DE2903016A1

DE2903016A1 - Mehrstufiger rueckgekoppelter verstaerker

Info

Publication number: DE2903016A1
Application number: DE19792903016
Authority: DE
Inventors: Edward Moore Prof Cherry
Original assignee: Monash University
Current assignee: Monash University
Priority date: 1978-02-01
Filing date: 1979-01-26
Publication date: 1979-08-09
Also published as: GB1601062A; JPS54158147A; NL7900680A; FR2416586A1; IT1110088B; CA1135351A; FR2416586B3; SE7900848L; US4243943A; IT7919809A0

Description

-y-

• b°

2 S 3 j 116

Mehrstufiger rückgekoppelter Verstärker

Die Erfindung betrifft ein Rückkopplungssystem, bei welchem eine nichtlineare Verzerrung auf äußerst geringe Pegel reduziert wird. Insbesondere betrifft die Erfindung einen elektronischen gegengekoppelten Verstärker für Tonwiedergabegeräte. Angewendet werden kann die Erfindung auch bei Funktionsverstärkern in integrierter Bauweise mit einer Anzahl von Rückkopplungsschleifen, wobei eine äußere Rückkopplungsschleife durch den Anwender des Geräts vorgesehen ist und innerhalb der integrierten Schaltung innere Rückkopplungsschleifen vorgesehen sind. Verwendungsmöglichkeiten der Erfindung sind auch möglich bei Empfängern für Instrumente, bei denen eine äußerst niedrige integrale und differentielle Nichtlinearität gefordert wird. Die Erfindung kann auch Verwendung finden bei Verstärkern für fernmeldetechnische Kanäle, bei denen eine äußerst niedrige Intermodulationsverzerrung erwünscht ist. Anwendungsmöglichkeiten der Erfindung ergeben sich ebenfalls bei Rückkopplungssystemen, welche beispielsweise in magnetischen Verstärkern, hydraulischen Verstärkern, pneumatischen Verstärkern, mechanischen Verstärkern und ähnlichen Signalaufbereitungsgeräten verwendet werden. Andere Anwendungsmöglichkeiten ergeben sich für einen elektronischen Adressaten.

Ein Problem bei vielen Arten von Verstärkern ist die nichtlineare Verzerrung. Gewöhnlich auftretende Eigenschaften enthalten einen Klirrfaktor und eine Intermodulationsveraerrung. Ein Standardverfanren zur Verringerung der nichtiinearen Verzerrung in einem Verstärker ist die ß.nwendsmg eimer Gegenkopplung beim Verstärker₀

H₀ I/o Boole (Bool© H.W. "Metwork Analysis and Feedback Amplifier Design"j VanHosiraEd, Princeton M₀J,, 194"?) hat bekannte Grenzen für desa GegenkoppluEgsgrad abgeleitet, welcher bei eimern einfach gegenge-

ORiGINAL INSPECTED

-C-

2 S O ? O 1

koppelten Verstärker und einigen mehrfach gegengekoppelten Verstärkern zur Anwendung kommen kann. Das Gesetz nach Bode besagt für einen einfach gegengekoppelten Tiefpaßverstärker, daß die Schleifenverstärkung nicht rascher gedämpft sein soll als etwa 30 dB/Dekade, wenn der Verstärker unbedingt stabil sein soll. Herkömmliche Praktiken begrenzen die Dämpfung häufig auf 20 dB/Dekade. Daher waren der Gegenkopplungsgrad, welcher wirkungsvoll angewendet werden konnte und die daraus resultierende Verringerung der Verzerrung bisher begrenzt.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, bei der die Grenzen des Gegenkopplungsgrades nach Bode für die BandmitteschleifenverStärkung und ihre frequenzäbhängige Dämpfung erweitert werden können, so daß eine noch stärkere Verringerung der Verzerrung möglich ist.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 angegeben, wobei die Unteransprüche vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung angeben.

Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung kann ein mehrstufiger Verstärker vorgesehen sein, der den Vorwärtsstrompfad eines rückgekoppelten Verstärkers bildet. Eine Anzahl von Rückkopplungsschleifen besitzen jeweils einen Übertragungsfaktor in der komplexen Frequenzdarstellung von der angenäherten Form st für einen Tiefpaßverstärker oder 1/st für einen Hochpaßverstärker oder [st + 1/sr] für einen Bandpaß verstärker oder I/Cst + 1/st] für einen Bandsperreverstärker bzw» Sperrfilter» Die Rückkopplungsschaltungen, sind so angeordnet, daß die sich ergebenden Rückkopplungsschleifen ein Nest bzw. eine Scnachtelung bilden, wobei die Schleifen ineinander angeordnet sind Bei der Erfindung sind die Verstärkungen, die Pole und Mullstellen der einzelnen Stufen des Vorwärtsstrompfades sowie die ÜbertragungsfunMionen der

9116 §09§f|/060|

ORiGi₁MAL JWSPECTEO

y.

