene til de positive' inngangsklemmer på begge spenningskomparatorer er like, vil utgangssignalet på ledningen 134 være et videosignal ved høyt nivå, mens utgangssignalet på ledningen 132 vil være et videosignal ved lavt nivå. Med andre ord kan noen ekko i videosignalet krysse komparatorens 126 terskelspenning og bli omformet til en digital puls, idet komparatorens 124 terskelspenning ikke krysses. I alle til-felle vil en puls på ledningen 132 vanligvis ha større tidsvarighet enn tilsvarende puls på ledningen 134. Hen-sikten med å ha videosignaler ved høyt og lavt nivå vil fremgå senere av beskrivelsen.

Utgangssignalene fra spenningskomparatoren 124 og 126 over-føres til respektive trebits skyveregistre 202 og 200

som klokkestyres ved forkanten av videosamplingshastigheten (VSR-1). Tidsstyringen av VSR-1 vil bli nærmere forklart i forbindelse med en tidsstyreenehet 300. De tre lagrede samplingsbit fra skyveregistret 200 føres sammen med bitene på ledningen 132 gjennom AND-porter 204b-g, slik at det vil bli frembrakt logisk 1 på inngangen av en NOR-port 201 hvis to av fire bit er logisk 1 på inngangen, hvorved det vil bli frembragt et logisk 0-signal på ledningen 205. Nærmere bestemt foregår det i AND-porten 204b en AND-operasjon på signalet på ledningen 132 og den første av de nettopp forekommende sampler på ledningen 240, i porten 204c frembringes en AND-operasjon på signalet på ledningen 132 og den annen av de nettopp forekommende eksempleringer på ledningene 241 og i AND-porten 204d frembringes en AND-operasjon på signalet på ledningen 132 og den tredje av de nettopp forekommende sampler på ledningen 242. Det nevnte første sampel på ledningen 240 AND kombineres med det annet sampel på ledningen 24l i AND-porten 204e osv. Det ene inngangssignal til AND-porten 204a frembringes via ledningen 132, mens det annet inngangssignal er PALL (pass all) fra tidsstyreenheten 300. Hvis PALL er logisk 1, vil alle logiske 1-signaler på ledningen 132 bli ført gjennom NOR-porten 201. Dette medfører at et logisk 1 på PALL deaktiviserer to av de fire ovenfor beskrevne samplings-rutiner og det lave nivå vil bli overført direkte til

ledningen 205. Når anlegget er i drift og rekkeviddevenderen er stillet inn på en rekkevidde på tre sjømil eller mindre, vil PALL være logisk 1 slik at alle data ved lavt nivå på ledningen 132 overføres til ledningen 205. Når rekkeviddevenderen er stilt inn på en større rekkevidde enn tre sjømil, skal to av de fire nettopp forekomne eksempleringer være logisk 1 for at det skal fremkomme en aktiv signalrepresentasjon til det neste behandlingstrinn på ledningen 205. I tilfellet av høyt videonivå fungerer AND-portene 206a-g og NOR-porten 203 på samme måte som beskrevet i forbindelse med AND-portene 204a-g og NOR-porten 201.

Skyveregistrene 200 og 202, AND-portene 204-a-g og 206a-g samt NOR-portene 201 og 203 utgjør en forbehandlingsdel 250. Når det på forkanten av VSR-1 innleses et nytt sampel i skyveregistrene 200 og 202, behandles et nytt sett på fire sampler (der tre av samplene stammer fra det foregående sett). Forbehandlingsdelen 250 betegnes derfor ved den kjente teknikk som en krets for bevegelig vindu. Kretsens største funksjon er å diskriminere mot støy,og selv om støysignalet kan overskride den tidligere omtalte terskelspenning, vil den statistiske sannsynlighet for at to av fire eksempleringer overskrider terskenspenningen, være meget liten. En annen virkning av forbehandlingsdelen er å øke sannsynligheten for måldeteksjon ved at det kreves mer enn et sampel pr. rekkeviddecelle da varigheten for en rekkeviddecelle blir større for større rekkeviddeinnstillinger og da den utsendte puls' bredde ikke økes proporsjonalt. Det vil kunne forstås at selv om det ved den beskrevne utførelsesform er valgt en forbehandlingsdel som er basert på to av fire eksempleringer, kan det være fordelaktig å øke antallet av eksempleringer som bedømmes samtidig, slik at det kreves et varierende antall eksempleringer for å tilfredsstille detekteringskriteriet.

