DE2850933A1 - Kippschwingungsoszillator - Google Patents

Description

ECA 71,285

Brit.Appln. No; 49126/77

Piled: November 25, 1977

Kippschwingungsoszillator

Die Erfindung bezieht sich auf einen Kippschwingungsoszillator (Kippgenerator), in dem der Gatekreis eines Feldeffekttransistors (FET) dazu verwendet wird, den Pegel der Aufladung eines zeitbestimmenden Kondensators zu fühlen.

Ein Kippgenerator erzeugt eine Sägezahnschwingung, deren Periadendauer durch die Zeit bestimmt wird, die zur Aufladung eines Kondensators während jeder Schwingungsperiode benötigt wird. Bei bekannten Kippgeneratoren wird der Pegel, auf den sich der zeitbestimmende Kondensator auflädt, dadurch gefühlt, daß die am Kondensator entstehende Spannung dem Gatekreis eines als Verstärker in Sourceschaltung angeordneten Feldeffekttransistors angelegt wird, um den Drain-Source-Kanal des Transistors in den leitenden Zustand vorzuspannen, sobald der Ladespannungspegel des Kondensators über eine Schwellenspannung hinaus anwächst. Die Leitfähigkeit des Feldeffekttransistors wird dann dazu ausgenutzt, einen Schalter für das Entladen des Kondensators zu betätigen. Diese Funktionsweise ist jedoch in mancher Hinsicht nachteilig, denn zum einen wird die Amplitude der Sägezahnschwingungen auf einen Wert beschränkt, der direkt von der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors abhängt und somit niedriger als die für den Kippgenerator zur Verfügung stehende Betriebsspannung ist; zum anderen hängt die Amplitude und somit die Frequenz der Schwingungen von der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors ab, die beträchtlichen herstellungsbedingten Schwankungen unterworfen ist.

Diese unerwünschten Folgen werden bei einem erfindungsgemäßen Kippgenerator dadurch vermieden, daß der Gatekreis eines Feldeffekttransistors in Eeihe mit dem zeitbestimmenden Kondensator zwischen die Klemmen der Betriebsspannungsquelle geschaltet wird. Der zum Fühlen der Kondensatorladung verwendete Feldefiekttran-

- 5 909822/0761

sistor hat einen solchen Leitungstyp, daß sein Kanal leitend gehalten wird, während der zeitbestimmende Kondensator auf einen der Betriebsspannung nahekommenden Pegel aufgeladen wird, und das Fehlen einer Klemmtätigkeit im Gatekreis des Feldeffekttransistors erlaubt eine Stromleitung in dessen Kanal, ohne daß die Aufladung des zeitbestimmenden Kondensator beeinflußt wird. Die Höhe der Aufladung des Kondensators wird dann indirekt durch Messung der Differenz zwischen einem Betriebspotential und der Spannung am Kondensator gefühlt anstatt in direkter Weise durch Messung der Spannung am Kondensator. Unter den meisten Betriebsbedingungen liegt die verfügbare Betriebsspannung weit über der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors, insbesondere in Fällen, wo diese Schwellenspannung so gewählt ist, daß ein Transistorbetrieb mit den sich bei schwacher Inversion des Kanals ergebenden ultraniedrigen Strömen möglich ist. Der Kondensator wird auf Spannungen aufgeladen, die der Betriebsspannung unter solchen Bedingungen sehr nahekommen, so daß die Amplitude der am zeitbestimmenden Kondensator erscheinenden Sägezahnspannung hauptsächlich von dieser Betriebsspannung und praktisch nicht von der Schwellenspanming des Feldeffekttransistors abhängt. Daher ist auch die Frequenz der Schwingung weniger abhängig von Änderungen Schwellenspannung des Feldeffekttransistors .

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Kippgenerators, wobei in jedem Block die Details jeweils einer Schaltung dargestellt sind, die in vorteilhafter Ausführungsform der Erfindung verwendet werden kann;

Figur 2 zeigt ein Detailschaltbild einer anderen Ausführungsform der im Kippgenerator verwendeten Schalteinrichtung;

Figur 3 zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail eine andere Ausfuhrungsform der Erfindung, bei der während jeder Schwingungsperiode dem Schwingungssignal ein bestimmtes Tastverhältnis gegeben wird.