2 υ .:■ ν; : fa

Rückkopplungsschaltungen so ausgewählt, daß der Rückführungsunter* schied für die Stufe bzw. Stufen in der Mitte der Schachtelung sich mit einer Geschwindigkeit ändern, die größer ist als die von Bode gefundene Begrenzung für unbedingte Stabilität.

Im Falle eines Tiefpaßverstärkers koppeln die Rückkopplungsschaltungen jeweils eine zeitliche Ableitung des Signals an einigen Punkten im Vorwärtsstrompfad zu einigen früheren Punkten zurück.

in bevorzugter Weise sind die Pole und die Nullstellen der einzelnen Stufen des Vorwärtsstrompfades so ausgewählt, daß jedeRückkopplungsschleife zusammen mit allen anderen Schleifen, welche durch diese Rückkopplungsschleife eingeschlossen sind, beim Betrieb dieser jeweiligen Rückkopplungsschleife unbedingt stabil ist. Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die beiliegenden Figuren verwiesen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines einfach rückgekoppelten Ver

stärkers;

Fig. 2 eine graphische Darstellung der Verstärkungsasymptoten

eines einfach rückgekoppelten Tiefpaßverstärkers in logarithmischem Maßstab;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels in Tief

paßform;

Fig. 4 eine graphische Darstellung der Verstärkungsasymptoten

der Stufen N-I und N der Tiefpaßform des Ausführungsbeispiels in logarithmischem Maßstab;

⁹¹¹⁶ 90985^/0603

ORiGiNAL

IMSPECTED

Fig. 5 eine graphische Darstellung der Verstärkungsasympto

ten der Stufen N-2, N-I und N der Tiefpaßform des Ausführungsbeispiels in logarithmischem Maßstab;

Fig. 6 eine graphische Darstellung der Verstärkungsasympto

ten einer äußeren Rückkopplungsschleife und der Schachtelung bzw. der ineinander angeordneten Gruppierung differenzierender Rückkopplungsschleifen der Tiefpaßausführung des Ausführungsbeispiels in logarithmischem Maßstab;

Fig. 7(a) jeweils ein Blockschaltbild für zwei verschiedene Aus-

^ ' führungsbeispiele in Tiefpaßausführung, bei denen die Schachte

lung bzw. die Ineinandergruppierung der Rückkopplungs schleifen an anderen Stufen als der Ausgangsstufe zentriert sind, und

Fig. 8 ein Schaltbild eines Verstärkers, welcher ein Ausfüh

rungsbeispiel der Erfindung ist.

Die Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines einfach rückgekoppelten Verstärkers mit einem Vorwärtsstromkreis mit einer Spannungsverstärkung μ ohne Gegenkopplung und eine Rückkopplungs- bzw. Gegenkopplungsschaltung mit einer Rückkopplung bzw. Gegenkopplung β . Die Gesamtverstärkung A ergibt sich als

_Λ Ausgang μ _M*

^Λ " Eingang ~ 1 +μβ ' <· ^x '

Der Gegenkopplungsgrad F und die Schleifenverstärkung A- sind definiert durch

Γ = 1+Α₁ = 1 + μβ. (2)

909832/0603

ORIGINAL INSPECTED

Wenn die Schleifenverstärkung groß ist, dann gilt

A -* 1/ß ( 3 )

unabhängig von der Verstärkung μ im Vorwärtsstrompfad, d.h. unabhängig von der Verstärkung ohne Gegen- bzw. Rückkopplung. Insbesondere wird die Wirkung der Nichtlinearität in der Verstärkung M- des Vorwärtsstromkreises in der Gesamt verstärkung A verringert.