Formålet med eksemplerings-og holdekretsene 136 og 138,

med serie-parallellomkoplerne 142, 143, lager- og dataregistre 135> lagre 148 og parallell-seriekoplerne 150

og 152 er nærmere forklart i beskrivelsen i US patent 4.107.673» Nærmere bestemt er det ved maritime radaranlegg meget ønskelig å endre rekkeviddéinnstillingen. F.eks. kan det i rom sjø være ønskelig å detektere mål innenfor en avstand på opptil 48 sjømil. Hvis det imidlertid kreves en større nøyaktighet, såsom ved manøvrering i havner, er det ønskelig å ha vesentlig kortere rekkevidder så som 0,25 sjømil. Da skrivehastigheten i anlegg med sann tid er omvendt proporsjonal med radarens rekkeviddeinnstilling, har sveipehastigheten ved korte rekkeviddeinnstillinger vært så hurtig at fremviserskjermen ikke kunne motta tilstrekkelig elektronstråleenergi til at det frembringes en lysflekk som kan skjelnes fra bak-grunnslyset. Som angitt i det ovennevnte US patent, er det ønskelig å innskrive de didgitaliserte radarretursignaler i et lager med hastighet som er bestemt av rekkeviddéinnstillingen og deretter utlese data med en konstant hastighet som er uavhengig av rekkeviddéinnstillingen. Denne teknikk med ikke sann tid medfører en forbedret billed-gjengivelse selv i lyse omgivelser og anvendelse av for-enklede detektorkretser og videoforsterkere.

De forbehandlede signaler på ledningen 207 og 205 med henholdsvis høyt og lavt nivå (se fig. 2A) overføres gjennom sample-og holdekretsene 138 og 136 til serieparallell-omkoplerne 143 og 142. Da signalene ved både høyt og lavt nivå behandles identisk i disse to blokker, vil signalbehandlingen nu bli beskrevet for kretsen med det lave nivå. Det innkommende, forbehandlede videosignal ved lavt nivå

på ledningen 205 overføres til en inngang på en AND-port 208. Den annen inngangsklemme er et SA-1 taktpulssignal som også overføres til K-klemmen på en JK-vippe 216. Når SA-1 er i logisk O-tilstand, når K-klemmen på vippen er

0, og hvis signalet på ledningen 205 angir en detektering fra forbehandlingsdelen 250, vil AND-porten 208 frembringe

et logisk 1-signal på J-inngangsklemmen. Ved den neste taktpuls VSR-0 (komplementær til VSR-1) vil signalet på Q-klemmen bli logisk 0. Når SA-1 er i logisk 1-tilstand, vil K-klemmen på vippen være i logisk 1-tilstand og AND-porten 208 vil frembringe et logisk 0-signal på J-klemmen. Til den neste taktpuls VSR-0 vil Q-klemmen derfor få et logisk 1-nivå.. Tidsstyringen av SA-1 vil bli nærmere forklart senere i forbindelse med tidsstyreenheten 300. Det er imidlertid viktig her å merke seg at den tidsperiode da SA-1 er logisk 0 er lik en rekkeviddecelle. Da takspulshastigheten for VSR-1 er lik eller større enn hastigheten for SA-1,kan det være mer enn ett sampel i J-K vippen 216 for hver rekkeviddecelle være mer enn en SA-1, og enhver positiv detekterings-eksemplering som er holdt i J-K vippen 216 medfører at rekkeviddecellen angir detektering. Hver av eksempleringene i vippen 216 kjører til en posisjon for det bevegelige vindu 1 forbehandlingsdelen 250, der to positive av fire VST-1 eksempleringer er nødvendige for en deteksjon (der det antas at PALL er lik 0). Det forbehandlede videosignal med lavt nivå på ledningen 205 overføres også til en inverterende inngangsklemme på OR-porten 220. Som følge av dette fremkommer det en alternativ direkte vei fra ledningen 205 til serie-parallell-omkopleren 142 når det kun tas et enkelt sampel pr. rekkeviddecelle og det ikke er krav om å holde eksempleringen fra Q-klemmen til 0R-porten 224. Utgangssignalet fra 0R-porten 224 overføres til et 2-bits skyveregister 232 som også taktpulsstyres av SA-1. Skyveregis-teret 232 virker som en serie-parallell-omkopler, idet det seriemessig innleses fra OR-porten 224 og oppnås parallelle bits til dataregisteret 146. Av fig. 2A fremgår det også

at AND-porten 210, J-K vippen 218, OR-porten 228 og skyve-registeret 236 er koplet til de respektive enheter 208, 216, 224, 232 på den nettopp beskrevne måte. Forskjellen i virke-måte skyldes datainnlesningen med SA-0 som er det inverse av SA-1. Når data samples og holdes i vippen 216,vil vippen 218 således være slettet,og når data samples og holdes i vippen 218, vil vippen 216 være slettet. På hverandre

følgende rekkeviddeceller vil defor skiftevis bli innlest til skyveregistrene 232 og 236. Det følger av dette at det i løpet av to SA pulsperioder (to høye og to lave) vil bli innlest fire rekkeviddeceller til kombinasjon av skyveregistret 232 og 236. I løpet av denne samme tidsperiode innleses som tidligere nevnt, fire rekkeviddeserier med høyt nivå i serie-parallellomkopleren 143.

