DE2850933B2 - Kippschwingungsoszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Kippschwingungsoszillator gemäß dem Oberbegriff des Patentan-

JO Spruchs 1.

Ein Kippgenerator erzeugt eine Sägezahnschwingung, deren Periodendauer durch die Zeit bestimmt wird, die zur Aufladung eines Kondensators während jeder Schwingungsperiode benötigt wird. Bei bekannten

s'h Kippgeneratoren wird der Pegel, auf den sich der zeitbestimmende Kondensator auflädt, dadurch gefühlt, daß die am Kondensator entstehende Spannung dem Gatekreis eines als Verstärker in Sourceschaltung angeordneten Feldeffekttransistors angelegt wird, um den Drain-Source-Kanal des Transistors in den leitenden Zustand vorzuspannen, sobald der Ladespannungspegel des Kondensators übet¹ eine Schwellenspannung hinaus anwächst. Die Leitfähigkeit des Feldeffekttransistors wird dann dazu ausgenutzt, einen Schalter für das Entladen des Kondensators zu betätigen. Diese Funktionsweise ist jedoch in mancher Hinsicht nachteilig, denn zum einen wird die Amplitude der Sägezahnschwingungen auf einen Wert beschränkt, der direkt von der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors abhängt und somit niedriger als die für den Kippgenerator zur Verfügung stehende Betriebsspannung ist; zum anderen hängt die Amplitude und somit die Frequenz der Schwingungen von der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors ab, die beträchtlichen herstellungsbedingten Schwankungen unterworfen ist.

Diese unerwünschten Folgen werden bei einem erfindungsgemäßen Kippgenerator dadurch vermieden, daß die Schwellenschaltung einen Feldeffekttransistor enthält, der eine mit der zweiten Seite des zeitbestimmenden Kondensators verbundene Gateelektrode, eine mit der zweiten Versorgungsklemme verbundene Sourceelektrode und eine Drainelektrode aufweist und dessen Leitungstyp so gewählt ist, daß er leitend ist, während die Ladung am zeitbestimmenden Kondensator auf den vorbestimmten Wert ansteigt, und daß eine Ausgangsschaltung vorgesehen ist, die bei Verminderung des durch den leitenden Kanal zwischen Source- und Drainelektrode des Feldeffekttransistors fließenden

Stroms unterhalb eines Schwellenwerts anspricht, um das Steuersignal zu erzeugen.

Hierbei wird die Höhe der Aufladung des Kondensators indirekt durch Messung der Differenz zwischen einem Betriebspotential und der Spannung am Konden- ■> sator gefühlt anstatt in direkter Weise durch Messung der Spannung am Kondensator. Unter den meisten Betriebsbedingungen liegt die verfügbare Betriebsspannung weit über der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors, insbesondere in Fällen, wo diese Schwellenspannung so gewählt ist, daß ein Transistorbetrieb mit den sich bei schwacher Inversion des Kanals ergebenden ultraniedrigen Strömen möglich ist Der Kondensator wird auf Spannungen aufgeladen, die der Betriebsspannung unter solchen Bedingungen sehr nahekommen, so daß die Amplitude der am zeitbestimmenden Kondensator erscheinenden Sägezahnspannung hauptsächlich von dieser Betriebsspannung und praktisch nicht von der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors abhängt. Daher ist auch die Frequenz der Schwingung weniger abhängig von Änderungen Schwellenspannung des Feldeffekttransistors.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispieien an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines erfindungsge- 2> mäßen Kippgenerators, wobei in jedem Block die Details jeweils einer Schaltung dargestellt sind, die in vorteilhafter Ausführungsform der Erfindung verwendet werden kann;

F i g. 2 zeigt ein Detailschaltbild einer anderen Ausführungsform der im Kippgenerator verwendeten Schalteinrichtung;

F i g. 3 zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail eine andere Ausführungsform der Erfindung, bei der während jeder Schwingungsperiode dem Schwin- « gungssignal ein bestimmtes Tastverhältnis gegeben wird.