Wenn der Verstärker ohne Gegenkopplung (dies entspricht einer Ver-■:-ärkung μ) bei einer bestimmten Signalfrequenz ω und Amplitude eine n-te Harmonische der Verzerrung D (jüj) besitzt, beträgt die Verzerrung bei Anwendung der Gegenkopplung (entspricht der Verzerrung in A) bei der gleichen Signalfrequenz und der gleichen Ausgangsamplitude

Hierin bedeutet F(jncd) den Gegenkopplungsgrad bei der Frequenz der η-ten Harmonischen. Die Verringerung der Verzerrung durch die Gegenkopplung ist begrenzt allein durch den Gegenkopplungsgrad, den man bei der relevanten Frequenz erhält.

Die Fig. 2 zeigt die Asymptoten der Verstärkung im Vorwärtsstrompfad bzw. die Verstärkung bei fehlender Gegenkopplung, den Gegenkopplungsfaktor und die Gesamtverstärkung eines einfach gegengekoppelten Tiefpaßverstärkers in Abhängigkeit von der Frequenz, welche in logarithmischem Maßstab aufgetragen ist. Bei einem Tiefpaß verstärker fällt der Verstärkungsgrad ohne Gegenkopplung mit steigender Frequenz. Die Kreisfrequenz, bei welcher die Asymptote vom Mittelbandwert μ abweicht, ist in der Fig. 2 durch ω = 1A_A bezeichnet.

U U

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!NSPECTEO

9 C: r r γ -: ft

Wenn zwei Werte im logarithmischem Maßstab aufgetragen sind, ergibt sich aus dem Abstand der beiden Kurven der Quotient dieser Werte. Die Pfeile in der Fig. 2 geben demnach die Schleifenverstärkung und den Gegenkopplungsgrad an. Die Änderungen der Längen dieser Pfeile bei verschiedenen Frequenzen geben daher die Änderungen der Schleifenverstärkung und des Gegenkopplungsgrades in Abhängigkeit von der Frequenz an. In der Fig. 2 sind die Asymptoten sowohl für die Schleifenverstärkung als auch für den Gegenkopplungsgrad bei allen Frequenzen bis ■s, - 1/τ _ konstant. Die Schleifenverstärkung fällt und verläuft durch Eins bei ω = IAv·

Da der Gegenkopplungsgrad in einem Tiefpaßverstärker mit steigender Frequenz fällt, steigt die nichtlineare Verzerrung mit wachsender Frequenz oberhalb ω in Übereinstimmung mit der Gleichung 4 an. Wenn die herkömmliche Begrenzung auf 20 dB/Dekade für die Dämpfung der Schleifenverstärkung beobachtet wird, folgt aus der Geometrie der Fig. 2, daß der maximale Gegenkopplungsgrad bei ω beträgt

0 X

Als Beispiel sei ein transistorisierter Verstärker in einem Tonwiedergabegerät betrachtet. Bei derartigen Anwendungsfällen sind Verzerrungen bis zu Frequenzen von etwa 20 kHz zu berücksichtigen. Demgemäß muß bei derartigen Anwendungszwecken die größtmögliche Rückkopplung in Abhängigkeit von dieser Frequenz ermittelt werden.

Die Frequenz ω bei der die Schleifenverstärkung Eins ist, wird in Abhängigkeit von dem Produkt ω_ aus Verstärkung und Bandbreite der Transistoren unter Schwierigkeit bei der Schleifenphasenverschiebung

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ORIG'MAL INSPECTED

C Γ

bei hohen Frequenzen ausgewählt. Bei Audioverstärkern beträgt der mittlere Wert etwa 200 kHz (10 Radian/s). Aus der Fig. 2 und der herkömmlichen Dämpfung der Schleifenverstärkung mit 20 dB /Dekade ergibt sich, daß der Gegenkopplungsgrad bei 20 kHz in einem einfach gegengekoppelten Verstärker über etwa 10 (20 dB) nicht hinausgehen kann unabhängig von der Wahl von ω . Der Gegenkopplungsgrad kann 100 (40 dB) bei 2 kHz nicht übersteigen. Die Verringerung der zweiten Harmonischen der Verzerrung kann daher durch eine Gegenkopplung für ein 10 kHz-Signal 10 bzw. 100 für ein 1 kHz-Signal nicht übersteigen. Ein Verstärker, bei dem ein Gegenkopplungsgrad und eine Verringerung der Verzerrung von 1.000 (60 dB) erforderlich ist, muß ein ω bei etwa 200 Hz größenordnungsmäßig haben. Die zweite Harmonische der Verzerrung muß über 100 Hz anzusteigen beginnen und die vorstehenden Verringerungen der Verzerrung bei 1 kHz und 10 kHz von 100 und 10 werden noch angewendet. Die Erhöhung der Verzerrung bei hohen Audiofrequenzen gibt vielen Audioverstärkern einen charakteristisch "harten" Klang.

