DE2949155A1 - Akustische-oberflaechenwellen-signalprozor sowie-phasen- und -amplitudenprogrammierbares transversalfilter - Google Patents

Description

Akustische-Oberflächenwellen-Signalprozessor sowie-phasen- und -amplitudenprograiiunierbares Transversalfilter

Die Erfindung bezieht sich auf die Signalverarbeitung mit akustischen Oberflächenwellen (AOFW) und betrifft insbesondere einen AOFW-Signalprozessor mit einzelnen FET-Anzapfungen, die gesondert programmierbar sind, damit sich eine Produktmischung unter jeder Anzapfung ergibt, bei der der Mischerwirkungsgrad oder die Mischerwirksamkeit in der Amplitude und in der Phase steuerbar ist.

Die AOFW-Signalverarbeitung ist bekannt und kann angewandt werden, um eine Vielfalt von Signalverknüpfungs-/-vergleichsfunktionen auszuführen, von denen einige in der US-PS 4 016 514 beschrieben sind. Zu diesen gehören Korrelation, Konvolution (Faltung), Zeitinversion und dgl. Wenn bei den AOFW-Signalprozessoren Programmierbarkeit der

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Anzapfungen vorgesehen ist, um ein phasen- und amplitudenprogrammierbares, allgemeines Transversalfilter zu schaffen, wie es aus der US-PS 4 024 480 bekannt ist, können zusätzliche Funktionen, wie programmierbare Korrelation, Multiplexbetrieb und dgl., ausgeführt werden. Programmierbare Anzapfungen können in Verbindung mit anderen AOFW-Vorrichtungsparametern benutzt werden, um noch weitere Funktionen auszuführen, wie eine diskrete Fourier-Transformation, die aus der US-PS 4 114 116 bekannt ist.

Das Problem besteht bei den vorstehend beschriebenen Vorrichtungen darin, daß eine beträchtliche Menge an pro Anzapfung vorgesehener Hardware (wie beispielsweise Ausgangsdiodenpaarstrukturen) der AOFW-Struktur zugeordnet und mit dieser verbunden werden muß, und zwar weil bei den Betriebseigenschaften die nichtlineare Produktmischung angewandt wird, die in äußeren Vorrichtungen erzielt wird, und weil die Programmierung derselben in der externen Beschaltung erzeugt und angewandt wird. In den vorgenannten Vorrichtungen dient die AOFW-Struktur selbst lediglich zum linearen Mischen der Signale miteinander und liefert als solche nur die transversale Beziehung, die in dem Prozeß vorliegt. Zur Verringerung der Größe, der Kosten und des Gewichts sowie von unerwünschten Effekten in der Signalleitung ist es erwünscht, AOFW-Signalprozessoren in integrierterer Weise zu schaffen, wobei selbstverständlich erfolgreiche monolithische Strukturen ideal sind.

Es sind bereits Versuche unternommen worden, eine direkte zweiphasige Steuerung bei der AOFW-Signalverarbeitung vorzusehen. Beispielsweise ist die älteste Form der Phasenprogrammierung das einfache Auswählen von interdigitalen Anzapfungsfingern durch die externe Beschaltung, wie es in Hunsinger. B.J. et al, Programmable Surface-Wave Tapped Delay Line, IEEE Transactions on Sonics and Ultrasonics, Band SU-18, Nr. 3, JuIi 1971, S. 152-154,und in der US-PS

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3 942 135 beschrieben ist.

Später hat es sich gezeigt, daß Feldeffekttransistoren (FETs) die Möglichkeit einer besseren Steuerung in AOFW-Vorrichtungen bieten. Beispiele dafür finden sich in Claiborne, L.P., et al,MOSFET Ultrasonic Surface-Wave Detectors For Programmable Matched Filters, Applied Physics Letters, Band 19, Nr. 3, 1. August 1971, S. 58-60, in Hickernell, F., et al, An Integrated ZnO/Si-MOSFET Programmable Matched Filter, IEEE 1975 Ultrasonics Symposium Proceedings, S. 223-226, und in Hickernell, F.S., et al, Design and Performance of a ZnO/Si-MOSFET Monolithic Quadriphase Programmable Correlator, 1973 IEEE Ultrasonics Symposium Proceedings, S. 324-327. Jeder dieser Fälle beschränkt sich jedoch auf die Anwendung einer Amplitudensteuerung, die im allgemeinen mittels Gate-Vorspannung erfolgt, um jede FET-Anzapfung vollständig zwischen dem Ein- und Aus-Zustand umzuschalten, und zwar zwecks Auswahl der räumlich an einem korrekten Phasenpunkt angeordneten Anzapfungen zur Phasenprogrammierung. In älteren Vorrichtungen dieses Typs wurde das Hauptaugenmerk auf die Verwendung eines Halbleitersubstrats, wie Silicium, gerichtet, um die Herstellung von elektronischen Vorrichtungen auf dem Substrat zwecks Verbesserung der Schaltungsintegrierung zu erleichtern.

In jüngerer Zeit ist die Anwendung eines halbisolierenden Galliumarsenidsubstrats mit einer halbleitenden epitaxialen Schicht für die Herstellung von FETs direkt auf einer piezoelektrischen AOFW-Vorricntung auf verschiedenerlei Weise untersucht worden. Beispiele finden sich in Staples, E.J., et al, A Review of Device Technology For Programmable Surface-Wave Filters, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band MTT-21, Nr. 4, April 1973, S. 279 bis 287; in Bruun, M., et al, Field

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Effect Transistors on Epitaxial GaAs as Transducers for Acoustic Surface Waves, Applied Physics Letters, Band 18, Nr. 4, Febr.1971, S. 118-120; und in Bruun, M., Electronic Properties of Gallium-Arsenide Field-Effect-Transistor Structure Used as Detector for Waves, Electronics Letters, Band 8, Nr. 8, April 1972, S. 215, 216. In den hier beschriebenen Vorrichtungen ist die Amplitudensteuerung selbstverständlich möglich, die Phase ist aber nur durch eine Ein/Aus-Steuerung von FET-Anzapfungen in ausgewählten Phasenpunkten auf der Substratoberfläche auswählbar.

Die Anwendung vcn innerer, nichtlinearer Produktmischung als ein Mechanismus, durch den AOFW-Signalprozessoren vielseitig gemacht werden, ist ebenfalls bereits bekannt. In Davis, K.L., Zinc Oxide-On-Silicon Programmable Tapped Correlator, IEEE Ultrasonic Symposium Proceedings, S. 456-458, ist ein AOFW-Prozessor mit Interdigitalelektrodenanzapfungen beschrieben, von denen jede Phasenhälfte getrennt gegen ein an Masse liegendes Silicium-Substrat vorspannbar ist, um die Mischwirkungsgradamplitude in bezug auf diese Phasenhälfte zu steuern, die ihrerseits die Phase des Mischerprcdukts bezeichnet, und zwar aufgrund der Umkehr der Rollen der interdigitalen Anzapfungsfinger von Masse/Signal in Signal/Masse. In diesem Sinne ist die von Davis beschriebene Mischvorrichtung nur in derselben Weise wie die ältesten Anzapfungselementschaltvorrichtungen programmierbar (die nicht auf die Ergebnisse der nichtlinearen Produktmischung, sondern einfach auf die Wellenaddition in dem Substrat ansprechen).