Der in F i g. 1 dargestellte Kippschwingungsoszillator 10 enthält einen Kondensator Ci, der mittels einer Stromquelle /1 aus einer Spannungsquelle + Vaufgeladen und mittels einer Schalteinrichtung 12 entladen werden kann. Die Schalteinrichtung 12 wird leitend, wenn ihrer Klemme T\ ein Einscheltsignal angelegt wird, und zeigt beim Wechsel zwischen ein- und ausgeschaltetem Zustand ein Hystereseverhalten. Die Schalteinrichtung wird über eine Schwellenschaltung 14 gesteuert, die das Einschaltsignal immer dann erzeugt, wenn der Kondensator G einen vorbestimmten Ladungspegel erreicht, und die dieses Signal beendet, wenn sich der Kondensator bis unter diesen vorbestimmten Pegel entladen hat. Dabei nimmt die Schwellenschaltung praktisch keinen Einfluß auf die Ladegeschwindigkeit des Kondensators und zieht praktisch keine Leistung während der Aufladung des Kondensators.

Wie bei vielen bekannten Kippschwingungsoszillatoren steuert auch hier der Ladungspegel am Kondensator Ci das Ausgangssignal des Oszillators 10 und ändert sich ständig mit der Schwingungsfrequenz zwischen einem niedrigen Wert beim Wechsel der Schalteinrichtung 12 vom eingeschalteten in den ausgeschalteten Zustand und einem hohen Wert beim Wechsel der Schalteinrichtung 12 vom ausgeschalteten in den eingeschalteten Zustand. Da das Einschaltsignal für diese Einrichtung von der Schwellenschaltung 14 ^ geliefert wird, immer wenn der Kondensator C] den vorbestimmten Ladungspegel erreicht, ist der hohe Wert des Ausgangssignals des Oszillators 10 gleich dem vorbestimmten Ladungspegel am Kondensator Q. Obwohl in Reihe mit der Schalteinrichtung 12 ein Widerstand zur Justierung der Entladegeschwindigkeit von Ci und der Schwingfrequenz liegen kann, entlädt sich der Kondensator schnell unier den vorbestimmten Ladungspegel, so daß das Einschaltsignal von der Schwellenschaltung 14 nur für eine sehr kurze Dauer angelegt wird. Hierauf bestimmt die Hysterese der Schalteinrichtung 12, wann diese Einrichtung vom eingeschalteten in den ausgeschalteten Zustand wechselt und der Oszillator für den nächsten Arbeitszyklus konditioniert wird.

Hinsichtlich der Ausgestaltung der Schalteinrichtung 12 und der Schwelleneinrichtung 14 sind viele verschiedene Ausführungsformen der Erfindung möglich; die Fig. 1 zeigt Schaltungsanordnungen für bevorzugte Ausgestaltungen dieser Teile. Im dargestellten Fall wird als Schalteinrichtung 12 ein gesteuerter Siliziumgleichrichter oder »Thyristor« 16 verwendet, an dessen Anode der Ladungspegel von Ci gelegt wird und dessen Kathode mit der am Bezugspotential (Masse) liegenden Seite von C\ verbunden ist, während die Steuerelektrode das Thyristors bei Ti das Einschaitsignal empfängt. Innerhalb der Schwellenschaltung 14 ist zwischen -I- Vund Masse der Source-Dmn-Kanal eines MOS-Transistors Q\ in Reihe mit einem als Stromsenke angeordneten Konstantstromgenerator /2 geschaltet, sowie eine Schaltungsanordnung 18, die das Einschaltsignal für die Schalteinrichtung erzeugt, wenn der durch den Kanal des MOS-Transistors Qt fließende Strom unter einen Schwellenwert absinkt. Die Anordnung 18 besteht aus zwei komplementären MOS-Transistoren Qz und Qs, die in herkömmlicher Weise als CMOS-Inverter geschaltet sind. Die Gateelektroden von Q2 und Qi sind gemeinsam an den Verbindungspunkt zwischen dem Drain-Source-Kanal von Q\ und. dem Konstantstromgenerator /2 angeschlossen, während die Drain-Source-Kanäle von Qz und Qi in Reihe zwischen + V und Masse geschaltet sind. Die Gateelektrode von ζ)ι wird vom Ladepegel des Kondensators Q beaufschlagt, während der zwischen den Drain-Source-Kanälen von Qi und Qi liegende Ausgangsanschluß des Inverters das Einschaltsignal an den Steueranschluß Ti der Schalteinrichtung 12 liefert.