De parallelle bit fra serie-parallellomkoplerne 142 og 143

kan overføres til det på fig. 2B viste åtte bits data-register 146. Dataregisterets takstpuls styres av SB-0

der tidsstyringen av dette signal vil bli nærmere forklart i forbindelse med tidsstyreenheten 300. Det skal imidlertid her bemerkes at SB-0 har halvparten av sekvensen for SA-0.

Man vil derfor se at samtidig med at det innledes fire bit

i serie-parallellomkopleren 142 og samtidig med at det innleses fire bit i serie-parallellomkopleren 143, vil kombi-nasjonen av åtte bit eller rekkeviddeceller bli innlest i åtte bit dataregistre 146. Det således dannede åtte bits ord består derfor av de fire minst betydelige bits svarende til fire rekkeviddeceller ved høyt nivå og fire mest betydelige bits svarende til fire rekkeviddeceller ved lavt nivå.

8-bit dataordet i dataregisteret 146 innledes i lagret 148

ved hjelp av sekvensielle adresser som frembringes av tidsstyreenheten 300 (ADDR). Når hvert 8-bit dataord er innført i lagret, telles lageradressetelleren (MAC) 308

frem. Den hastighet hvormed ordene innskrives i lagret,

vil bli nærmere belyst i forbindelse med tidsstyreenheten 300. Det største antall rekkeviddeceller eller bit for en radarperiode er 256. Da det finnes videosignaler både med høyt og lavt nivå, kan lagret 148 romme 512 bit i form av 64 ord på hver 8-bit. Lagret kan bestå av en kaskade av direktelager (RAM), såsom Texas Instrument 74S189 16 x 4 eller det kan bestå av flere integrerte kretser såsom Signetic 82S09 64 x 9. Skyveregisterene kan også benyttes som lagerorganer. I løpet av en lager-

lesesyklus utleses ordene i samme rekkefølge som de hadde da det ble innført, men med en hastighet som er uavhengig av rekkeviddéinnstillingen. For hver adresse telles MAC frem.

For de korte rekkeviddeinnstillinger er lesehastighheten meget langsommere enn skrivehastigheten hvorved det oppnås en forbedret gjengivelse som er forklart i beskrivelsen til US patent nr. 4.107.673. For hvert ord som leses ut vil de fire bit som representerer det lave nivå, bli innlest i parallell-serieomformeren 150 og de fire bit som representerer det høye nivå, innleses i parallell-serieomformeren 152. Hver av disse omformere omfatter typisk en fire-til-en-velger som styres av et logisk signal SCON-avsøker gjennom de fire bit fra lagret 148 med en hastighet som er fire ganger større enn den hastighet hvormed ordet ble utlest fra lagret 148 ved hjelp av signalet ADDR. De nevnte omformere kunne også bestå av firebit skyveregistre. Utgangssignalene fra parallell-serie-omf ormerne er kontinuerlige binære bølgeformer.

Formålet med forbehandleren 250 er som tidligere påpekt,

å medføre en støydiskriminering innenfor en enkelt avsøk-ningsperiode, idet det kreves to positive eksempleringer ut av fire eksempleringer i det bevegelige vindu. Dette er i motsetning til formålet med det interferensavvisende lager 160 som er innrettet til å frembringe en støy-eller interferendsdiskriminering ved å sammenlikne hver rekkeviddecelle i en avsøkningsperiode med den tilsvarende rekkeviddecelle fra den foregående avsøkning. På grunn av den forholdsvis lave sannsynlighet for at det vil forekomme tilfeldig støy i samme rekkeviddecelle i to på hverandre følgende avsøkninger utføres det'en NAND-operasjon på

det lave utgangsnivå fra parallell-serieomformeren 150

på ledningen 156 av det samme signal, tidsforsinket én avsøkningsperiode i NAND-porten 159. For å oppnå et logisk 0-signal på ledningen 162 hvorved det angis et ekko-retursignal, skal signalet både i rekkeviddecellen

på ledningen 156 og den tilsvarende rekkeviddecelle fra den tidligere sendte puls på ledningen 158 begge være i en logisk 1-tilstand. Det interferensavvidende lager l60 omfatter fortrinnsvis et direktelager 256 x 1 RAM, såsom Fairchild 93410 (RAM) eller et skyveregister. I tilfellet man har et lager med direktelager, vil signalet ADDRM adressere bitene i det interferensavvisende lager svarende til den rekkeviddecelle som utleses fra parallell-serieomformeren 150. Under den første fase av taktpulssignalet ADDRM gjøres innholdet av adresseposisjonen tilgjengelig for NAND-porten 159 til sammenlikning med foreliggende tilsvarende rekkeviddecelle. I løpet av den annen fasé" av ADDRM vil den foreliggende tilsvarende rekkeviddecelle