- 6 909822/0761

Der in Figur 1 dargestellte Kippschwingungsoszillator 10 enthält einen Kondensator CL, der mittels einer Stromquelle I^ aus einer Spannungsquelle +V aufgeladen und mittels einer Schalteinrichtung 12 entladen werden kann. Die Schalteinrichtung 12 wird leitend, wenn ihrer Klemme T,- ein Einschaltsignal angelegt wird, und zeigt beim Wechsel zwischen ein- und ausgeschaltetem Zustand ein Hystereseverhalten. Die Schalteinrichtung wird über eine Schwellenschaltung 14- gesteuert, die das Einschaltsignal immer dann erzeugt, wenn der Kondensator Gy. einen vorbestimmten Ladungspegel erreicht, und die dieses Signal beendet, wenn sich der Kondensator bis unter diesen vorbestimmten Pegel entladen hat. Dabei nimmt die Schwellenschaltung praktisch keinen Einfluß auf die Ladegeschwindigkeit des Kondensators und zieht praktisch keine Leistung während der Aufladung des Kondensators.

Wie bei vielen bekannten Kippschwingungsoszillatoren steuert auch hier der Ladungspegel am Kondensator C_x. das Ausgangssignal des Oszillators 10 und ändert sich ständig mit der Schwingungsfrequenz zwischen einem niedrigen Wert beim Wechsel der Schalteinrichtung 12 vom eingeschalteten in den ausgeschalteten Zustand und einem hohen Wert beim Wechsel der Schalteinrichtung 12 vom ausgeschalteten in den eingeschalteten Zustand. Da das Einschaltsignal für diese Einrichtung von der Schwellenschaltung 14- geliefert wird, immer wenn der Kondensator G^ den vorbestimmten Ladungspegel erreicht, ist der hohe Wert des Ausgangssignals des Oszillators 10 gleich dem vorbestimmten Ladungspegel am Kondensator Gy.. Obwohl in fieihe mit der Schalteinrichtung 12 ein Widerstand zur Justierung der Entladegeschwindigkeit von Gy. und der Schwingfrequenz liegen kann, entlädt sich der Kondensator schnell unter den vorbestimmten Ladungspegel, so daß das Einschaltsignal von der Schwellenschaltung 14· nur für eine sehr kurze Dauer angelegt wird. Hierauf bestimmt die Hysterese der Schalteinrichtung 12, wann diese Einrichtung vom eingeschalteten in den ausgeschalteten Zustand wechselt und der Oszillator für den nächsten Arbeitszyklus konditioniert wird.

909822/0761

Hinsichtlich der Ausgestaltung der Schalteinrichtung 12 und der Schwelleneinrichtung 14- sind viele verschiedene Ausführungsformen der Erfindung möglich; die Figur 1 zeigt Schaltungsanordnungen für bevorzugte Ausgestaltungen dieser Teile. Im dargestellten Fall wird als Schalteinrichtung 12 ein gesteuerter Siliziumgleichrichter oder "Thyristor" 16 verwendet, an dessen Anode der Laiungspegel von C,. gelegt wird und dessen Kathode mit der am Bezugspotential (Masse) liegenden Seite von C„. verbunden ist, während die Steuerelektrode des Thyristors bei T_x. das Einschaltsignal empfängt. Innerhalb der Schwellenschaltung 14 ist zwischen +V und Masse der Source-Drain-Kanal eines MOS-Transistors (L· in Reihe mit einem als Stromsenke angeordneten Konstantstromgenerator I geschaltet, sowie eine Schaltungsanordnung 18, die das Einschaltsignal für die Schalteinrichtung erzeugt, wenn der durch den Kanal des MOS-Transistors Q^ fließende Strom unter einen Schwellenwert absinkt. Die Anordnung 18 besteht aus zwei komplementären MOS-Transistoren Q₂ ^²¹*¹ Q*> ^die ^¹¹ herkömmlicher Weise als CMOS-Inverter geschaltet sind. Die Gateelektroden von Qo und Q, sind gemeinsam an den Verbindungspunkt zwischen dem Drain-Source-Kanal von Q^ und dem Konstantstromgenerator I2 angeschlossen, während die Drain-Source-Kanäle von Q₂ und Q^ in Eeihe zwischen +V und Maste geschaltet sind. Die Gateelektrode von Qy, wird vom Ladepegel des Kondensators G* beaufschlagt, während der zwischen den Drain-Source-Kanälen von Q₂ und Q, liegende Ausgangsanschluß des Inverters das Einschaltsignal an den Steueranschluß T^ der Schalteinrichtung 12 liefert.