Ein FET-GaAs-FaIter (convolver), bei dem ein nichtprogrammiertes Mischen angewandt wird, ist kurz in Spierman, A.O.W., Acoustic-Surface-Wave Convolver on Epitaxial Gallium Arsenide, Electronics Letters, Band 11, Nr. 25/26

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Dezember 1975/ S. 614, 615, beschrieben.

Trotz der Überfülle an Vorschlägen für verbesserte Vorrichtungen und insbesondere für programmierbare Vorrichtungen, die unter Anwendung der Technik der integrierten Schaltungen für nahezu monolithische Strukturen implementiert werden können, besteht weiter ein Bedarf an einer erfolgreichen Vorrichtung.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen verbesserten AOFW-Signalprozessor zu schaffen, bei welchem das innere Mischen angewandt wird und in welchem die Mischwirksamkeit in der Amplitude und in der Phase voll programmierbar ist.

Gemäß der Erfindung werden bei einem AOFW-Signalprozessor mehrere Anzapfungen benutzt, die jeweils wenigstens einen Feldeffektransistor aufweisen, dessen Source-Drain-Vorspannung gesteuert wird, um eine nichtlineare Produktmischung von Wellen unter der Anzapfung vorzunehmen, bei der der Mischerwirkungsgrad in der Phase und in der Amplitude durch die Polarität und die Größe der Source-Drain-Vorspannung für die betreffende Anzapfung steuerbar ist. Gemäß der Erfindung können Paare von Anzapfungen, die eine spezifische transversale Phasenbeziehung haben, summiert werden, wobei die Zweiphasenauswahl und die Amplitudengewichtung der Paare das summierte Ausgangssignal an jeder gewünschten Phase (statt einfacher Zweiphasigkeit) gestattet. Gemäß der Erfindung können die Gateelektroden der Anzapfungen unabhängig sein oder sie können miteinander verbunden sein, beispielsweise zum Summieren der Ansprechsignale der einzelnen Anzapfungen.

Die Erfindung schafft eine völlig neue Dimension in AOFW- Signalprozessoren, indem sie das Erzeugen einer nichtline-

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aren Produktmischung einzeln innerhalb jeder Anzapfung ermöglicht, deren Mischerwirksamkeit in der Phase sowie in der Amplitude steuerbar ist. Die Erfindung kann zur programmierbaren Signalkorrelation, Phasengleichmachung, Kerbfilterung, Seitenzipfelverringerung, zur diskreten Fourier-Transformation, für einen gesteuerten Multiplexbetrieb, zur Signalerzeugung, zur Zeitinversion und für vielfältige andere Zwecke, bei denen die Anwendung von AOFW-Signalprozessoren bekannt ist, benutzt werden. Die Erfindung gestattet die Anwendung der Technik der integrierten Schaltungen nicht nur bei der Herstellung des programmierbaren, im Kern gemischten AOFW-Signal-Prozessors nach der Erfindung, sondern auch in der Hilfsbeschaltung (wie bei der Vorspannungssteuerung), die in vielen Fällen auf demselben Substrat hergestellt werden kann. Die Erfindung schafft die Möglichkeit, bei einem AOFW-Signal-Prozessor Reflexionen, die Erzeugung unerwünschter Signale, die Notwendigkeit einer externen Filterung und die Bandbreite weitgehend zu verringern, da das Komponentenergebnis der Produktmischung sorgfältig ausgewählt werden kann und da die gewünschte ungewollte Komponente nur örtlich unter jeder Anzapfung vorhanden und deshalb von anderen Anzapfungen völlig isoliert ist. Aufgrund der Tatsache, daß eine Zweiphasensteuerung an einem einzelnen Anzapfungselement vorgesehen ist, beseitigt die Erfindung die Notwendigkeit von redundanten, abwechselnd ausgewählten Anzapfungsfingern, wodurch Herstellungserschwernisse erleichtert und Größe, Gewicht und Kosten verringert werden. Bei Zuordnung zu phasenverschobenen Paaren sorgt die Zweiphasenauswahl und die Amplitudengewichtung von summierten Paarausgangssignalen für eine volle Phasensteuerung des effektiven Mischerwirkungsgrades des Paares. Die Erfindung kann mit einem Minimum an externer Beschaltung, wie Kopplungskondensatoren, Isoliernetzwerken, Verstärkern und dgl., ausgeführt werden, und zwar wegen ihrer eigenen Signalqualität und ihrer An-

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zapfungstrenneigenschaften.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine vereinfachte Draufsicht auf einen AOFW-Signal-Prozessor nach der Erfindung,

Fig. 2 eine Darstellung der Vorspannungssteuerung über dem Mischerwirkungsgrad bei der Erfindung,

Fig. 3 ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Winkelfrequenz und dem Wellenvektor von sich ausbreitenden uns sich nichtausbreitenden Wellen zeigt,

die Fig. 4-6 vereinfachte Draufsichten auf FET-Anzapfungsstrukturen mit gemeinsamer Gate-Elektrode, die bei dem AOFW-Signal-Prozessor von Fig. benutzt werden können, und

Fig. 7 eine vereinfachte Draufsicht auf eine weitere Anzapfungsstruktur die in dem AOFW-Signal-Prozessor von Fig. 1 benutzt werden kann, um eine volle Phasensteuerung zu ermöglichen.

In Fig. 1 ist als ein Beispiel eine verallgemeinerte Ausführungsform der Erfindung in vereinfachter Form gezeigt. Ein AOFW-Prozessor 20 enthält ein geeignetes piezoelektrisches Substrat 21, wie beispielsweise Galliumarsenid, das eine Hauptfläche hat, auf der geeignete leitende Schaltungselemente so angeordnet sind, daß ein Paar piezoelek-

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trischer Wandler 22, 24 gebildet ist, die Wellen auf Quellen 26 bzw. 28 hin aussenden, welche einem zweiphasig-codierten oder einem zweiphasig- und amplitudencodierten Signal entsprechen können, das sich in Abhängigkeit von der Zeit mit einer ersten Frequenz ändert, und einem Trägersignal, das sich in Abhängigkeit von der Zeit mit einer zweiten Frequenz ändert. Das Substrat 21 hat außerdem mehrere, auf seiner Oberfläche zwischen den beiden Wandlern 22, 24 gebildete Anzapfungen. Jede Anzapfung besteht aus einem Feldeffekttransistor mit einer Sourceelektrode 34, einer Gateelektrode 35 und einer Drainelektrode 36. Die Sourceelektrode 34 jedes Transistors ist durch eine geeignete Metallisierung mit Sourceelektroden der anderen Anzapfungen 31, 32 verbunden. Die Gate-Elektrode 35 jeder Anzapfung 30 ist an Klemmen 37 durch eine geeignete Schaltung 38 mit den Gate-Elektroden der anderen Anzapfungen 31, 3 2 und mit einem Ausgangsport 40 verbunden, so daß die Komponenten der programmierten, nichtlinearen Produktmischung erzeugt werden, was im folgenden noch näher beschrieben ist. Die Anzapfungen sind üblicherweise gleichabständig, sie könnten aber auch bei Bedarf in Anpassung an einen besonderen Verwendungszweck verschiedene Abstände haben.