på ledningen 156 bli innlest i det interferensavvisende lager der adressen er den samme i begge faser. I tilfellet det benyttes et skyveregistermønster vil ADDRM omfatte et takstpulssignal slik at det interferensavvisende lager medfører en tidsforsinkelse på en avsøkning,svarende til en radarpulsperiode. På ledningen IR DISABLE

fra tidsstyreenheten 300 frembringes et logisk styresignal slik at signalet på ledningen 158 opprettholdes i logisk 1-tilstand når en interferensavvisende vender 304 er i slukket stilling. Interferensavvisningen er bare frembragt for videosignaler ved lavt nivå, men via OR-porten 163 kan interferensavvisningen innvirke på videosignalet ved høyt nivå på ledningen 164.

Den pulstrekkende krets 198 som vil bli beskrevet i det følgende st;artes av et høyt signal på ledningen 156 og et høyt signal fra det interferensavvisende lager (lavt nivå) på ledningen 158, hvilke signaler tilsammen angir et ekko-retursignal. Disse to 1-tilstander på NAND-porten 159 medfører et 0 på ledningen 162 som på sin side medfører et 1 på ledningen 164 ved utgangen av en OR-port 163. Ledningen 164 er forbundet med et utgangsregister 174. Tilstedeværelsen av et mål på videosignalet ved lavt nivå, vil således bli overført til en visuell indikator 118 på ledningen 175, der Q-klemmen er i O-tilstand. Den tilsvarende 1-tilstand på ledningen 178 fra Q-klemmen detekteres i forkanten ved hjelp av en J-K vippe 180. Nærmere bestemt vil J-K-multivibratoren fungere som en vippe av D-typen når J- og K-klemmen er koplet sammen. Når det ikke er noe aktivt signal tilstede, vil det på ledningen 178

bli overført et 0 til NAND-porten 184, og ledningen 182 er i 1-tilstand. Når tilstanden på ledningen 178 blir logisk 1, hvorved det indikeres tilstedeværelse av et ekko-retursignal, vil ledningen 182 forbli på et høyt signal, og ledningen 186 går til logisk 0. En taktpuls senere (gjeldende for vippen 180) vil Q-klemmen gå til et lavt nivå, slik at ledningen■186 til NAND-porten 184 går tilbake til logisk 1. Resultatet av det som her er beskrevet, tilsvarer en konvensjonell forkantdetektor. Det tredje inngangssignal til NAND-porten 184 overføres fra pulsstrekké-ledningen l87s slik at pulsstrekkekretsen ikke vil bli startet på. nytt, mens det allerede er aktivt. Videre finnes det et signal PS DISABLE fra tidsstyreenheten 300, slik at multivibratoren l80 kan holdes i den slettede tilstand, hvorved forkantdeteksjon og pulsstrekning forhindre.

Når forkanten av et ekko-retursignal er blitt detektert

ved angivelse av en negativ puls på ledningen 186, skjer det samtidig to ting. Då J-klemmen på J-K-multivibratoren 190 opptrådt med logisk 0 og ledningen 186 er forbundet med K-klemmen vil for det første den neste taktpuls bevirke at Q-klemmen går over i det logiske O-tilstand. Denne tilstand, som via ledningen 187 overføres til OR-portene 170 og 163, bevirker fortsettelse av et aktivt signal til den visuelle indikator for videosignalet ved både høyt og lavt nivå, selv om tilstedeværelsen av et ekko-signal fjernes fra de respektive ledninger 168 og 162.' Denne pulsstrekkende virkning fortsettes inntil vippen 190 slettes fra telleren 194 via ledningen 182. Den negative puls på ledningen.186 medfører for det annet at telleren 194 mottar

data som representerer rekkevidden. Data mottas fra lageradressetelleren (MAC) 308 og innleses på klemmene A-D i telleren 194. Lageradressen omfatter 6 bit (A0-A5) for 64 lokalstasjoner i lagret som tidligere beskrevet. På lesepulsen innleses det inverse av de fire mest fremtredende bit i telleren der bitene er omformet ved hjelp av om-formerne 306, 307, 308 og 309. Idet adressen for dato er