Wenn bei einem einfach gegengekoppelten Verstärker eine konstante Verzerrung über die Tonfrequenzbandbreite gefordert wird, muß ω etwa bei 20 kHz gewählt werden. Der zulässige Maximalwert ω^ bestimmt

jl

dann den maximalen Gegenkopplungsgrad und die Verringerung der Verzerrung (Gleichungen 4 und 5). Wenn eine starke Verringerung der Verzerrung erforderlich ist, muß ω über seine Norm von etwa 200 kHz (10 Radian/s) hinaus erhöht werden. Es ergeben sich hieraus dann Schwierigkeiten mit der Schleifenphasenverschiebung bei hohen Frequenzen. Bode zeigt, daß durch Einführung von lokalen widerstandsbehafteten Rückkopplungsschaltungen um die einzelnen Stufen diese Schlußfolgerung am besten unverändert belassen werden kann.

Bei der Erfindung kommt eine neuartige Anordnung der Rückkopplungsschaltungen zur Anwendung, wobei eine Schachtelung der Rückkopplungs

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ORIGINAL INSPECTED

2O

U ■-■· U

schleifen zur Anwendung kommt. Für die Tiefpaßausbildung ist in der Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel dargestellt. Mit dieser Anordnung kann eine äußerst große Gegenkopplung bzw. Rückkopplung auf die Stufen des Verstärkers am Zentrum der verschachtelten Schleifen zur Einwirkung gebracht werden. Man gewinnt dabei bei der Reduzierung von Nichtlinearitäten gegenüber bekannten Verstärkern eine Verbesserung. Die Verstärkung um jede Schleife befolgt die 3O-ungeradzahlig dB/Dekade-Regel nach Bode, wenn der Verstärker unbedingt stabil sein soll. Der Gegenkopplungsgrad für irgendeine Stufe ist jedoch das Produkt der Gegenkopplungsgrade aller Schleifen, welche diese Stufe einschließen. Für die Stufen am Zentrum der Schleifenverschachtelung kann das Produkt die Begrenzung nach Bode jedoch überschreiten, ω ω und der Gegenkopplungsgrad für die Stufen am Zentrum der Schleifenverschachtelung können frei und unabhängig gewählt werden.

Bei einem einfach gegengekoppelten Verstärker kann die Schleifenverstärkung A. = μβ im Prinzip durch Aufbrechen der Schleife an irgendeinem Punkt gemessen werden. Der Gegenkopplungsgrad F ist definiert als

„ _ Fehler (ERROR), ohne Gegenkopplung / g ,

Fehler (ERROR), mit Gegenkopplung * ^;

für ein konstantes EINGABE-System. Der Wert des Gegenkopplungsgrades kann angegeben werden durch

F = l+nß = l+A_r (7)

Alle Stufen im Vorwärtsstromkreis besitzen den gleichen Gegenkopplungsgrad. In einer Mehrschleifen-Anordnung der Fig. 3 beträgt der Gegenkopplungsgrad der k-ten Stufe

■ρ _ EINGABE in die k-te Stufe, ohne Gegenkopplung , „ ,

k~ EINGABE in die k-te Stufe, mit Gegenkopplung *■ '

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ORIGINAL INSPECTED

9 O Π ""! ~ί 1 Q

i J "J >.' ' ä ^!J

für ein konstantes EINGABE-System. Es haben dann nicht alle Stufen den gleichen Rückkopplungsgrad.

Die Fig. 3 ist ein spezieller Fall für eine allgemeinere Anordnung und dient zur erleichterten Erläuterung:

(i) Stufen 2 bis N haben einen Pol bei 1/τ ■ (ii) Stufen 2 bis N-2 haben einen Nullpunkt bei 1/τ · (iii) Stufen 2 bis N-2 haben

^k = Vv <⁹>

^ ^μ1^μΝ-1^μΝ^{β =}

^T° ² do)

(ν) ^TF ^{= μ}1 ^ß V ^{( U }}

Es ist ersichtlich, daß diese Abhängigkeiten für die Erfindung nicht wesentlich sind.