Der AOFW-Signal-Prozessor 20 kann in bekannter Weise geschaffen werden. Beispielsweise kann das Substrat halbleitendes Galliumarsenid mit einer Epitaxialschicht des η-Typs oder dotierter (beispielsweise mit Chrom) Leitfähigkeitsverstärkung an der Hauptfläche, auf der die Wandler und die Anzapfungen angeordnet sind, sein. Das Substrat kann aber auch Silicium sein, mit einer ZnO-Schicht über den hergestellten Anzapfungen. Die Metallisierung, die die Wandler 22, 24 bildet, und diejenige, die die Source- und Drainfinger 35, 36 bildet, schaffen vorzugsweise einen hochohmigen Kontakt mit der Substratoberfläche und

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können durch Dünnfilme (z.B. etwa 2000 Angström) aus Gold-Germaniumlegierung gebildet sein, was bekannt ist, oder es können dünnere Filme aus einem Material, das bessere akustische Eigenschaften als Gold hat (z.B. etwa 100 Angström einer Aluminium-Germaniumlegierung) benutzt werden, wenn das Kontaktgebiet zuerst behandelt wird, um die Leitfähigkeit zu verbessern, beispielsweise durch Ionenimplantation oder epitaxiales Aufwachsen von Material des η Typs. Kombinationen dieser und anderer Verfahren können benutzt werden, um Störungen an den ohmschen Kontakten mit dem Substrat zu verringern. Andererseits sollten die Gate-Finger 35 gleichrichtende übergänge, wie Schottky-Sperrschichten, in bezug auf die Oberfläche des Substrats 21 bilden, die aus Dünnfilmen aus Aluminium gebildet werden, oder PN-Übergänge, die durch Diffusion oder Ionenimplantation gebildet werden.

Die Verringerung von Einfügungsverlusten und die Verbesserung von anderen Eigenschaften der Vorrichtung können mittels Verfahren erzielt werden, die bei der Auslegung und Herstellung von solchen Vorrichtungen bekannt sind. Beispielsweise kann das Anregen von Wellen mit Wandlern 22, 24 geringerer Größe verbessert werden, wenn die Wandlerelektroden auf einer Schicht aus Zinkoxid hergestellt werden, die ihrerseits von dem Galliumarsenidsubstrat zum Teil durch einen Goldfilm getrennt ist, der einem Siliciumdioxidfilm überlagert ist und sich zur Mitte des Substrat hin verjüngt. Das Verfahren ist bekannt und in der US-PS 3 935 564 beschrieben. Außerdem können das unerwünschte Leiten zwischen Bondierflecken sowie andere ungewollte Effekte verringert werden, indem das Halbleitermaterial außerhalb der Anzapfungsbereiche weggeätzt wird.

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Die programmierbare Anzapfungssteuerung erfolgt durch einzelne Source-Drain-Vorspannungsquellen 42-44, die den einzelnen Anzapfungen entsprechen. Diese Quellen sind jeweils von null bis zur maximalen Vorspannung in einer von zwei Polaritäten (Plus oder Minus) steuerbar, so daß sich eine volle Zweiphaser^iphas^- und Amplitudenprogrammierung des AOFW-Prozessors ergibt und direkt innerhalb der Vorrichtung selbst ein in der Amplitude und in der Phase programmierbares Transversalfilter gebildet wird. Diese Quellen können von dem in Fig. 3 der US-PS 4 024 480 dargestellten allgemeinen Typ sein oder es kann sich um irgendwelche anderen Quellen handeln, die in der Lage sind, für eine geeignete Transistor-Source-Drain-Vorspannung zu sorgen, und entweder in der Amplitude oder in der Polarität oder in beiden, je nach der besonderen Implementierung der Erfindung, programmierbar sind.

Gemäß der Erfindung hat ein AOFW-Signal-Prozessor, bei welchem FET-Anzapfungsstrukturen benutzt werden, in bezug auf zwei Wellen, die sich an der Oberfläche des Substrats ausbreiten, ein Produktmisehvermögen, das direkt von der Polarität und der Größe der Source-Drain-Vorspannung abhängig ist, und zwar innerhalb der Grenzen der Anzapfungsstruktur und anderer Parameter. Speziell ist der Mischerwirkungsgrad in bezug auf die Produktmischung von zwei Oberflächenwellen in dem Substrat in der Amplitude in einer Weise steuerbar, für die ein Beispiel in Fig. 2 gezeigt ist. Es ist darin zu erkennen, daß es ein EIN/AUS-Verhältnis von etwa 50 dB für das Produktmischergebnis (an dem Ausgang 40, Fig. 1) ergibt, wenn die Source-Drain-Vorspannung von etwa 1 Volt bis in die Größenordnung von 6 oder 10 Volt verändert wird. Darüber hinaus ist die Phase des Produktmischergebnisses (mit der Summen- oder Differenzfrequenz) für eine einzelne Anzapfung von der Polarität der Source-Drain-Vorspannung abhängig. Die Erscheinung ist zwar äußerst komplex und eine Analyse der-

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selben wird hier nicht angegeben, die Amplitudenprogrammsteuerung, die in Fig. 2 gezeigt ist, und die Möglichkeit der Steuerung der Phase der Glieder, die durch die direkte Steuerung der Phase der inneren Produktmischung erzielt wird, veranschaulichen jedoch die Tatsache, daß es unter jeder Anzapfung eine Mischwirkung gibt, die in der Am:- plitude und in der Phase voll programmierbar ist. Der Konversionswirkungsgrad ist unter anderem von der Anzahl der Feldeffekttransistoren an jeder Anzapfung in dem Wechselwirkungsgebiet abhängig, was im folgenden noch näher beschrieben ist. Der Vorspannungsleistungsentzug pro Feldeffekttransistor zum Vorspannen der Anzapfungen kann sich in einem Ausgangssignalsteuerbereich von 50 dB von 0,3 mW bis 3 mW ändern. Das ist selbstverständlich von der besonderen Konfiguration abhängig, in der die Erfindung ausgeführt wird, was im folgenden ebenfalls noch näher beschrieben ist.

Für jede Welle, die sich in dem Medium ausbreitet, gibt es eine Kreisfrequenz ω , die zu ihrer Schwingungsfrequenz in dem Verhältnis ω = 2 "ir f steht. In Abhängigkeit von dem Medium, in welchem sich die Welle ausbreitet, hat sie außerdem etwas, was im allgemeinen als Phasenkonstante, Wellenzahl oder Wellenvektor k bezeichnet wird, der die Phasenänderung der Welle in jedem Zeitpunkt pro Einheit der Strecke in der Ausbreitungsrichtung angibt. Der Wellenvektor k ist von den Kenndaten des Mediums abhängig und ist durch die Geschwindigkeit der Welle in diesem Medium als k - ω/V definiert. Für akustische Oberflächenwellen, die sich in einem elektroakustischen Material ausbreiten, gilt dasselbe. Die Kreisfrequenz co der verformenden Welle ist eine getreue Wiedergabe der elektrischen Frequenz des Signals, das an die elektroakustischen Wandler angelegt wird, um die diese Frequenz darstellende verformende Welle anzuregen. Die Ausbreitung der verformen-

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den Welle erfolgt jedoch mit einer Geschwindigkeit V, die durch das Material selbst bestimmt wird. Der Wellenvektor k stellt die Beziehung zwischen der Phasenänderung pro Streckeneinheit zu der zeitlichen Änderung als eine Funktion der Eigengeschwindigkeit der verformenden Welle dar_# die durch die Parameter des elektroakustischen Materials bestimmt wird, in welchem sich die Welle ausbreitet.