proporsjonal med rekkevidden og da det innleses det inverse av adressen oppnås at jo større rekkevidden er desto mindre vil den verdi som bli innlest i telleren være. Dette betyr at jo større rekkevidden er jo lenger tid vil det ta å telle ut målingen. På fig. 3 er det vist en grafisk fremstilling som angir graden av pulsstrekning i forhold til rekkevidden. Abscissen angir de omformede biter A5-A2 for lageradressetelleren. I parentes er det angitt de tilsvarende rekkeviddeceller. Ordinaten angir antall av rekkeviddeceller eller lesetaktpulser (RDCLK) før menten føres ut. For eksempel er lageradressecellebitene A5-A2 (mellom rekkeviddecellene 128 og 143) 1000, som ved omformning gir det på abscissen viste 0111. Hvis multivibratoren l80 detekterer en forkant i løpet av rekkeviddecellene 128-143, innleses 0111 i telleren 194. Som vist på ordinataksen vil telleren 194 være talt opp til 1111 åtte RDCLK-pulser hvorved menten leses ut. Menten føres gjennom to omformende forsterkere 195 og 196 og en OR-port 197 til sletning av multivibratoren 190. Denne sletning har fortrinnsrett foran pulsstrekningen da Q-klemmen ble tvunget til en 1-tilstand. Radarutløserpulsen (RT) til OR-porten 197 sikrer at det ikke forekommer pulsstrekning ved begynnelsen av radaravsøk-ningsperioden.-.: C- og P-klemmer på telleren 194 overvåkes med hensyn til tellerverdi og mente. Når apparatet er i drift, vil den pulsstrekkende krets 198 detektere over-kanten av en puls som representerer detektering av et lavt videosignal og proporsjonalt strekke denne puls og den tilsvarende puls ved høyt nivå i direkte avhengighet av rekkevidden. Det er viktig å bemerke at pulsstrekkekretsen startes fra forkanten av pulsen slik at varigheten

av det gjengitte pulssignal på ledningen 176 eller ledningen 175 ikke endres selv om varigheten av pulsen på ledningen 168 overskrider det indikerte omfang av strekningen. I et typisk eksempel summeres videosignalet ved høyt og lavt nivå til den visuelle indikator 118 og koples til videofor-sterkeren (ikke vist) som er forbundet med katoden (ikke vist) i katodestrålerøret (ikke vist) for modulering av strålestyrken. Videosignalet ved høyt og lavt nivå med-fører et bilde på PPI-skjermen med to styrkenivåer (lavt og lavt pluss høyt) foruten bakgrunnsnivået da det ikke er noen detektering. SWG-pulsen som er overført fra tidsstyreenheten 300 gjennom utgangsregistret 174 til den visuelle indikator 118, utløser generatoren for en avbøyningsbølge-form ved begynnelsen av hver avsøkningsperiode.

På fig. 5 er det vist en alternativ utførelsesform for kop-ling mellom utgangsregistret 174 og den på fig. 2B viste pulsstrekkekrets 198. Som tidligere forklart i forbindelse med fig. 2B innføres videosignalene ved høyt og lavt nivå til registret 174 på ledningene 164 og 172, og signalet på Q-klemmen overføres til den visuelle indikator.

På fig. 5 er de respektive Q-utgangsklemmer forbundet med en velger l8l som er innrettet til å velge det videonivå med hvilket trekningen av pulsene startes. Et styresignal VLS for tidsstyreenheten 300 bestemmer om videosignalet med høyt nivå på ledningen 179 eller videosignalet med lavt nivå på ledningen 178 skal overføres til den pulsstrekkende krets 198. Det er å foretrekke å benyttes videosignalet ved lavt nivå til start av pulsstrekning under normale operasjons-betingelser der det ønskes strekning for et akseptabelt bilde med mål i stor avstand hvor det normalt ikke fører' til deteksjon som skjærer den høye terskelverdi. Det kan også forekomme situasjoner der det er fordelaktig å starte pulsstrekkekretsen i avhengighet av deteksjon av videosignalet ved høyt nivå, noe som betyr at signaler detektert ved lavt nivå vil bli strukket, men at signaler som detekteres ved høyt nivå ikke vil bli strukket. Denne sammen-stilling tillater at mottagerforsterkningen kan økes opp til et nivå der det kan sees noen støy på radarskjermen uten at støyen blir strukket. VLS kan være bestemt av innstillingen med rekkeviddevenderen 302 slik at f.eks. start ved høyt nivå foretas for rekkevidder på 12 sjømil eller mindre, mens start ved lavt nivå skjer for større rekkevidder. VLS kan også fastlegges ved hjelp av en vender (ikke vist) på tidsstyreenheten 300.

Som tidligere nevnt er det fordelaktig å ha forskjellige rekkeviddeskalaer i et maritimt radaranlegg. Den viste utførelsesform omfatter ni innstillingsmuligheter som kan velges ved hjelp av rekkeviddevelgeren 302, som vist på

fig. 2B, er forbundet med tidsstyreenheten 300. Rekke-viddeskalaen er angitt i den nedenstående tabell I.