Fig. 4 zeigt die Verstärkungsasymptoten der Stufen N-I und N mit dem inneren bzw. (N-I)-ten Rückkopplungsfaktor st . Bei niedrigen Frequen-

zen wird die Schleifenverstärkung Null wegen des s-Terms im Rückkopplungsfaktor. Die Schleifenverstärkung der geschlossenen Schleife erreicht daher die Vorwärtsstrompfad-Verstärkung μ^-ι l·^. Zunächst steigt die Schleifenverstärkung mit 20 dB/Dekade an und wenn die Schleifenverstärkung Eins überschreitet, nimmt die Verstärkung der geschlossenen Schleife die Asymptote des Rückkopplungsfaktors 1/st„ an. Bei Frequenzen über l/r _ fällt die Vorwärtsstrompfad-Verstärkung mit 40 dB/ Dekade. Die Schleifenverstärkung fällt mit 20 dB/Dekade und erreicht Eins bei 1/τ , wobei die Verstärkung der geschlossenen Schleife die

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INSPECTED

-U-

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40 dB/Dekade-Asymptote des Vorwärtsstrompfades annimmt. Demzufolge steigt oder fällt die Schleifenverstärkung mit 20 dB/Dekade und die Schleife ist unbedingt stabil. Die Gesamtbandmitteverstärkung be-

2
trägt μ j μ_Ν mit Polen bei ^τ _χ/^τ ₀ und 1/^τ _χ·

Die Fig. 5 zeigt die Verstärkungsasymptoten der Stufe N-2 (Stufen N-I und N mit innerem Rückkopplungsfaktor) sowie den (N-2)-ten Rückkopplungsfaktor. Die Nullstelle der Stufe N-2 macht den Pol bei 1/τ_γ von den Stufen N-I und N unwirksam, so daß die Vorwärtsstrompfad-Verstäri;ung der (N-2)-ten Schleife eine Zweipolfunktion ist: Bandmitteverstär-

kung ^-vr_2 ^μΝ-ΐ ^μΝ ^{mit Polen τ}χ/^τη ^und ^o* ^{Bei ni}-^edriS^en Frequenzen erreicht die Schleifenverstärkung die Nullstelle wegen des s-Terms im Rückkopplungsfaktor. Die Schleifenverstärkung steigt mit 20 dB/Dekade für Frequenzen zwischen Null und dem Vorwärtsstrompfad-Pol

2
τ_χ/τ₀ an und wird konstant bis zum Pol bei l/r „. Danach fällt die Schleifenverstärkung mit 20 dB/Dekade bis auf Eins bei 1/τ_γ. Somit ist die (N-2)-te Schleife unbedingt stabil: ihre Gesamtbandmitteverstär-

2 3

kung beträgt μ_Ν_₂ μ_Ν-1 μ_Ν mit Polen bei ^τ _χ A₀ und 1/τ_χ.

Das Hinzufügen einer weiteren Stufe und eines Rückkopplungsfaktors kann unendlich wiederholt werden. In jedem Fall ist die sichergebende Schleifenverstärkung für die geschlossene Schleife eine Zweipolfunktion mit dem zweiten Pol bei IA_x- Die Verstärkung um jede Schleife (beim Betrieb aller inneren bzw. von diesen eingeschlossenen Schleifen) wächst oder fällt mit 20 dB/Dekade, so daß jede Schleife unbedingt stabil ist.

Die Fig. 6 zeigt die Verstärkungsasymptoten der äußeren Schleife. Die gesamte Bandmitteverstärkung liegt nahe 1/ß mit einer 40 dB/Dekade-Dämpfung oberhalb ί·Λ_χ· Die Übergangsfunktion ist halbkritisch gedämpft.

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Q Π O-1 t oU ο -j

Der Gegenkopplungsgrad an der Ausgangsstufe ist das Produkt der Gegenkopplungsgrade aller Schleifen. Bei niedrigen Frequenzen ist die Asymptote

^FN =

N-I

Λ - (U)

Diese Asymptote ist konstant bei Frequenzen bis l/τ Sie fällt dann mit 20 (N-I) dB/Dekade bis Eins bei 1/τ_ν. Ein Vergleich mit Fig. 2 und

A.

Gleichung 5 zeigt den Vorteil der Mehr schleifen-Anordnung. Beispielsweise beträgt bei einem einfach gegengekoppelten Verstärker T_n = 1Ομ s und τ = 1μ s. Der Gegenkopplungsgrad F bei ω = 20 kHz (10 Radian/s) kann 11 nicht übersteigen. Bei der Mehrfachschleifen-Anordnung, wie sie durch die Erfindung vorgeschlagen wird, beträgt F = I. 001 bei den gleichen Zeitkonstanten und bei drei Schleifen.