Für die Produktmischung des gemäß der Erfindung erzielbaren Typs muß ein bedeutsamer nichtlinearer Parameter auf die gemischten Wellen bezogen sein. Da der Mischerwirkungsgrad von im wesentlichen null bis zu einem Gewinn in der Größenordnung von 40 dB oberhalb des Rauschens in Abhängigkeit von der extern an die Anzapfungen angelegten Source-Drain-Vorspannung voll steuerbar ist, ist klar, daß in diesem Fall der bedeutsame Mischwirkungsgrad aufgrund der Wechselwirkung zwischen dem unter jeder Anzapfung aufgebauten elektrischen Feld und den Parametern der sich unter der Anzapfung ausbreitenden akustischen Wellen erzielt wird. Es ist, wie im folgenden noch näher erläutert, für die Zwecke der folgenden Untersuchung unwesentlich, ob die Wechselwirkung zwischen dem elektrischen Feld der Anzapfung und dem elektrischen Feld erfolgt, das linear auf jede der Wellen unter der Anzapfung bezogen ist, oder anderen, darauf bezogenen Faktoren, wie der Stromdichte, der Trägerkonzentration, der Beweglichkeit, des elektrischen Feldes und dgl. Die Nachprüfung des Effekts ist jedoch durch die Untersuchung der Erscheinung möglich/ die in Anzapfungen auftreten muß, welche einen bedeutsamen Mischerwirkungsgrad ergeben, der in zwei Phasen oder in der Richtung sowie in der Amplitude gemäß der Erfindung vollständig steuerbar ist.

Gemäß dem beigefügten Anhang der mathematischen Beziehungen werden im folgenden folgende Vereinbarungen getroffen:

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E stellt den Mischereffekt dar, wie beispielsweise den aufgrund des elektrischen Feldes, der an der Anzapfung auf ein Paar Wellen hin, die sich in entgegengesetzten Richtungen unter der Anzapfung ausbreiten, beobachtbar ist; S₁ stellt ein Signal dar, das sich in einer Richtung bewegt; S- stellt ein Signal dar, das sich in der entgegengesetzten Richtung bewegt; und der Index "c" bezeichnet die kombinierte Wirkung der beiden Wellen. Die beobachtbare Mischerwirkung erfordert, daß die Beziehung (1) eingehalten wird. Da sich die beiden gegenläufig ausbreitenden Wellen und ihre Wirkungen in dem akustischen Substrat linear summieren gelten auch die Beziehungen (2)-(4). Die Ausdrücke für die sich gegenläufig ausbreitenden Wellen (wie in der Ausführungsform von Fig. 1) sind in den Beziehungen (5) und (6) angegeben, worin die exponentiellen Glieder die Wellenänderungen in Abhängigkeit von der Zeit und der Strecke darstellen, oder, anders ausgedrückt, die Ausbreitungseffekte in den Wellen. Das erste Glied der Beziehung (4) ergibt sich durch Quadrieren der Beziehung (5), wodurch sich die Beziehung (7) ergibt, in welcher zu beobachten ist, daß das a)-Glied Komponenten mit dem doppelten der ursprünglichen Frequenz (erste Harmonische) enthält und daß das b)-Glied zeitlich unveränderlich ist und sich nicht ausbreitet. Selbstverständlich kann ein ähnlicher Ausdruck für das Quadrat der zweiten Welle (quadrierte Beziehung (6)) angeschrieben werden, was aber hier der Einfachheit halber nicht erfolgt. Das letzte Glied der Beziehung (4), das Kreuzprodukt, ist in der Beziehung (8) angegeben, in der die a)- und b)-Glieder Komponenten von Wellen mit einer Frequenz darstellen, die die Summe der Frequenzen der beiden ursprünglichen Wellen ist, während die c)- und d)-Glieder Komponenten von Wellen mit einer Frequenz darstellen, die die Dif ferenz zwischen den Frequenzen der beiden ursprünglichen

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Wellen ist. Die Glieder der Beziehung (8) stellen das Produkt von gemischten Wellenkomponenten dar, die hier von Interesse sind.

Fig. 3 zeigt ein Diagramm, welches die Beziehung des Wellenvektors zu der Kreisfrequenz der Welle bei der Wellenausbreitungsgeschwindigkeit in dem akustischen Medium angibt. Wellen, die strikt längs der Ordinate {<O ) auftreten, sind in dem gesamten Raum des Substrats zeitlich veränderlich gleich, und zwar ohne räumliche Änderung. Wellen längs der Abszisse (k, von -x) sind stehende Wellen, die zeitlich konstant sind, sich aber mit der Entfernung längs der Substratoberfläche ändern. Wellen, die auf die Geschwindigkeitsvektoren (V) fallen, sind Wanderwellen, die sich mit der Zeit und mit der Entfernung, die über die Geschwindigkeit auf die Zeit bezogen ist, ändern, so daß sie sich in der einen Richtung oder in der anderen Richtung oder in beiden Richtungen ausbreiten. Sämtliche anderen Wellen in dem Diagramm (nicht auf der Abszisse, nicht auf der Ordinate und nicht auf den Geschwindigkeitsvektoren) sind Wellen, die sich zeitlich und räumlich ändern, aber, da diese beiden Änderungen nicht mit der Geschwindigkeit an der Substratoberfläche koordiniert sind, keine Wanderwellen bilden. Die zeitlichen und räumlichen Effekte, die unkoordiniert sind, heben sich also ausreichend auf, so daß jegliche Ausbreitungstendenz bewirkt, daß die Wellen zeitlich und räumlich schnell abklingen. In Fig. 3 sind die Wellenvektoren k nach rechts und nach links in Abhängigkeit von der Richtung der zugeordneten Welle aufgetragen, um die Ausbreitungsrichtung wiederzugeben, die in der Beziehung durch das Vorzeichen von "x" berücksichtigt wird. Die Addition und die Subtraktion derselben erfolgt jedoch ohne Berücksichtigung der Richtung und berücksichtigt nur ihre Größen (die Werte von "k" sind selbst nicht mit einem Vorzeichen behaftet). Jede

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Welle, die in der Oberfläche mit richtiger Beziehung zwischen Wellenvektor und Frequenz erzeugt wird, könnte sich in beiden Richtungen ausbreiten und in beiden Hälften von Fig. 3 aufgetragen werden.