Rekkeviddevenderen adresserer et styrelager (ikke vist PROM) som er innbygget i tidsstyreenheten 300. Utgangssignalehe fra lagret er statiske styresignaler som er bestemmende for mange av radaranleggets operasjonsparametre. Det vil kunne forstås at det i det følgende refereres til en foretrukken utførelsesform, men at lagret kan programmeres på forskjellige måter til frembringelse av forskjellige operasjonsparametre. PALL-signalet er som tidligere diskutert, logisk 1 for tre sjømilsområdet og lavere, slik at forbe-handlingsenheten 250 hindres i å frembringe returdata til sample-og holdekretsene 136 og 138 når det detekteres to av fire sampler. Videre deaktiveres pulsstrekkekretsen 198 ved hjelp av PS DISABLE for 6 sjømilområdet og lavere ved å slette multivibratoren 180 slik at det ikke detekteres en forkant som ellers ville starte pulsstrekningen. Den proporsjonale pulsstrekning kan for det tredje deaktive-

res manuelt av det samme PS DISABLE styresignal ved å anbringe pulsstrekkevenderen 305 i sluttet stilling. Endelig kan det interferensavvisende lager 160 deaktiveres av IR DISABLE styresignalet ved å anbringe interferensavvis-ningsvenderen 304 i slukket stilling.

Det skal fortsatt vises til fig. 2A og 2B, og her vil tids-styrefunksjonene for styreenheten 300 bli nærmere forklart under henvisning til fig. 4 og tabell I. Som tidligere forklart foregår signalbehandlingen fra inngangen av den digitale behandlingsenhet 116 på ledningen 122 til lagring i hukommelsen 148 i sann tid. Innenfor en radarpulsperiode vil varigheten for en skrivesyklus som aktiveres av bølgeformene på fig. 4E og 4G, være bestemt av ekkoreturtiden for den til en bestemt rekkeviddeskala svarende største rekkevidde. Idet ekkoreturtiden f.eks. for 12 sjømils avstand er 148.15 mikrosekunder, vil ekkorepresen-tasjonen bli innskrevet i hukommelsen 146 i løpet av denne tidsperiode når anlegget er innstillet på 12 sjømils rekkevidde. Tilsvarende er returtiden for 24 sjømils avstand 296.3 mikrosekunder, og ekkorepresentasjonene vil da bli innskrevet i hukommelsen 146 i løpet av sistnevnte tidsrom når anlegget er innstillet på 24 sjømils rekkevidde. I tabell I er varigheten for en skrivesyklus for hver rekkeviddeinnstilling tilnærmelsesvis angitt ved returtiden. I løpet av en skrivesyklus som også kunne betegnes som samplingssyklus, overføres tidsstyreenheten 300 VST-1 til skyveregistrene 200 og 202, SA-1 og SA-0 til samplings-og holdekretsene 136 og 138 og til serie-parallellomformerne 142 og 143, SB-0 til dataregistret 146 og ADDR til hukommelsen 148 som vist på fig. 3- Skrivesyklusen påbegynnes ved radarutløserpulsen som vist på fig. 4A. Ved den foretrukne utførelsesform er senderepetisjonsfrekvensen (PRP) 1000 Hz for rekkeviddeinnstillinger på 6 sjømil eller mer, mens PRF er 2000 Hz for rekkeviddeinnstillinger mindre enn 6 sjømil.

Tidsstyringen frembringes ved hjelp av en enkelt krystall-styrt taktpulsoscillator (CLOCK) 301, hvis frekvens er bestemt av antallet av rekkeviddeceller som skal lagres ved en rekkeviddeinnstilling på 0,75 sjømil. Når returtiden er ca. 9,26 mikrosekunder som vist i tabell I, og det ønskes en oppløsning på 256 lagrede rekkeviddeceller pr. videonivå, benyttes en taktpulsfrekvens som i dette tilfellet også svarer til frekvensen for VSR-1 på 27.6481

MHz. Det skal påpekes at når den maksimale VSR-1 hastighet svarer til 27.6481 MHz og når returtiden i sann tid er på 3-08 og 6.17 mikrosekunder for rekkeviddéinnstillingen på henholdsvis 0,25 og 0,5 sjømil vil det bare finne sted henholdsvis 85 og 170 sampler eller rekkeviddeceller for disse rekkeviddeinnstillinger. Det skal videre bemerkes at en hurtigere taktpuls kunne medføre full utnyttelse av de 256 lagerceller for de nevnte to rekkeviddeinnstillinger. En hurtigere taktpuls vil imidlertid komplisere konstruk-sjonen av behandlingsenheten for videosignalene, slik at anlegget ville bli vesentlig fordyret. Por rekkeviddeinnstillinger på 0,75 sjømil og mer, lagres derfor 256 høyni-våceller og 256 lavnivåceller i hukommelsen 148, hvorved de 64 8-bit adresser fylles helt opp. I tilfellet av. rekkeviddeinnstillinger på 0,25 og 0,5 sjømil, vil det imidlertid bare bli benyttet henholdvis 22 og 43 av 8-bit adressene.