Der Gegenkopplungsgrad der k-ten Stufe beträgt

Γ=1 + μ₁μ...μβ (13)

bei niedrigen Frequenzen. Seine Asymptote fällt mit 20 dB/Dekade zwi-

N-l-k N-k
sehen τ /τ und IA_n- Daraufhin fällt die Asymptote des Ge_χ Aq

genkopplungsgrades mit 20 k dB/Dekade auf Eins bei

Modifizierungen der in der Fig. 3 gezeigten Blockschaltung sind möglich, ohne den Erfindungsgedanken zu verlassen. Folgende Beispiele sind möglich:

(a) Die Pole und Nullstellen der einzelnen Stufen τ_η und τ_γ müssen nicht alle gleich sein.

⁹¹¹⁶ 90983270603

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2803 Ή

(b) Diese Pole und Nullstellen können eingestellt werden durch zusätzliche Rückkopplungsschleifen, welche um die in Betracht kommenden Stufen angeordnet sind.

(c) Die "Stufen" müssen nicht unbedingt einzelne Verstärkereinrichtungen sein, sondern können vollständige Teilverstärker sein, welche verschiedene Verstärkereinrichtungen enthalten.

(d) Die Rückkopplungszeitkonstanten x„ müssen nicht alle gleich sein.

(e) Die Rückkopplungsnetzwerke müssen keine perfekten Differenzier schaltungen sein, sondern es können auch LRC-Netzwerke, welche eine angenäherte Differentiation über einen Bereich der Signalfrequenzen liefern, zum Einsatz kommen.

(f) Das Gesamtrückkopplungsnetzwerk β muß nicht unbedingt ein einfacher Dividierer sein, sondern kann Blindanteile enthalten, um das Ansprechverhalten des Verstärkers ändern zu können.

(g) Die verschachtelte Anordnung der differenzierenden Rückkopplungsschleifen muß nicht unbedingt an den Ausgangs- und Treiberstufen zentriert sein, sondern es ist auch möglich, die Zentrierung bzw. Zusammenführung an einer solchen Stufe durchzuführen, welche wesentlich zur Gesamtnichtlinearität beiträgt. In den Fig. 7(a) und 7(b) sind zwei Ausführungsbeispiele für die Verschachtelung der Schleifen gezeigt, wobei die Zentrierung bzw. Zusammenführung an der zweiten und dritten Stufe eines Vierstufenverstärkers vorgenommen ist.

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9 O Π 1 f; 1 Ci

L· ■■-/ U \j w- t Ό

(h) Die Fig. 3 und die im vorstehenden angestellten theoretischen Überlegungen treffen für einen Tiefpaßverstärker zu. Die Erfindung kann jedoch auch bei einem Hochpaß-, Bandpaß- und Bandsperreverstärker unter Anwendung herkömmlicher mathematischer Umwandlungs regeln und bei Anwendung entsprechender Hardware angewendet werden:

Tiefpaß —> Hochpaß st —5> 1/st

Tiefpaß—> Bandpaß st —^ L st + l/s τ ]

Tiefpaß —^ Bandsperre st —* 1/ C st + 1/st ]

Das bedeutet, daß für einen Hochpaßverstärker die Differenzier schaltungen des Tiefpaßverstärkers ersetzt werden durch Integratoren. In einem Bandpaßverstärker werden die Kapazitäten des Tiefpaßverstärkers ersetzt durch parallele Induktivität-Kapazitäts-Kombinationen usw.

(i) Die Erfindung kann auch bei signal verarbeiteten Systemen außer elektronischen Verstärker systemen zur Anwendung kommen. Beispielsweise kann die Erfindung angewendet werden bei einem magnetischen Verstärkersystem, einem hydraulischen Verstärkersystem, einem pneumatischen Verstärker system, einem mechanischen Verstärkersystem oder ähnlichen signalverarbeitenden Systemen.

Die Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Erfindung, das bei einem Tonfrequenzverstärker zur Anwendung kommt.

Die Schaltung zeigt eine Mehr schleifen-Anordnung mit der in der Fig. 3 dargestellten Ausbildung, wobei N = 4, β ν 1/50 und τ 7, 5 μ s. Die Übereinstimmung zwischen den Fig« 3 und 8 ergibt sich wie folgt:

90983270603

ORSGlMAL IMSPECTED

(a) Stufe 1 entspricht F, und F« und hat keine kennzeichnenden Pole und Nullstellen.