Das Glied a) der Beziehung (7) enthält Glieder mit dem Doppelten der Frequenz der ersten Welle und es gibt gleiche Komponenten (die der Einfachheit halber nicht gezeigt sind) mit dem Doppelten der Frequenz der zweiten Welle. Diese stehen jedoch sowohl hinsichtlich der Frequenz als auch hinsichtlich des Wellenvektors in linearer Beziehung, so daß sie auf den Geschwindigkeitsvektor fallen und sich ausbreitende Wellen sind. Das ist eine Veranschaulichung des bekannten Degenerationseffektes der ersten Harmonischen in akustischen Oberflächenwellen. Das Glied b) der Beziehung (7) hat überhaupt keine zeitlich und räumlich veränderlichen Komponenten und fällt deshalb in Fig. 3 auf die 0,0-Achse und stellt als solches ein Gleichstromglied dar. Gleiches gilt für den gleichzeitigen Teil, der die zweite Welle betrifft (der Einfachheit halber nicht dargestellt). Andererseits haben die Glieder a) und b) der Beziehung (8) Komponenten mit der Summenfrequenz, aber mit einem Wellenvektor, der gleich der Differenz in der Größe zwischen den Wellenvektoren k. und k_ ist, und erscheinen als solche in dem Wellenvektordiagramm versetzt von dem Geschwindigkeitsvektor und sind keine fortschreitenden Wellen, obwohl sie zeitliche und räumliche Änderungen haben. Ebenso haben die Glieder c) und d) der Beziehung (8) Glieder mit der Differenzfrequenz und stehen in Beziehung zu der Summe der Wellenvektoren, so daß sie entfernt von dem Wellenvektor auftreten und ebenfalls keine fortschreitenden Wellen sind. Das bedeutet, daß die Komponenten mit der Summen- und der Differenzfrequenz, die sich aus der Produktmischung in Folge des durch die Source-Drain-Vorspannung aufgebauten Feldes gemäß der Erfindung ergeben,

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nur örtlich in der Nähe des Vorspannungsfeldes vorhanden sind und in ausgewählter Weise entnommen werden können, indem der Abstand der Anzapfungselemente in richtige Beziehung zu dem Wellenvektor entweder der Summen- oder der Differenzfrequenz, je nach Bedarf, gebracht wird. Die Tatsache, daß die Produktfrequenz (die Summenfrequenz oder die Differenzfrequenz, die durch die Auslegung der akustischen Wellenvorrichtung und durch die Auswahl der Frequenzen ausgewählt wird) nur örtlich vorhanden ist und sich von Anzapfung zu Anzapfung eindeutig ändert, ohne jegliche bedeutsame Ausbreitung zwischen den Anzapfungen, ist ein wichtiger Aspekt der Erfindung. Es wird angenommen, daß das ein gültiges Signal an der interessierenden Anzapfung ergibt, mit geringer Störung zwischen den Anzapfungen, geringen Reflexionen und dgl. Die Mischerwirkung, die lokal ist, ist isolierend und beseitigt die Notwendigkeit an gewissen bekannten Isoliernetzwerken zwischen den Anzapfungen.

Das Resultat des Produktmischens von zwei Wellen ergibt, wie oben bereits kurz erwähnt, viele Komponenten. Die Summenfrequenzkomponente hat, wie es in den Gliedern a)und b) der Beziehung (8) gezeigt ist, einen Wellenvektor, der gleich der Differenz in der Größe der Wellenvektoren ist, die den beiden gemischten Frequenzen zugeordnet sind, und die Differenzfrequenzkomponente hat, wie in den Gliedern c) und d) der Beziehung (8) gezeigt, einen Wellenvektor, welcher die Summe der Größen der Wellenvektoren der ursprünglichen, miteinander vermischten Wellen ist. Die Auswahl entweder der Summen- oder der Differenzfrequenzkomponente wird durch Anpassen der Anzapfungskonfiguration an den Wellenvektor k₃ für die ausgewählte Komponente (entweder die Summenfrequenz oder die Differenzfrequenz) erzielt, wie es in den Beziehungen (9) und (10) gezeigt ist.

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Für jede Welle, die sich in dem Medium ausbreitet, gibt es eine Wellenlänge λ die durch die Geschwindigkeit der Wellen in diesem Medium auf die Frequenz der Welle bezogen ist, so daß gilt V = fλ . Selbst wenn eine Welle sich nicht in dem Medium ausbreitet, gibt es eine räumliche Periodizität der Welle, die aber nicht durch die Geschwindigkeit des Mediums auf die Frequenz der Welle bezogen ist und stattdessen durch die Wechselwirkung der eingegebenen Wellen erzeugt wird. Zum Betonen der Tatsache, daß das Resultat des Produktmischens Wellen erzeugt, die sich nicht mit der Geschwindigkeit des Mediums ausbreiten, wird die räumliche Periodizität dieser Wellen Λ ₃ hier als Ladungsperiodizität bezeichnet und ist in der Beziehung (11) definiert. Durch Einsetzen der Beziehungen (9) und (10) in die Beziehung (11) kann gezeigt werden, daß sich die Ladungsperiodizität direkt mit der Frequenz ändert, wie es in den Beziehungen (12) bzw. (13) angegeben ist. Deshalb wird, anders als bei einzelnen Wellen, bei denen die Wellenlänge durch die Geschwindigkeit des Mediums in umgekehrter Beziehung zu der Frequenz steht, in dem vorliegenden Fall des Produktmischens innerhalb der Oberfläche als direktes Ergebnis der Wellenwechselwirkung zwischen zwei sich ausbreitenden Wellen (wie der Signalwelle und der Trägerwelle in dem hier beschriebenen Beispiel) die Periodizität Λ ₃ durch die Wechselwirkung dieser Wellen statt durch die Ausbreitung einer schwingenden elektrischen Welle durch ein Medium, das eine Geschwindigkeit festlegt, bestimmt.

Zum Auswählen entweder der Summen- oder der Differenzfrequenz kann deshalb entweder ein großer oder ein kleiner Anzapfungselementabstand entsprechend der Ladungsperiodizität A^ gewählt werden, die aus den Beziehungen (9) bis (13) hervorgeht. Die Wahl, ob die Vorrichtung entweder

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für Summen- oder für Differenzfrequenzbetrieb ausgelegt wird, hängt von mehreren Überlegungen ab, einschließlich der relativen Stärke der beiden Komponenten, der Systembandbreite, der Möglichkeit des Herausfilterns von ungewollten Frequenzkomponenten und der Einfachheit der Anzapfungsfertigung. Für sich gegenläufig ausbreitende Wellen (wie in dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel und dem Beispiel der im Anhang angegebenen Beziehungen) zeigen die Beziehungen (12) und (13), daß die räumliche Anzapfungsperiodizität für Summenfrequenzbetrieb beträchtlich größer sein kann als für Differenzfrequenzbetrieb. Andererseits, wenn sich die Wellen zusammen ausbreiten (aufgrund der Tatsache, daß sowohl die ankommende Signalwelle als auch die ankommende Trägerwelle von demselben Ende der AOFW-Vorrichtung ausgesandt werden), sind die Vorzeichen der kx-Glieder in den Beziehungen (5) und (6) dann alle gleich, so daß die Situation umgekehrt ist und die größere Toleranz im Anzapfungsabstand durch Benutzung der Differenzfrequenz erzielt wird.

Verschiedene Formen von FET-Anzapfungen gemäß einer Zweiphasenausführungsform der Erfindung sind ausführlicher in den Fig. 4-6 gezeigt, in denen der übrige Teil des AOFW-Signalprozessors der Einfachheit halber weggelassen worden ist. Darüber hinaus zeigt die Konfiguration von Fig. 4, daß die Gateelektroden 35 der aufeinanderfolgenden Anzapfungen für eine maximale Empfindlichkeit für die ausgewählte Summen- oder Differenzfrequenz direkt auf dem Substrat verbunden sein können. Die größere Anzahl von Feldeffekttransistoren pro Anzapfung in den Fig. 5 und 6 verringert die Umwandlungsverluste des Prozessors.