VSR-1 er for alle rekkeviddeinnstillinger bestemt ved å dividere CLOCK med N, der N er angitt i tabell I. F.eks.

for 48 sjømils innstilling er VSR-1 ca. 3-456 (27-6481:8)

MHz, slik at det i en sampelsyklus på 592.59 mikro-

sekunder frembringes 2.048 eksempleringer eller 8 eksempleringer for hver av de 256 rekkeviddeceller. For 12-sjømils-området er VSR-1 ca. 3-456 MHz, slik at det i en eksemplerings-syklus på 148.15 mikrosekunder tas 512 eksempleringer svarende til to eksempleringer for hver av de 256 rekkeviddeceller.

Ved en foretrukken utførelsesform er hastigheten for SA-1

og det komplementære signal SA-0 bestemt ved å dividere hastigheten for VSR-1 med M, der M er angitt i tabell I for hver rekkeviddeinnstilling. For det ovennevnte eksempel gjelder således at SA-1 er 216 og 434 kiloHz for rekkeviddeinnstillinger på henholdsvis 48 og 12 sjømil. Som tidligere, forklart er tidsperioden for rekkeviddecelle lik eller mindre enn perioden da SA-1 eller SA-0 pulsen er høy.

Da eksempleringene ved det lave nivå frembringes ved hjelp

av J-K vippene 216 og 218 i motsatte faser av SA, tas det i løpet av to SA-taktpulsperioder fire eksempleringer ved det lave nivå i eksemplerings-og holdekreten 136. I løpet av de samme to SA-taktpulsperioder tas fire eksempleringer ved det høye nivå og samplings-og holdekretsen 138. Hastigheten for signalet SB-0 som er bestemt for innlesning av 4 bit ved lavt nivå og 4 bit ved høyt nivå i dataregistret 146, er derfor bestemt ved å dividere taktpulshastigheten for SA-signalet med 2. Det følger av eksemplene at SB-0

er 108 kiloHz og 216 kiloHz for rekkeviddeinnstillinger på henholdsvis 48 og 12 sjømil. I løpet av hver skrivesyklus har adressene som overføres til lagret 148 ved hjelp av ADDR samme hastighet som signalet SB-0.

For en rekkeviddeinnstilling på 0,75 sjømil og over er varigheten for en skrivesyklus som styres av leseaktiverings-bølgeformer på fig. 4F og 4H bestemt ved den tid det tar å behandle 256 rekkeviddeceller med en hastighet som svarer til hastigheten for CLOCK dividert med K, der K er angitt i tabell I. Por rekkeviddeinnstillinger på mellom 0,75 og 3 sjømil vil hastighetene for RDCLK-0 og RCDLK-1 være ca.

1.728 (27.6481:16) MHz, og for rekkeviddeinnstillinger mellom 6 og 48 sjømil vil hastigheten være 864 (27.6481:32) KHz. Da avsøkningshastigheten (2000 Hz) for 3 sjømilsområdet og under er dobbelt så stor som avsøkningshastigheten (1000 Hz) for de lengre rekkevidder, er hastigheten for RDCLK for de korte rekkevidder halvdelen av hastigheten svarende til mellom 0,75 og 3 sjømil, slik at signalet fremvises visuelt med samme styrkegrad. Hastigheten for RDCLK er for inn-stillinger mellom 0,25 og 0,5 sjømil redusert proporsjonalt da det bare finnes henholdsvis 85 og 170 rekkeviddeceller som skal fremvises. Varigheten av en lesesyklus er ca. 148.15 og 296.3 mikrosekunder for rekkeviddeinnstillinger mellom 0,75 og 3 sjømil, henholdsvis mellom 6 og 48 sjømil når det skal frehandles 256 rekkeviddeceller ved de respektive hastigheter for RDCLK. Det fremgår at hastigheten hvormed rekkeviddecellene utleses fra parallell-serieomformerne 150 og 152 skal være den samme som hastigheten for RDCLK.

Det følger videre at hastigheten hvormed rekkeviddecellene utleses fra det interferensavvisende lager 160 skal være lik hastigheten for RDCLK for tilsvarende rekkeviddeceller når avsøkningen skal sammenliknes. Endelig skal den adresse som overføres til hukommelsen 148 i løpet av en lesesyklus ha en hastighet svarende til RDCLK dividert med 4, der hvert ord som utleses fra hukommelsen 148, omfatter 4 bit ved høyt nivå og 4 bit ved lavt nivå.