Sobald der Thyristor 16 nicht-leitend wird (ausgeschalteter oder gesperrter Zustand der Schalteinrichtung 12), beginnt der aus I_x. kommende Strom,den Kondensator C^ in Richtung auf den Spannungswert +V aufzuladen, und der Drain-Source-Kanal des Feldeffekttransistors Q_x. wird infolge der sich dabei an diesem Transistor ergebenden negativen Gate-Source-Spannung leitend, so daß an die Gateelektroden von Qp und Q^ ein Potential gelegt wird, das im wesentlichen dem Vert +V entspricht. Der Drain-Source-Kanal des MOS-Transistors Q* wird daraufhin infolge der sich dabei an diesem Transistor ergebenden positiven Gate-Source-

- 8 909822/0761

Spannung leitend, so daß am Ausgang des CMOS-Inverters praktisch das Massepotential erscheint, was den !Thyristor 16 davon abhält, leitend zu werden· Sie negative Gate-Source-Spannung am !Transistor Q^ nimmt mit steigendem Ladungspegel des Kondensators Coj ab, "bis der Drain-Source-Strom des Transistors Q^ vermindert wird, um die Gate-Source-Spannung an den beiden Transistoren Q2 und Q, zu erniedrigen. Der Brain-Source-Kanal von Q₂ ^wir(i dann infolge der sich dort ergebenden negativen Gate-Souree-Spannung leitend, so daß am Ausgang des CMOS-Inverters praktisch das Potential +V erscheint, womit der Thyristor 16 leitend gemacht wird, um den Kondensator G* zu entladen. Mit der Entladung des Kondensators steigt die negative Gate-Source-Spannung am Transistor Q^, bis dessen Drain-Source-Kanal leitend wird, um das auf die Steuerelektrode des Thyristors 16 gegebene Einschalteignal zu beenden. Der Thyristor 16 bleibt jedoch noch so lange leitend, bis die Spannung an dem sich entladenden Kondensator C^ nichtmehr ausreicht, den zur Aufrechterhaltung des leitenden Zustandes des Thyristors 16 notwendigen Haltestrom aufzubringen. Anschließend setzt sich die Änderung des leitenden Zustandes des Thyristors 16 fort, und zwar axt einer Wechselfrequenz, die zweimal so hoch wie die Schwingfrequenz des Oszillators 10 ist. Diese Frequenz wird bestimmt durch den Wert der Gate-Source-Spannung, die am Transistor Q^ zur Verminderung des Stromflusses im Kanal dieses Transistors erforderlich ist, und durch den Haltestroa, der zur Aufrechterhaltung der leitfähigkeit des Thyristors 16 erforderlich ist. Dieser letztgenannte Parameter bestimmt auch das Hystereseverhalten der Schalteinrichtung 12. Die Ladegeschwindigkeit des Kondensators C. wird durch den Transistor Q/. nicht beeinflußt, weil die Gateelektrode dieses Transistors nur eine kapazitive Belastung darstellt, die keinen wesentlichen Strom zieht. Ferner wird während der Aufladung des Kondensators C,- über den größten Teil jeder Frequenzperiode praktisch Massepotential an den Ausgang der Schwellenschaltung 14 gelegt, und daher verbraucht die Schwellenschaltung 14 während dieser gesamten Dauer praktisch keine Leistung. Außerdem läßt sich die Schaltungsanordnung nach Figur 1 leicht auf einem monolithischem Schaltungsplättchen integrieren, wobei man für den thyristor 16 zwei komplementäre Bipolartransistoren nimmt, deren

909822/0761 ~⁹~

Emitter getrennt als Anode "bzw. Kathode dienen, während der Kollektor jedes dieser !Transistoren mit der Basis des jeweils anderen Transistors verbunden ist und eine dieser Kollektor-Bas is-Verhindungen als Steueranschluß des so gebildeten "Thyristors" verwendet wird.