In dem hier beschriebenen Beispiel eines amplituden- und zweiphasenprogrammierbaren, angepaßten PSK(Phasenumtastung s) -Transversaifilters wird die Anzapfungswechselwirkungsgebietsgeometrie so gewählt, daß sie der Chipfre-

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quenz des zu untersuchenden Signals (aus der Quelle 26) und dem Wellenvektor der ausgewählten Summen- oder Differenzfrequenz, die sich aus dem durch das Anzapfungsprogramm gesteuerten Produktmischen ergibt, angepaßt ist, so daß das ankommende Signal mit dem Programm der Source-Drain-Vorspannung (sowohl in der Amplitude als auch in der Polarität oder zweiphasig), die für die betreffenden Anzapfungen angelegt wird, korreliert wird. Der Abstand zwischen der Gateelektrode 35 und der Drainelektrode 36 sollte eine ungerade Anzahl von Halbperioden der Ladungsperiodizität sein, AL = mK.^/2 (Fig. 4).

Für die Korrelation von PSK-codierten Signalen müssen die verschiedenen Anzapfungen einen derartigen gegenseitigen Abstand haben, daß derselbe Abstand auf der Oberfläche wie der Abstand der codierenden Chips in dem zu korrelierenden Signal erzielt wird. Wenn beispielsweise ein Signalträger mit 100 MHz vorliegt, dessen Phase alle 10 Hz geändert wird, dann würde das Signal eine Abtastfrequenz von 10 MHz haben. In dem Substrat ist der Abstand der Chips abwechselnder Phase durch die Geschwindigkeit V der Welle in dem Substrat dividiert durch die Chipfrequenz festgelegt: Λ = V/f . Zum gleichzeitigen

S S

Abtasten jedes Chips ist es erforderlich, wenigstens eine Anzapfung zu haben, die jedem der Codechips entspricht weshalb für den Abstand zwischen den Anzapfungen gilti Γ = v/f . Für ein gleichphasiges, kohärentes Erfassen sämtlicher Chips für eine bedeutungsvolle Summierung der Erfassung des Produktmischerergebnisses (beispielsweise als eine Anzeige der Korrelation zwischen den Eingangssignalchips und der Codierung der Anzapfungen), sollte der Abstand zwischen den Anzapfungen eine ganze Zahl von Ladungshalbperioden sein, so daß gilt Γ ss v/f = η AL. In den verallgemeinerten Konfigurationen von Fig. 1 und muß, selbst in dem Fall, in welchem gilt m = 1, η wenig-

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stens gleich 2 sein, damit sie praktisch realisierbar sind. Andererseits wird in der Ausführungsform von Fig. eine Quelle (mit Ausnahme der Endquellenfinger) und jede Drainelektrode für zwei verschiedene Feldeffekttransistoren benutzt, wobei jede Anzapfung, die aus zwei Feldeffekttransistoren besteht, gleichabständige und -dimensionierte Finger aufweist. In diesem Fall muß jedes der Gateelektrodensegmente eine ungerade Anzahl von Halbwellenlängen aus der zugeordneten Drainelektrode sein und der Abstand zwischen den Anzapfungen ist für gleich große und in gleichem Abstand angeordnete Anzapfungsfinger 4AL. In einem solchen Fall wird dann die Anzapfungsgeometrie auf die ursprünglichen Trägerfrequenzen der beiden Eingangssignale durch die Beziehung zwischen dem Gate-Drain-Abstand und dem Abstand zwischen den Anzapfungen sowie die in den Beziehungen (9)-(13) in dem Anhang rückbezogen, was in den Beziehungen (14)-(19) kurz abgeleitet ist.

Die Ausführungsform von Fig. 5 hat für jede Drainelektrode ein Gatesegment, das sich auf der entgegengesetzten Seite der Drainelektrode befindet und deshalb phasenverkehrt in bezug auf diese Drainelektrode erscheint, soweit es die beiden Gatesegmente betrifft. Das elektrische Feld, das unter jedem der Gatesegmente erzeugt wird, ist jedoch ebenfalls umgekehrt, was bedeutet, daß die Wirkung des Gates infolge der durch die Richtung und die Größe des elektrischen Feldes hervorgerufenen und gesteuerten Produktmischung sich als gleich erweist und deshalb in jeder Anzapfung additiv ist.

Eine ähnliche Ausführungsform ist in Fig. 6 gezeigt, in welcher jede Anzapfung vier Feldeffekttransistoren enthält, weil jede Drainelektrode zwei Segmente statt des in den Fig. 1, 4 und 5 gezeigten einzelnen Segments hat. Die Konstanten η und m sind zwar verschieden, die Arbeits-

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weise ist in der Ausführungsform von Fig. 6 jedoch die gleiche wie die zuvor mit bezug auf Fig. 5 beschriebene und die Beziehungen (16)-(19) gelten ebenfalls.

Als ein spezifisches Beispiel für die Parameter der Ausführungsform von Fig. 6 wird die Arbeitsweise mit einem Eingangssignal betrachtet, das auf eine Trägerfrequenz f₁ von 100 MHz umgetastet ist, mit einer Chip- oder Abtastfrequenz f„ von 10 MHz, η = 2 und m = 1. Die erforderliche Frequenz f_ des Uberlagerungsoszillatorträgers ergibt sich dann aus der Beziehung (17): f = f., + 2f =140 MHz, für die Auswahl von f., gleich der Summenfrequenz. Wenn akustische Wellen betrachtet werden, die sich in der (011)-Richtung auf einer (100)-Galliumarsenidoberflache ausbreiten, so gilt ν = 2,88x10 cm/s und für die Grundelektrodenperiode gilt ÄL=144 μΐη. Für gleiche Fingerbreiten und -abstände in jeder Anzapfung gilt für die erforderliche Fingerbreite AL/8 =18 pm, was ein vernünftiges Herstellungserfordernis ist. Die Ausgangsfrequenz f, = 240 MHz liegt zwischen den zweiten harmonischen Frequenzen der Eingangswellen, was eine Bandpaßfilterung des Korrelationsausgangssignals gestattet. Andere Betriebsfrequenzen und -kenndaten können gewählt werden. Beispielsweise liegt ein Eingangssignalträger von 300 MHz bei einer Anzapfungsabtastfrequenz von 30 MHz ebenfalls innerhalb vernünftiger Vorrichtungsauslegungsund -fertigungsmöglichkeiten.

Eine in Fig. 7 gezeigte weitere Ausführungsform der Erfindung enthält einen AOFW-Signal-Prozessor 20', der zwei Gruppen von zweiphasen- und amplitudenprogranunierbaren Anzapfungen hat, deren Komponenten mit den in Fig. 1 benutzten Bezugszahlen bezeichnet sind, welche zur Unterscheidung der beiden gesonderten Gruppen oder der zu jedem Paar gehörenden gesonderten Anzapfungen zusätzlich mit "a"

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bzw. "b" gekennzeichnet sind. In diesem Fall müssen die anregenden Wandler 22', 24' breit genug sein, um die Wellenausbreitung für beide Gruppen von Anzapfungen zu erfüllen.