(b) Stufe N-2 bzw. 2 entspricht J,- und hat ihren Pol bei 47 pF zwischen Kollektor und Basis.

(c) Stufe N-I bzw. 3 entspricht J₇ bzw. J₁₀ und hat ihre Pole bei 330 μ Η im Emitter Stromkreis. Es sind zwei Transistoren jeweils notwendig wegen Gegentakt-B-Tonspurbetrieb.

(d) Stufe N bzw. 4 entspricht den Darlington-Transistoren «L· - ^g bzw

J-- ι« und besitzt ihre Pole bei 150 pF zwischen Kollektor und Bai 17+18

Es wird im Gegentakt-Tonspurbetrieb gearbeitet.

(e) Der äußere bzw. gesamte Rückkopplungsfaktor β entspricht 3, 3 kQ und 150 kQ in der F„-Torschaltung.

(f) Der differenzierende Rückkopplungsfaktor N-2 bzw. 2 entspricht 47 pF zwischen der Jg-Basis und dem Ausgangsstromkreis.

(g) Der differenzierende Rückkopplungsfaktor N-I bzw. 3 entspricht 2, 2 nF zwischen dem J_{15 16}~ bzw. J₁₇ -g-Kollektor und der J-- bzw. J_l0-Basis. Der Betrieb erfolgt im Gegentakt.

Der Vorspannungsstromkreis für die B-Ausgangsstufe ist ungewöhnlich für einen Tonfrequenzverstärker, da sie sich nicht auf thermische Rückkopplung verläßt. Der Ruhestrom in dieser Stufe ist in Beziehung gesetzt zum Ruhestrom in J„ über Verhältnisse zwischen

3, 3Q im Jg-Kollektorstromkreis, 330Q im J_- und J^-Basisstromkreis,

⁹¹¹⁶ 90983070603

ORIGINAL INSPECTED

?ςη~Π1 ft 3, 3 kQ zwischen den J₁- ^„- oder J^₇ ^„-Kollektoren

und den J_- oder J. .-Basen, 1, 0Ω zwischen den J-- ..„-und J_{17 1R}-Kollektoren.

10 μΗ, 15Ω und 47 nF im Ausgangsstromkreis verhindernRF-Interferenzen, welche von den Lautsprecherzuleitungen aufgenommen werden und in die Signalteile des Verstärkers eingebracht werden.

Die Erfindung schafft somit ein Rückkopplungssystem in einem mehrstufigen Verstärker, bei welchem eine Verschachtelung der Rückkopplungsschleifen vorgesehen ist, wobei die Rückkopplungsschleifen an einer bestimmten Stufe zentriert bzw. zusammengeführt sind, beispielsweise an der Ausgangsstufe. Dies ermöglicht eine große Rückkopplung bzw. Gegenkopplung, welche auf diese Stufe einwirken kann. Außerdem läßt sich ein konstanter Rückkopplungs- bzw. Gegenkopplungsgrad für diese Stufe über den gewählten Frequenzbereich erzielen. Die Bemessungsgrenzen nach Bode für die Bandmitteschleifenverstärkung und ihre Änderungsgeschwindigkeit der Dämpfung in Abhängigkeit von der Frequenz können erweitert werden.

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ORIGINAL INSPECTED

Leerseite

Claims

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2903G16

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ί'Γ:·^'ΐπ iioad, -'Ί .iy L-üi, - ¹^ :oila /

M-^r'hrstiifig_nr jürk-ekopjgeltKr Verstärker

f ^Gij^ngvoUehe:

/ g gper Vc.?-'-,täik-.-r mit einem mehrere Stu- "