Da die Drainelektrode des MOS-Transistors Q^ mit den eine sehr hohe Eingangsimpedanz aufweisenden Gateelektroden der nachgeschalteten MOS-Transistoren Q₂ ¹^ Q3 gekoppelt ist, kann der Strom, der von der Stromsenke I₂ zur !»eitendmachung des Transistors Q₂ und zur Sperrung des Transistors Q^ gezogen werden muß, so klein sein, daß der Transistor Q^ im Bereich schwacher Kanalinversion arbeiten kann. Man kann für Q₁^ einen normalgroßen MOS-Transistor verwenden und ihn so betreiben, daß er einen so geringen Strombedarf wie etwa 100 Nanoampere für die Stromsenke I₂ befriedigt, um die Source-Gate-Spannung zu vermindern, die diesem Transistor angelegt werden muß, damit er einen Strom liefern kann, der den Bedarf der StromsOnke I₂ befriedigt und dadurch den Transistor Q₂ in den Sperrzustand und den Transistor Q^ in den leitenden Zustand schaltet. Alternativ kann man auch bei Verwendung eines normalgroßen MOS-Transistors für Q^, den von der Stromsenke I₂ geforderten Strombedarf höher wählen, z.B. im Bereich von 100 Mikroampere, um die Source-Gate-Spannung, bei welcher der Transistor Q,. ausreichend Drainstrom zur Befriedigung des Strombedarfs der Stromsenke I₂ liefert, temperaturunabhängig zu machen. Eine solche Erhöhung erhöht jedoch den Leistungsverbrauch in der Schwellenschaltung 14 und erfordert eine höhere Source-Gate-Spannung für die Umschaltung.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann eine andere Schalteinrichtung 12' gemäß der Figur 2 verwendet werden, worin die Schaltungsanordnung für einen monostabilen Multivibrator 20 dargestellt ist. Innerhalb des Multivibrators 20 befinden sich zwei Bipolartransistoren Q^ und Qc vom gleichen Leitungstyp, deren Hauptstromwege parallel zueinander zwischen eine Stromquelle Ii und Masse geschaltet sind.

Das Einschaltsignal wird der Klemme T¹^ an der Basis des Transistors Q^ angelegt, während die Basis des Transistors Qc über

909822/0761

- to -

einen Kondensator C~ mit einer Stromquelle I^ und über eine Diode J)* mit Masse verbunden ist. Die Diode D^ ist gegensinnig zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors Qc gepolt. Die Stromquelle I^ ist außerdem über den Drain-Source-Kanal eines MOS-Transistors Q,- mit Masse verbunden und ferner an die Gateelektrode eines weiteren MOS-Transistors Qr; angeschlossen. Die Gateelektrode von Qg ist mit der Stromquelle I, verbunden. Bei Einfügung der Schalteinrichtung 12' anstelle der Schalteinrichtung 12 in Figur 1 liegt der Drain-Source-Kanal von Qn parallel zum Kondensator C^, um diesen Kondensator zu entladen. Beiden Stromquellen Ί.·, und I* wird die Spannung +V zugeführt.

Wenn dem Multivibrator 20 an der Basis von Q^ kein Einschaltsignal angelegt wird, dann wird die Schalteinrichtung 12' in ihrem ausgeschalteten Zustand gehalten, und der Ladekondensator C_x. (Figur 1) kann sich aufladen, weil der Drain-Source-Kanal von Qg infolge seiner positiven Gate-Source-Spannung leitend und der Kondensator Co entladen wird, so daß der Drain-Source-Kanal des Transistors Qn infolge negativer Gate-Source-Spannung nichtleitend wird. Wenn die Schwellenschaltung 14· das Einschalteignal an die Klemme T ¹^. legt, dann wechselt die Schalteinrichtung 12' in ihren eingeschalteten Zustand, und der Transistor G^ wird entladen. Dies ist deswegen so, weil Q^ mit dem Einschaltsignal leitend wird und dadurch die positive Gate-Source-Spannung am Transistor Qg beendet, wodurch dieser Transistor nicht-leitend wird und I^ "beginnt, den Kondensator Cp zum Spannungswert von +V hin aufzuladen. Hierauf wird der Drain-Source-Kanal des Transistors Qn infolge der dort entstandenen positiven Gate-Source-Spannung leitend, und der Kondensator C^. wird entladen. Infolge des Fließens von Verschiebungsstrom während des Aufladens des Kondensators C~ entwickelt sich eine positive Spannung an der Basis des Transistors Qc» der dann leitend wird, um den Transistor Qg nicht-leitend zu halten, nachdem das Einschaltsignal "beendet und damit der Transistor Q^ gesperrt worden ist. Wenn der Kondensator Co voll aufgeladen ist und der hindurchfließende Verschiehungsstroa aufgehört hat, hört auch die Leitfähigkeit des Transistors Qc auf, wodurch der Transistor Qg leitend und der Transistor Qn nicht-leitend wird, so daß die Auflade-