Die Ausführungsform von Fig. 7 dehnt die Möglichkeit der Zweiphasen- und Amplitudenprograminierung des inneren Mischens auf die völlig variable Phasen- und Amplitudenprogrammierung des inneren Mischens aus. Das wird erreicht, indem eine geeignete Phasenauswahl und Amplitudengewichtung für jede Anzapfung in jedem zugehörigen Paar (wie dem Paar 30a, 30b) so vorgenommen werden, daß die Summierung der Ausgangseffekte dieses Paares jeder Phase (0-21Γ ) des zugehörigen Chips der ankommenden Welle aus der Quelle 26 angepaßt werden kann. Wegen der Isolierung, die sich von Haus aus durch die unabhängige Mischerwirkung jeder Anzapfung ergibt, können die Ausgangssignale der zugehörigen Paare von Anzapfungsgruppen bequem in einfacher Weise summiert werden, beispielsweise in einer ohmschen Belastung 50. Wenn andererseits noch eine weitere Verstärkung, Isolierung und/oder Filterung in dem Ausgangssignal erwünscht ist, so kann diese in bekannter Weise angewandt werden.

Das Programmieren der Zweiphasen- und Amplitudenmischereffekte mittels der Source-Drain-Vorspannungen 42a-44a, 42b-44b kann in der in Grudkowski, T.W., et al, Programmable Transversal Filter Using Nonlinear Tapped Delay Lines, IEEE 1977 Ultrasonics Symposium Proceedings, S. 710-714, beschriebenen Weise erfolgen. Die feste Phasenverschiebung, die in dem vorgenannten Aufsatz angegeben ist, wird jedoch extern erzielt, während hier die feste Phasenverschiebung dadurch erzielt wird, daß die entsprechenden Elemente der Anzapfungen 30a-32a auf dem Substrat gegenüber den ent sprechenden Elementen der Anzapfungen 3Ob-32b um eine

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Strecke verschoben werden, die gleich der gewünschten Phasenverschiebung (z.B. 90°) bei CJ- ist, wenn mit den gewünschten Parametern gearbeitet wird. Dieser Abstand kann gemäß den Prinzipien erzielt werden, die hier in Verbindung mit den im Anhang angegebenen und oben beschriebenen Beziehungen erläutert worden sind.

Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele zeigen zwar die Verwendung von sich gegenläufig ausbreitenden Wellen aufgrund der Tatsache, daß die Wandler 22, 24; und 22', 24' auf entgegengesetzten Seiten des angezapften Wechselwirkungsgebietes angeordnet sind, es ist jedoch klar, daß parallele Wellen wie in der US-PS 4 114 116 benutzt werden können und daß auch sich in gleicher Richtung ausbreitende Wellen benutzt werden können, indem die anregenden Wandler auf derselben Seite des angezapften Wechselwirkungsgebietes angeordnet werden, was bekannt ist. Die hier beschriebenen Ausführungsformen enthalten Gateelektroden, die zur korrelativen Summierung der Komponenten der Produktmischung der verschiedenen Anzapfungen miteinander verbunden sind. Damit bilden diese Ausführungsformen gleichabständige, phasen- und amplitudenprogrammierbare Transversalfilter, die bei der Signalverarbeitung der oben beschriebenen Art und anderweitig in bekannter Weise benutzt werden können. Die Wahl der Eingangssignale hängt von der Verwendung ab, für die die Erfindung vorgesehen ist. Für die phasen- und amplitudenprogrammierbare, angepaßte Transversalfiltersignalkorrelation würde als eines der Eingangssignale das phasen- und/oder amplitudencodierte Signal von Interesse sein und das andere Eingangssignal würde einfach ein Uberlagerungsoszillatorträger zum Erleichtern des Produktmischens sein. In solchen Fällen kann der überlagerungsoszillator in Abhängigkeit von dem Eingangssignalträger gesteuert werden, um Phasenverschie-

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bungen darin zu kompensieren, oder andere lineare Verschiebungen längs der Verzögerungsleitung (beispielsweise aufgrund einer Temperaturänderung) können kompensiert werden, indem der Uberlagerungsoszillatorträger in der in dem vorgenannten Aufsatz von Grudkowski et al beschriebenen Weise eingestellt wird. Für andere Verwendungszwecke würden notwendigerweise andere Eingangssignale gewählt werden. Beispielsweise würden zur diskreten Fourier-Transformation eines diskret codierten Signals, das als Amplitudencodierung über die Source-Drain-Vorspannungen angelegt wird, Zirpeingangssignale in den anregenden Wandlern benutzt werden. Ebenso sind die Verfahren des Anwendens der Erfindung als ein allgemeines, phasen- und amplitudenprogrammierbares Transversalfilter bekannt. Die Erfindung kann auch mit unabhängigen Gateausgängen benutzt werden, indem die Ausgänge nicht in der in Fig. gezeigten (oder in der gemäß den Fig. 4-7 hergestellten) Weise verbunden werden. Stattdessen könnte jeder Gateausgang unabhängig benutzt werden, um ihn irgendeiner Form einer ausgeklügelten Signalverarbeitung, die erwünscht sein kann, anzupassen. Ein besonderes, bekanntes nützliches Beispiel der Verwendung eines unabhängigen Gateausgangs mag zwar gegenwärtig nicht zu erkennen sein, es ist jedoch klar, daß die Erfindung für eine Anzahl von Verwendungszwecken bestimmt ist, die gegenwärtig nicht erkennbar zu sein brauchen, die sich aber durch die Anwendung der Erfindung ergeben.

Vorrichtungen nach der Erfindung können, wie oben kurz beschrieben, hergestellt werden, indem die Technologie der AOFW-Interdigitalwandler, der Galliumarsenidverarbeitung, des Dünnfilms und dgl. angewandt wird, die alle Stand der Technik sind. Die Erfindung kann außerdem ausgeführt werden, indem die Feldeffekttransistoranzapfungen

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in irgendeiner geeigneten Konfiguration auf einer halbleitenden Siliciumoberfläche hergestellt und mit einem Zinkoxidfilm überzogen werden, um das Medium für die elektroakustischen Wellen zu schaffen. Die ZnO-Si-FiImtechnologie ist bekannt und im Stand der Technik bestens dokumentiert. Andere piezoelektrische und halbleitende Substrate können gewählt werden. Die besondere Wahl des Materials, der Auslegung und der Fertigungstechniken bleiben dem Fachmann überlassen und sind von der besonderen Verwendung, für die die Erfindung vorgesehen ist, und von anderen Faktoren abhängig. Solange jede Anzapfung aus wenigstens einem gleichrichtenden Finger besteht, der zwischen zwei ohmischen Fingern auf einem halbleitenden Substrat verteilt ist, in welchem sich zwei elektroakustische Wellen ausbreiten, und solange die Anzapfungen einzeln vorspannbar sind, um ein Programm einer phasen- und/oder amplitudengesteuerten Mischerwirkung zu erstel-. len, kann die Erfindung ausgeführt werden. Im Rahmen der Erfindung bietet sich über die beschriebenen Ausführungsbeispiele hinaus eine Vielzahl von Abwandlungs- und Vereinfachung smöglichkeiten.