En lesesyklus startes ved avslutningen av en skrivesyklus slik at det kan sees fra fig. 4P med henvisning til ,fig. 4E, og som man ser det på fig. 4H med henvisning til 4G. Det er her viktig å merke seg at videodatasignalene ved høyt og lavt nivå overføres til den visuelle indikator 118 på respektive ledninger 176 og 175 utelukkende i løpet av en lesesyklus. Skanderingen eller avsøkningen i den visuelle indikator som f.eks. kan være en PPI-skjerm, startes av signalet SWG på ledningen 177 ved begynnelsen av en lesesyklus . Varigheten fra avslutningen av en lesesyklus inntil den neste radarutløserpuls kan betegnes som en ventesyklus der det ikke behandles mottatte signaler i behandlingsenheten 116, og der det ikke overføres videosignaler til indikatoren 118.

På fig. 4B er det vist et eksempel på en digital behandlingsenhet 116 slik den kunne forekomme på ledningen 122. Spissene 320-327 representerer returekkoer fra forskjellige mål innenfor det område som avsøkes av radarantennen. Spen-ningene sam fører til de negative klemmer på komparatorene 124 og 126 fra fig. 2, er angitt ved respektive høye og lave terskelverdier fra fig. 4B . Fig. 4C og 4D viser bølge-formene slik de forekommer på ledningene henholdsvis"132

og 134 på fig. 2A, gjeldende for de terskelverdier som er vist på fig. 4B. Her skal det bemerkes at pulsene på fig.

4C generelt har lenger varighet enn de tilsvarende pulser på fig. 4D da videosignalet på fig. 4B krysser den lave terskelspenning over den lengre tidsperiode. Det skal også påpekes av spissen 324 krysser den lave terskelspenning og forekommer på fig. 4C, men ikke på fig. 4D. Når pulsstrekkekretsen 198 ikke er deaktivert, vil alle spisser eller pulser starte pulsstrekningen. Ved den alternative utfør-elsesform der VLS er bestemmende for høynivåstart av pulsstrekkekretsen vil spissen 324 ikke starte pulsstrekkingen. Varigheten av spissene 320-323 vil ikke bli økt av pulsstrekkekretsen 198 av bo grunner. For det første har spissene 320-323 relativt lang varighet, slik at det vil kunne ventes med forholdsvis kraftige ekko som er mottatt med korte rekkevidder. For det annet ville omfanget av pulsstrekkingen fra forkantene bare gjøre seg gjeldende for et forholdsvis lite .antall rekkeviddeceller på grunn av den korte avstand til målet (se fig. 3). Pulsstrekkesig-nalet på ledningen 187 (fig. 2B) ville derfor forsvinne

innen målrepresentasjonene ved høyt og lavt nivå på ledningene 16 8 og 162 forekommer. Pulser med kortere varighet, nemlig de ved det høye videonivå som svarer til spissene 325~327

vil få en øket varighet på grunn av pulsstrekkekretsen 198. Under henvisning til fig. 3, er omfanget av pulsstrekningen en funksjon av avstanden til målet.

Det skal fremheves at de beskrevne utførelsesformer bare tjener som et eksempel på oppfinnelsen som vil kunne modi-fiseres av en fagmann innenfor de rammer som er angitt med patentkravene.

Claims (4)

1. Pulsradaranlegg, omfattende organer som er innrettet til å omdanne et radarekkosignal til en spennings-bølgeform og som har et antall diskrete spenningsnivåer, og omfattende tidsvarighetsøkende organer , samt organer til visuell indikering, • karakterisert ved at de tidsvarighetsøkende organer er innrettet til å øke tidsvarigheten for et av de diskrete spenningsnivåer som en direkte funksjon av rekkevidden, og at indikatororganene er innrettet til å frembringe en visuell indikasjon av utgangssignalet fra de varighetsøkende organer.

2. Pulsradaranlegg som angitt i krav 1, karakterisert ved at de tidsvarighetsøkende organer omfatter organer som er innrettet til å opprettholde det nevnte ene spenningsnivå på utgangen av de varighetsøkende organer i en tid som er bestemt ved hjelp av telleorganer.

3. Pulsradaranlegg som angitt i krav 2, karakterisert ved at telleorganene er innrettet til å motta en digital verdi ved begynnelsen av det nevnte spenningsnivå, der den digitale verdi har tilknytning til den rekkevidde som svarer til det nevnte spenningsnivås begynnelse.

4. Pulsradaranlegg som angitt i krav 1, karakterisert ved at det visuelt indikerende organ er en PPI skjerm.