- 11 909822/0761

periode für G^ wieder beginnt. Während jeder Aufladeperiode von Oy, entlädt der !Transistor Qg in Verbindung mit der Diode D^ den Kondensator 02« Daner wird, wenn man die Schalteinrichtung 12' an die Stelle der Schalteinrichtung 12 in Figur 1 setzt, der Kondensator CL während jeder Frequenzperiode des Oszillators 10 aufgeladen und entladen, und diese Frequenz wird durch die Aufladeze.'.t von C^ bestimmt. Die Schaltung des Multivibrators 20 ist zwar komplizierter als die Schaltung des Thyristors 16, sie bringt jedoch eine eindeutig definierte Büekstellfunktion mit einer bekannten Hysterese. Natürlich kann für C^ auch ein veränderbarer Kondensator verwendet werden, falls die frequenz des Oszillators 10 verstellbar sein soll.

In der Figur 5 ist innerhalb des Blocks 22 eine Einrichtung dargestellt, die dafür sorgt, daß während eines Teils jeder Schnringungsperiode eines Oszillators 10* ein Ausgangssignal erzeugt wird. Hit Ausnahme dieser Einrichtung 22 und der Schwellenschaltung 14' ist der Oszillator 10' im wesentlichen genauso aufgebaut wie der Oszillator 10 nach Figur 1. Die Schalteinrichtung 12'' des Oszillators kann irgendeine geeignete Schaltung wie z.B. ein Thyristor sein, die auf ein negatives Steuersignal anspricht. Q¹^j und I¹2 sind ^ Seife® zueinander innerhalb der Schwellenschaltung 14-' in der gleichen Weise angeordnet, wie es weiter oben in Verbindung mit der Schwellenschaltung 14 beschrieben wurde, nur daß zwischen +V und dem Drain-£5ource-Kanal von Q¹^ noch eine Diode D₂ vorgesehen ist, die so angeschlossen ist, daß sie den von I'₂ "benötigten Strom leitet. Innerhalb der Einrichtung 22 befindet sich ein MOS-Transistor Q„, dessen Drain-Source-Kanal über eine Diode D^ bzw. eine Stromsenke I₁- zwischen

und Masse geschaltet ist. Die Einrichtung 22 enthält ferner zwei komplementäre MOS-Transistoren Qq und Q^₀J die eine herkömmliche CMOS-Inverterschaltung bilden. Die Gateelektroden von Qq und Q^₀ sind gemeinsam an den Verbindungspunkt zwischen Ic und dem Drain-Source-Kanal von Qg angeschlossen, und die Drain-Source-Kanäle von Qq und Q^₀ liegen in Reihe zueinander zwischen +V und Masse. Der Ladepegel des Kondensators C^ wird an die Gateelektroden von Q¹^ und Q₈ gelegt, und das Ausgangssignal der Einrichtung 22 wird am Verbindungspunkt zwischen den Drain-

- 12 90982270761

Source-Kanälen von Qg und Q^₀ abgenommen.