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(2) s_c - S₁ + s₂ 7575"! 5

(3) S² - (S₁ + S₂)²

(4) S² - S₁ ² + S₂ ² + 2S₁ S₂

(5) S₁ - % [S₁ e J(«V^kl^x) ₊ j* e^V'V⁰]

(6) S₂ - % [S₂ e J(«2^t+k2*> + S* e-^^w2^t+k2^x)J (7)a) S₁ ■ χ [SjSje l ι +S-jS,e ^ ^ωι "* ^Ki^x*

b) + S₁S₁ + S₁S₁J
(8)a) 2S₁ S₂ - % [S₁S₂₆ Jί(_ωι+ω₂)1+Ck₂-K₁)X)

ο) +ο·· Op₆ 1 2

(°) für die Summenfrequenz:

(10) für die Differenzfrequenz:

wobei k^ - V/f^j k₂ - V/f₂

(11) A, - 2n/k,

+ ^λ Ι^λ 2

(12) A₃ - γ-^-

(13) A₃ - j-i+f-

¹² 2π

(14) für die Sunme, (9) und (11) ergeben: aT - y=

(15) Γ - V/f+ - nmA+ -

(16) so fj - (f₂-f₁)/nm

(17) oder, f^ " ^nmf _s ^+f!

(18) ebenso für die Differenz, £- -

(19) f₂ - nmf_s-f₁

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Claims (3)

Patentansprüche :

1. J Akustische-Oberflächenwellen-Signalprozessor, in welchem ein programmierbarer innerer Produktmischerwirkungsgrad angewandt wird,

gekennzeichnet durch ein piezoelektrisches und halbleitendes Substrat;

durch Einrichtungen zum Anregen von zwei elektroakustischen Wellen in dem Substrat längs eines Ausbreitungsweges an einer Oberfläche des Substrats;

durch mehrere auf der Oberfläche längs des Ausbreitungsweges angeordnete Anzapfungen, die jeweils wenigstens eine Drainelektrode aufweisen, welche einen ohmschen Kontakt mit dem Substrat haben, wobei die Drainelektroden jeder Anzapfung von den Drainelektroden der anderen An-

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ORIGINAL INSPECTED

zapfungen isoliert sind, wenigstens eine Gateelektrode, die einen gleichrichtenden Kontakt mit dem Substrat hat, und wenigstens eine Sourceelektrode, die einen ohmschen Kontakt mit dem Substrat hat, wobei die Sourceelektroden sämtlicher Anzapfungen miteinander verbunden sind;

durch programmierbare Einrichtungen zum getrennten Anlegen einer Source-Drain-Vorspannung an jeder Anzapfung zwischen der Drainelektrode der entsprechenden Anzapfung und der gemeinsamen Sourceelektrode, wobei die programmierbaren Einrichtungen eine Vorspannung an jede Anzapfung mit einer Amplitude und Polarität anlegen, daß die Amplitude bzw. die Phase des Mischerwirkungsgrades des nichtlinearen Produktmischens der Wellen in dem an diese Anzapfung angrenzenden Gebiet des Substrats gesteuert wird; und

durch den Gateelektroden zugeordnete Einrichtungen, mittels welchen jeder Anzapfung eine an dieser Anzapfung auftretende Komponente der Produktmischung entnommen werden kann.

2. Akustische-Oberflächenwellen-phasen- und -amplitudenprogrammierbares Transversalfilter, in welchem ein programmierbarer innerer Produktmischerwirkungsgrad angewandt wird,

gekennzeichnet durch ein piezoelektrisches und halbleitendes Substrat;

durch Einrichtungen zum Anregen von zwei elektroakustischer! Wellen in dem Substrat längs eines Ausbreitungsweges an einer Oberfläche des Substrats;

durch mehrere auf der Oberfläche längs des Ausbreitungsweges angeordnete Anzapfungen, die jeweils wenigstens eine

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Drainelektrode mit einem ohmschen Kontakt mit dem Substrat haben, wobei die Drainelektroden jeder Anzapfung von den Drainelektroden der anderen Anzapfungen isoliert sind, wenigstens eine Gateelektrode mit einem gleichrichtenden Kontakt mit dem Substrat, wobei die Gateelektroden von sämtlichen Anzapfungen zum Liefern eines Ausgangssignals miteinander verbunden sind, und wenigstens eine Source-? elektrode mit einem ohmschen Kontakt mit dem Substrat, wobei die Sourceelektroden der Anzapfungen miteinander verbunden sind; und

durch programmierbare Einrichtungen zum gesonderten Anlegen einer Source-Drain-Vorspannung an jede Anzapfung zwischen der Drainelektrode der entsprechenden Anzapfung und der gemeinsamen Sourceelektrode, wobei die programmierbaren Einrichtungen eine Vorspannung an jede Anzapfung mit einer Amplitude und Polarität anlegen, daß die Amplitude bzw. die Phase des Mischerwirkungsgrades des nichtlinearen Produktmischens der Wellen in dem dieser Anzapfung benachbarten Gebiet des Substrats gesteuert werden.

3. Akustische-Oberflächenwellen-Signalprozessor, in welchem ein innerer Produktmischerwirkungsgrad angewandt wird, der in der Phase über einen Radius von 21Γ programmierbar veränderlich ist,

gekennzeichnet durch ein piezoelektrisches und halbleiten des Substrat;

durch Einrichtungen zum Anregen von zwei elektroakustischer! Wellen in dem Substrat längs eines Ausbreitungsweges an einer Oberfläche des Substrats;

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durch mehrere auf der Oberfläche längs des Ausbreitungsweges angeordnete Anzapfungen, die jeweils wenigstens eine Drainelektrode mit einem ohmschen Kontakt mit dem Substrat haben, wobei die Drainelektroden jeder Anzapfung von den Drainelektroden der anderen Anzapfungen isoliert sind, wenigstens eine Gateelektrode, die einen gleichrichtenden Kontakt mit dem Substrat hat, und wenigstens eine Sourceelektrode mit einem ohmschen Kontakt mit dem Substrat, wobei die Sourceelektroden der Anzapfungen miteinander verbunden sind und wobei die Anzapfungen in zwei Gruppen angeordnet sind, wobei jede Gruppe eine Anzapfung hat, die einer bezogenen Anzapfung in der anderen Gruppe entspricht, um ein Paar zu bilden, und wobei jede Anzapfung auf der Oberfläche in einer anderen Entfernung von einer der Anregungseinrichtungen als die Anzapfung des bezogenen Paares angeordnet ist, um eine feste Phasendifferenz zwischen den Anzapfungen jedes Paares in bezug auf eine Komponente der Produktmischung aus den Anzapfungen zu schaffen;

durch den Gateelektroden zugeordnete Einrichtungen zum Summieren der Komponenten der Produktraischung, die an jeder Anzapfung auftreten, mit den Komponenten der Produktmischung, die an der entsprechenden Anzapfung jedes Paares auftreten; und

durch programmierbare Einrichtungen zum gesonderten Anlegen einer Source-Drain-Vorspannung an jede Anzapfung zwischen der Drainelektrode der entsprechenden Anzapfung und der gemeinsamen Sourceelektrode, wobei die programmierbaren Einrichtungen jeder Anzapfung eine Vorspannung mit einer Amplitude und einer Polarität liefern, um eine Amplituden- bzw. Zweiphasensteuerung des Mischerwirkungsgrades'der nichtlinearen Produktmischung der Wellen in dem Gebiet

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des Substrats, das der Anzapfung benachbart ist, für eine gewünschte Beziehung zwischen den summierten Komponenten der Produktmischung aus jedem der Paare von Anzapfungen in bezug auf eine der durch die Anregungseinrichtungen angeregten Wellen vorzunehmen.

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