fen auf-A'CibJritien Vorwärtsstrompfad und mehr or en Rückkopplungsnetawerken, vor« «tenpn i^des eine Übertragungsfunktion in der komplexen Frequenv:,da.rs:-ellun.g etwa der Forr-i st für einen Tieipaßverstärker o^rler 1/κΐ iür ein^n Hochpaßverstärker oder lux- + ί/βτ} für einen Bandpaiäverstärker oder l/L st + l/st] für einen Bandsperreverstärker aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplung nety.v/erke ao iinnsordnpt sind, daß die sich ergebenden Rückkopplung^·· schleifen eine Schachtelung der ineinander angeordneten Rücld£opplung£5~ schleifen bilden und daß die Verstärkungen.Pole und Nullstellen der Stufen des Vorwärtiistrompfades sowie die Übertragungsfunktionen der Rückkopplungsnetzwerke so bemessen sind, daß der Rückkoppiungs- bzw. Gegenkopplungsgrad für die Stufe bzw. Stufen am Zentrum der V er schachtelung sich mit einer Geschwindigkeit ändert, die größer ist als die Bode-Grenze für unbedingte Stabilität.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungen,, Pole und Nullstellen der einzelnen Stufen des Vorwärtsstrompfades und die Übertragungsfunktionen der Rückkoppiungsnetzwerke so bemessen sind, daß jede Rückkopplungsschleife zusammen

B ölIB -- I>T/f?

^ kl ψ_: (I 3 y / ft R ft μ

BAD

-S-

mit den anderen beim Betrieb dieser Rückkopplungsschleife eingeschlossenen Schleifen unbedingt stabil ist.
3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiteres Rückkopplungsnetzwerk außerhalb der verschachtelt angeordneten Rückkopplungsschleifen vorgesehen ist.
4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zusätzliche Rückkopplungsnetzwerk ein beliebiges LRC-Netzwerk ist.
5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ineinander verschachtelten Rückkopplungs schleifen an der Ausgangsstufe zentriert bzw. zusammengeführt sind.
6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ineinander verschlachtelten Rückkopplungs schleifen an einer anderen Stufe als der Ausgangsstufe zentriert bzw. zusammengeführt sind.
7. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker entweder als Tiefpaß- oder Hochpaßverstärker ausgebildet ist und die Verstärkung um jede Rückkopplungsschleife mit den innenliegenden Schleifen mit 20 dB /Dekade steigt oder fällt, wenn die Verstärkung größer als eins ist.
8. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker als Tiefpaßverstärker ausgebildet ist und die Rückkopplungsnetzwerke jeweils eine Übertragungsfunktion st aufweisen und eine zeitliche Ableitung des Signals an einem Punkt im Vorwärtsstrompfad zu einem früheren Punkt rückkoppeln.

⁹¹¹⁶ . §098^2/0601
9. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwärtsstrompfad der innersten Rückkopplungsschleife zwei dominante Pole aufweist.
10. Vci stärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Teil des Vorwärtsstrompfades zwischen zwei benachbarten differenzierenden Rückkopplungsnetzwerken der verschachtelten Anordnung der Schleifen einen dominanten Pol und eine dominante Nullstelle aufweist.
11. Verstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Vorwärtsstrompfad zwischen dem äußeren differenzierenden Rückkopplungsnetzwerk der Verschlachtelung und dem zusätzlichen Rückkopplungsnetzwerk keine signifikanten Pole oder Nullstellen aufweist.
12. Verstärker nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das zusätzliche Rückkopplungsnetzwerk als einfacher Dividierer ausgebildet ist.
13. Verstärker nach Anspruch 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß alle dominanten Pole zusammenfallen.
14. Verstärker nach Anspruch 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß alle dominanten Nullstellen zusammenfallen.
15. Verstärker nach Anspruch 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß die differenzierenden Rückkopplungsnetzwerke die gleiche Zeitkonstante aufweisen.
16. Verstärker nach einem der Ansprüche 8 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandmitte Verstärkungen der Stufen 1 bis N

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2 9 Ü - Ο 1 B

des Vorwärtsstrompfades, welche mit μ. bis μ« bezeichnet sind, die Zeitkonstanten der dominanten Pole und Nullstellen, welche mit τ und τ bezeichnet sind, die Zeitkonstanten der differenzierenden Rückkopplungsnetzwerke, welche mit τ bezeichnet sind, und das Teilungsverhältnis des zusätzlichen Rückkopplungsnetzwerkes, welches mit ß bezeichnet ist, folgenden Beziehungen genügen:

Vy, = τ_ο/τ_χ für 2 *k*N-2,

βτ_χ.
17. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktionen der Rückkopplungs netzwerke etwa durch LRC-Netzwerke angenähert sind.
18. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch ge kennzeichnet, daß der Verstärker ausgebildet ist als ein elektronisches Verstärkersystem oder magnetisches Verstärkersystem oder hydraulisches Verstärkersystem oder pneumatisches Verstärkersystem oder mechanisches Verstärkersystem oder ein Signal verarbeitendes System.

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