Der Oszillator 10' arbeitet; im wesentlichen in der gleichen Weise, wie es weiter oben in Verbindung mit dem Oszillator 10 nach Pigur 1 beschrieben wurde, um am Kondensator C₄* einen ständig wechselnden ladungspegel zu erzeugen. Obwohl sich die Struktur von Q¹,. von derjenigen des Transistors Qg und die Struktur von I^ von derjenigen der Stromsenke I₁- unterscheiden kann, sei nachstehend zur Vereinfachung der Beschreibung der Arbeitsweise der Einrichtung 22 innerhalb des Oszillators 10· angenommen, daß die Strukturen von Q¹^ und Q_g einander gleich sind und daß auch I'g und I₁- gleiche Struktur haben. Die Struktur der Diode D^ jedoch ist so gewählt, daß diese Diode eine größere Halbleiterübergangsspannung in Durchlaßrichtung hat als die Diode D₂» was z.B. dadurch erreicht werden kann, daß man die jeweiligen Diodeneigenschaften mit Halbleiterübergängen gleicher Profile jedoch unterschiedlicher Flächengrößen realisiert. Immer wenn die Schalteinrichtung 12·· gesperrt wird, beginnt der Kondensator C ¹^* sich in Eichtung auf +V aufzuladen, und die Gate-Sourae-Spannungen an den beiden Transistoren Q¹,. und Q₈ bemessen sich so, daß diese Transistoren gleichzeitig leitend sind. Immer wenn Qg leitend ist, wird der Transistor Q^q im CliOS-Inverter leitend gemacht, um an den Ausgangsanschluß der Einrichtung 22 ein Potential zu legen, das praktisch dem Massepotential entspricht. Wenn der Ladungspegel an C, den Wert +V nahekommt, wird der Transistor Q₈ vor dem Transistor Q¹^ nicht-leitend, weil an der Diode D^ eine größere Durchlaßspannung abfällt als an der Diode D~- Der Transistor Qn im OMOS-Inverter wird immer dann leitend, wenn Q₈ nicht-leitend ist, so daß dann am Ausgang der Einrichtung 22 ein Potential erscheint, das praktisch gleich +V ist. ^Natürlich wird, wenn 0% den vorbestimmten !»adungspegel erreicht, der Transistor Q¹^ in der Schwellensehaltung 14' nicht-leitend, um das negative Einschaltsignal für die Schalteinrichtung 12'' zu erzeugen, woraufhin der Kondensator C¹,- entladen wird, so daß Q¹^ und Q₈ beide wieder leitend werden. Das Ausgangssignal der Einrichtung 22 kehrt dann wieder auf praktisch Massepotential zu-

- 13 909822/0761

rück, und der Zyklus "beginnt von neuem. Die Einrichtung 22 lie·* fert also einen hohen Ausgangspegel jeweils für einen kurzen, in einfacher Weise kontrollierten Teil jeder Schwingungsperiode, also ein Signal mit einem kontrollierten (kleinen) Tastverhältnis, und dieser Teil kann vergrößert oder verkleinert werden, indem man die Durchlaßspannung der Diode D^ gegenüber derjenigen der Diode D^ erhöht bzw. vermindert.

Für den Fachmann ist es auch

ohne nähere Erläuterung leicht einzusehen, daß in Fällen wo das Tastverhältnis des Ausgangssignals nicht unbedingt einen besonders kleinen Wert zu haben braucht, die Diode D₂ in der Schwellenschaltung 14' nicht erforderlich ist. Außerdem kann man ein Ausgangssignal der beschriebenen Art, also ein zwischen jeweils einem Impuls und einer Impulspause wechselndes Signal, auch ohne Dioden Dg oder D, erhalten, wenn man verfeinerte Herstellungstechniken für integrierte Bauweise anwendet, um die Qxiddicke und/oder die Dotierung des Transistors Q¹,. gegenüber dem Transistor Qg in bestimmter Weise einzustellen.

Die vorstehend im einzelnen beschriebenen Schaltungsanordnungen stellen nur einige spezielle Ausführungsformen der Erfindung dar, die lediglich als Beispiele und nicht als Einschränkung aufzufassen sind. Gegenüber den beschriebenen Ausführungsformen sind viele Änderungen in den Einzelheiten der Konstruktion und in der Kombination oder Anordnung von Teilen möglich, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.

909822/0761

Claims (7)

1. l'7."L. ING. PJJSTIält SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

   MAHIA-THKHESIA-STllASSE 22

   W)STFACU H(J OU UH D-SOOO MUENCHKN 80

   TBLBPON OHO/47 (II) Oa 17 UH 19

   TELKX amaan

   TKLEUHAMM SOMIiKZ

   RCA 71,285 Ks/Ki

   Brit. Appln. No: 49126/77

   Filed: November 25, 1977

   Anmelder:
   RCA Corporation, New York,N.Y.,V.St.v.A.