Sobald der Thyristor 16 nichtleitend wird (ausgeschalteter oder gesperrter Zustand der Schalteinrichtung 12), beginnt der aus /1 kommende Strom, den Kondensator Ci in Richtung auf den Spannungswert + V aufzuladen, und der Drain-Source-Kanal des Feldeffekttransistors Qi wird infolge der sich dabei an diesem Transistor ergebenden negativen Gate-Source-Spannung leitend, so daß an die Gateelektroden von Qi und Qi ein Potential gelegt wird, das im wesentlichen dem Wert + V entspricht. Der Drain-Source-Kanal des MOS-Transistors Qi wird daraufhin infolge der sich dabei an diesem Transistor ergebenden positiven Gate-Source-Spannung leitend, so daß am Ausgang des CMOS-Inverters praktisch das Massepotential erscheint, was den Thyristor 16 davon abhält, leitend zu werden. Die negative Gate-Source-Spannung am Transistor Q\ nimmt mit steigendem Ladungspegel des Kondensators Ci ab, bis der Drain-Source-Strom des Transistors Q\ vermindert wird, um die Gate-Source-Spannung an den beiden Transistoren Q? und Qi zu erniedrigen. Der Drain-Source-Kanal von ζ>2 wird dann infolge der sich dort ergebenden negativen Gate-Source-Spannung leitend, so daß am Ausgang des CMOS-Inverters praktisch das Potential + V erscheint, womit der

Thyristor 16 leitend gemacht wird, um den Kondensator Ci zu entladen. Mit der Entladung des Kondensators steigt die negative Gate-Source-Spannung am Transistor Q\, bis dessen Drain-SourceKanal leitend wird, um das auf die Steuerelektrode des Thyristors 16 gegebene *> Einschaltsignal zu beenden. Der Thyristor 16 bleibt jedoch noch so lange leitend, bis die Spannung an dem sich entladenden Kondensator Ci nicht mehr ausreicht, den zur Aufrechterhaltung des leitenden Zustandes des Thyristors 16 notwendigen Haltestrom aufzubringen, κι Anschließend setzt sich die Änderung des leitenden Zuslandes des Thyristors 16 fort, und zwar mit einer Wechselfrequenz, die zweimal so hoch wie die Schwingfrequenz des Oszillators 10 ist. Diese Frequenz wird bestimmt durch den Wert der Gate-Source-Span- r> nung, die am Transistor Q\ zur Verminderung des Stromflusses im Kanal dieses Transistors erforderlich ist, und durch den Haltestrom, der zur Aufrechterhaltung der Leitfähigkeit des Thyristors IS erforderlich ist. Dieser letztgenannte Parameter bestimmt auch das na Hystereseverhalten der Schalteinrichtung 12. Die Ladegeschwindigkeit des Kondensators Q wird durch den Transistor Qi nicht beeinflußt, weil die Gateelektrode dieses Transistors nur eine kapazitive Belastung darstellt, die keinen wesentlichen Strom zieht. Ferner 2^ wird während der Aufladung des Kondensators G über den größten Teil jeder Frequenzperiode praktisch Massepotential an den Ausgang der Schwellenschaltung 14 gelegt, und daher verbraucht die Schwellenschaltung 14 während dieser gesamten Dauer praktisch keine Leistung. Außerdem läßt sich die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 leicht auf einem monolithischem Schaltungsplättchen integrieren, wobei man für den Thyristor 16 zwei komplementäre Bipolartransistoren nimmt, deren Emitter getrennt als Anode bzw. Kathode dienen, v, während der Kollektor jedes dieser Transistoren mit der Basis des jeweils anderen Transistors verbunden ist und eine dieser Kollektor-Basis-Verbindungen als Steueranschluß des so gebildeten »Thyristors« verwendet wird.

Da die Drainelektrode des MOS-Transistors Q₁ mit den eine sehr hohe Eingangsimpedanz aufweisenden Gateelektroden der nachgeschalteten MOS-Transistoren Qt und Qi gekoppelt ist, kann der Strom, der von der Stromsenke /2 zur Leitendmachung des Transistors Q2 und zur Sperrung des Transistors Qi gezogen werden muß, so klein sein, daß der Transistor Qi im Bereich schwacher Kanalinversion arbeiten kann. Man kann für Qi einen normalgroßen MOS-Transistor verwenden und ihn so betreiben, daß er einen so geringen Strombedarf wie etwa 100 Nanoampere für die Stromsenke h befriedigt, um die Source-Gate-Spannung zu vermindern, die diesem Transistor angelegt werden muß, damit er einen Strom liefern kann, der den Bedarf der Stromsenke k befriedigt und dadurch den Transistor Q2 in den Sperrzustand und den Transistor Q₃ in den leitenden Zustand schaltet Alternativ kann man auch bei Verwendung eines normalgroßen MOS-Transistors für Q\ den von der Stromsenke h geforderten Strombedarf höher wählen, z. B. im Bereich von t>o 100 Mikroampere, um die Source-Gate-Spannung. bei welcher der Transistor Qi ausreichend Drainstrom zur Befriedigung des Strombedarfs der Stromsenke I₂ liefert, temperaturunabhängig zu machen. Eine solche Erhöhung erhöht jedoch den Leistungsverbrauch in der b5 Schwellenschaltung 14 und erfordert eine höhere Source-Gate-Spannung für die Umschaltung.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung kann cine andere Schalteinrichtung 12' gemäß der Fig. 2 verwendet werden, worin die Schaltungsanordnung für einen monistabilen Multivibrator 20 dargestellt ist. Innerhalb des Multivibrators 20 befinden sich zwei Bipolartransistoren Qa und Q=, vom gleichen Leitungstyp, deren Hauptstromwege parallel zueinander zwischen eine Stromquelle /j und Masse geschaltet sind.

Das Einschaltsignal wird der Klemme T\ an der Basis des Transistors ζ>4 angelegt, während die Basis des Transistors Qs über einen Kondensator Ci mit einer Stromquelle /4 und über eine Diode Di mit Masse verbunden ist. Die Diode D\ ist gegensinnig zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors Qi gepolt. Die Stromquelle /4 ist außerdem über den Drain-Source-Kanal eines MOS-Transistors Qt, mit Masse verbunden und ferner an die Gateelektrode eines weiteren MOS-Transistors Qi angeschlossen. Die Gateelektrode von Q, ist mit der Stromquelle /3 verbunden. Bei Einfügung der Schalteinrichtung 12' anstelle der Schalteinrichtung 12 in Fig. 1 liegt der Drain-Source-Kanal von Qj parallel zum Kondensator Ci, um diesen Kondensator zu entladen. Beiden Stromquellen I3 und /4 wird die Spannung + V zugeführt.