   Bezeichnung:
   Kippschwingungsoszillator

   Patentansprüche:

   Kippschwingungsoszillator mit einer ersten Versorgungsklemme zum Anlegen eines Bezugspotentials und einer zweiten Versorgungsklemme zum Anlegen eines Betriebspotentials und mit einem zeitbestimmenden Kondensator, der mit seiner ersten Seite an die erste Versorgungsklemme angeschlossen ist, ferner mit einer Ladeschaltung zur Beschickung der zweiten Seite des zeitbestimmenden Kondensators mit einem Ladestrom derartiger Polarität, daß die zweite Seite des Kondensators näher an das Betriebspotential gebracht wird; ferner mit einer die im zeitbestimmenden Kondensator gespeicherte Ladung fühlenden Schwellenschaltung, die ein Steuersignal erzeugt, wenn diese Ladung einen vorbestimm-

   Original inspected

   POSTSCHECK MÜNCHEN NR. θ ül 48 MOO · BANKKONTO HYFOBANK MÜNCHEN (BLZ 7002OO40) KTO. BOUO23 73 78

   309872/0761

   ten Vert überschreitet, und mit einer elektrisch gesteuerten Schalteinrichtung, um selektiv auf das Steuersignal hin einen stromleitenden Weg zwischen der ersten und der zweiten Seite des zeitbestimmenden Kondensators herzustellen und dadurch diesen Kondensator 3U entladen, dadurch gekennzeichnet , daß die Schwellenschaltung (14-) einen Feldeffekttransistor (Q.) enthält, der eine mit der zweiten Seite des zeitbestimmenden Kondensators (CL) verbundene Gateelektrode, eine mit der zweiten ■Versorgungsklemme (+V) verbundene Sourceelektrode und eine Drainelektrode aufweist und dessen Leitungstyp so gewählt ist, daß er leitend ist, während die Ladung am zeitbestimmenden Kondensator auf den vorbestimmten Wert ansteigt, und daß eine Ausgangsschaltung (18 mit Q^ und Q,) vorgesehen ist, die bei Verminderung des durch den leitenden Kanal zwischen Source- und Drainelektrode des Feldeffekttransistors fließenden Stroms unterhalb eines Schwellenwerts anspricht, um das Steuersignal zu erzeugen.
2. 2. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Konstantstromgenerator (Ig; ^Ifp) aufweist, der zwischen die Drainelektrode des Feldeffekttransistors (CL; Q'^,) und die erste Versorgungsklemme (Masse) geschaltet ist und der so betrieben ist, daß er einen Strom leitet, der gleich dem besagten Schwellenwert ist.
3. 3. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung ferner einen Feldeffekttransistorverstärker (Qp> Q/p enthält, dessen Eingang gleichstrommäßig oder direkt mit dem Verbindungspunkt zwischen der Drainelektrode des Feldeffekttransistors (Qx,) und einer Klemme des Konstantstromgenerators (I₂) verbunden ist und dessen Ausgang das Steuersignal liefert, und daß der Verstärker zur Gleichstromtrennung des genannten Verbindungspunkts und zum Fühlen der resultierenden Spannung am Verbindungspunkt vorgesehen ist.

   909822/0761
4. 4. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 3j dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein invertierender Verstärker aus komplementären Feldeffekttransistoren (CMOS-Verstärker Q₂, Q₅) ist.
5. 5. Kippschwingungsoszillator nach einem der vorhergehenden Ar Sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung ferner einen monostatilen Multivibrator (12¹) enthält, dessen Eingang (T¹,-) mit der Drainelektrode des Feldeffekttransistors (Q,,) gekoppelt ist (direkt oder über Q₂* Q^) und dessen Ausgang mit einer Steuerelektrode der Schalteinrichtung (Qn) gekoppelt ist, um im Anschluß an den Zeitpunkt, zu dem die Ladung am Kondensator (C,.) den vorbestimmten Wert erreicht hat, das Steuersignal für eine vorbestimmte zeitliche Länge an diese Steuerelektrode zu legen.
6. 6. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenschaltung ferner einen zweiten Feldeffekttransistor (Qg) aufweist, dessen Gate- und Sourceelektroden parallel zu denjenigen des ersten Transistors (Q¹,.) geschaltet sind und dessen Drainelektrode eine Ausgangssignal der Schaltung liefert, und daß der zweite Transistor (Q₈) so angeordnet ist, daß er "bei einer anderen Schwellenspannung einschaltet als der erste Transistor.
7. 7. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Sourceelektrodenkreise des ersten und des zweiten Transistors (Q¹^, Qg) jeweils eine Diode (D₂, D,) enthalten, um die unterschiedlichen Schwellen für die Spannung zur Einschaltung der Transistoren zu erhalten.

   909822/0761