Wenn dem Multivibrator 20 an der Basis von Qa kein Einschaltsignal angelegt wird, dann wird die Schalteinrichtung 12' in ihrem ausgeschalteten Zustand gehalten, und der Ladekondensator Ci (F i g. 1) kann sich aufladen, weil der Drain-Scurce-Kanal von Qt infolge seiner positiven Gate-Source-Spannung leitend und der Kondensator C2 entladen wird, so daß der Drain-Source-Kanal des Transistors Qj infolge negativer Gate-Source-Spannung nichtleitend wird. Wenn die Schwellenschaltung 14 das Einschaltsignal an die Klemme T\ legt, dann wechselt die Schalteinrichtung 12' in ihren eingeschalteten Zustand, und der Transistor Ci wird entladen. Dies ist deswegen so, weil Qa mit dem Einschaltsignal leitend wird und dadurch die positive Gate-Source-Spannung am Transistor Qt beendet, wodurch dieser Transistor nichtleitend wird und /₄ beginnt, den Kondensator C2 zum Spannungswert von + Vhin aufzuladen. Hierauf wird der Drain-Source-Kanal des Transistors Qi infolge der dort entstandenen positiven Gate-Source-Spannung leitend, und der Kondensator Ci wird entladen. Infolge des Fließens von Verschiebungsstrom während des Aufladens des Kondensators C2 entwickelt sich eine positive Spannung an der Basis des Transistors Qs, der dann leitend wird, um den Transistor Qt nichtleitend zu halten, nachdem das Einschaltsignal beendet und damit der Transistor Qa gesperrt worden ist. Wenn der Kondensator C2 voll aufgeladen ist und der hindurchfließende Verschiebungsstrom aufgehört hat, hört auch die Leitfähigkeit des Transistors Qs auf, wodurch der Transistor Qt leitend und der Transistor Qj nichtleitend wird, so daß die Aufladeperiode für Ci wieder beginnt. Während jeder Aufladeperiode von Ci entlädt der Transistor Qt in Verbindung mit der Diode Di den Kondensator C2. Daher wird, wenn man die Schalteinrichtung 12' an die Stelle der Schalteinrichtung 12 in Fig. 1 setzt der Kondensator Ci während jeder Frequenzperiode des Oszillators 10 aufgeladen und entladen, und diese Frequenz wird durch die Aufladezeit von C2 bestimmt. Die Schaltung des Multivibrators 20 ist zwar komplizierter als die Schaltung des Thyristors 16, sie bringt jedoch eine eindeutig definierte Rückstellfunktion mit einer bekannten Hysterese. Natürlich kann für C2 auch ein veränderbarer Kondensator verwendet werden, falls die Frequenz des Oszillators 10 verstellbar sein solL

In der Fig. 3 ist innerhalb des Blocks 22 eine Einrichtung dargestellt, die dafür sorgt, daß während eines Teils jeder Schwingungsperiode eines Oszillators 10' ein Ausgangssignal erzeugt wird. Mit Ausnahme dieser Einrichtung 22 und der Schwellenschaltung 14' ist der Oszillator 10' im wesentlichen genauso aufgebaut wie der Oszillator 10 nach F i g. 1. Die Schalteinrichtung 12" des Oszillators kann irgendeine geeignete Schaltung wie z. B. ein Thyristor sein, die auf ein negatives Steuersignal anspricht. Q\ und /'2 sind in Reihe zueinander innerhalb der Schwellenschaltung 14' in der gleichen Weise angeordnet, wie es weiter oben in Verbindung mit der Schwellenschaltung 14 beschrieben wurde, nur daß zwischen + V und dem Drain-Source-Kanal von Q\ noch eine Diode Di vorgesehen ist, die so angeschlossen ist, daß sie den von /'2 benötigten Strom leitet. Innerhalb der Einrichtung 22 befindet sich ein MOS-Transistor Qs, dessen Drain-Source-Kanal über eine Diode Di bzw. eine Stromsenke /5 zwischen -1- V und Masse geschaltet ist. Die Einrichtung 22 enthält ferner zwei komplementäre MOS-Transistoren Qg und <?io, die eine herkömmliche CMOS-Inverterschaltung bilden. Die Gateelektroden von Q) und Q\o sind gemeinsam an den Verbindungspunkt zwischen /5 und dem Drain-Source-Kanal von Qs angeschlossen, und die Drain-Source-Kanäle von Q> und Qw liegen in Reihe zueinander zwischen + V und Masse. Der Ladepegel des Kondensators C\ wird an die Gateelektroden von Q\ und Qg gelegt, und das Ausgangssignal der Einrichtung 22 wird am Verbindungspunkt zwischen den Drain-Source-Kanälen von Qi und Qw abgenommen.

Der Oszillator 10' arbeitet im wesentlichen in der gleichen Weise, wie es weiter oben in Verbindung mit dem Oszillator 10 nach Fig. 1 beschrieben wurde, um am Kondensator C\ einen ständig wechselnden Ladungspegel zu erzeugen. Obwohl sich die Struktur von Q\ von derjenigen des Transistors Qe und die Struktur von /'2 von derjenigen der Stromsenkc /5 unterscheiden kann, sei nachstehend zur Vereinfachung der Beschreibung der Arbeitsweise der Einrichtung 22 innerhalb des Oszillators 10' angenommen, daß die Strukturen von Q\ und Qi einander gleich sind und daß auch /2 und /5 gleiche Struktur haben. Die Struktur der Diode Di jedoch ist so gewählt, daß diese Diode eine größere Halbleiterübergangsspannung in Durchlaßrichtung hat als die Diode D2, was z. B. dadurch erreicht werden kann, daß man die jeweiligen Diodeneigenschaften mit Halbleiterübergängen gleicher Profile jedoch unterschiedlicher Flächengrößen realisiert. Immer wenn die Schalteinrichtung 12" gesperrt wird, beginnt der Kondensator C\, sich in Richtung auf + V aufzuladen, und die Gate-Source-Spannungen an den beiden Transistoren Q\ und Q₆ bemessen sich so, daß diese Transistoren gleichzeitig leitend sind. Immer wenn Qg leitend ist, wird der Transistor ζ>ιο im CMOS-Inverter leitend gemacht, um an den Ausgangsanschluß der Einrichtung 22 ein Potential zu legen, das praktisch dem Massepotential entspricht. Wenn der Ladungspegel C\ dem Wert + V nahekommt, wird der Transistor Qg vor dem Transistor Q'\ nichtleitend, weil an der Diode Dj eine größere Durchlaßspannung abfällt als an der Diode D₂. Der Transistor Qn im CMOS-Inverter wird immer dann leitend, wenn Qs nichtleitend ist, so daß dann am Ausgang der Einrichtung 22 ein Potential erscheint, das praktisch gleich -I- V ist. Natürlich wird, wenn C\ den vorbestimmten Ladungspegel erreicht, der Transistor Q'\ in der Schwellenschaltung 14' nichtleitend, um das negative Einschaltsignal für die Schalteinrichtung 12" zu erzeugen, woraufhin der Kondensator C\ entladen wird, so daß Q'\ und Q& beide wieder leitend werden. Das Ausgangssignal der Einrichtung 22 kehrt dann wieder auf praktisch Massepotential zurück, und der Zyklus beginnt von neuem. Die Einrichtung 22 liefert also einen hohen Ausgangspegel jeweils für einen kurzen, in einfacher Weise kontrollierten Teil jeder Schwingungsperiode, also ein Signal mit einem kontrollierten (kleinen) Tastverhältnis, und dieser Teil kann vergrößert oder verkleinert werden, indem man die Durchlaßspannung der Diode Di gegenüber derjenigen der Diode D₂

jo erhöht bzw. vermindert.

Für den Fachmann ist es auch ohne nähere Erläuterung leicht einzusehen, daß in Fällen wo das Tastverhältnis des Ausgangssignals nicht unbedingt einen besonders kleinen Wert zu haben braucht, die

Vy Diode Di in der Schwellenschaltung 14' nicht erforderlich ist. Außerdem kann man ein Ausgangssignal der beschriebenen Art, also ein zwischen jeweils einem Impuls und einer Impulspause wechselndes Signal, auch ohne Dioden ftoder /^erhalten, wenn man verfeinerte Herstellungstechniken für integrierte Bauweise anwendet, um die Oxiddicke und/oder die Dotierung des Transistors Q\ gegenüber dem Transistor Qg in bestimmter Weise einzustellen.

Die vorstehend im einzelnen beschriebenen Schaltungsanordnungen stellen nur einige spezielle Ausführungsformen der Erfindung dar, die lediglich als Beispiele und nicht als Einschränkung aufzufassen sind. Gegenüber den beschriebenen Ausführungsformen sind viele Änderungen in den Einzelheiten der Konstruktion und in der Kombination oder Anordnung von Teilen möglich, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Kippschwingungsoszillator mit einer ersten Versorgungsklemme zum Anlegen eines Bezugspotentiais und einer zweiten Versorgungsklemme zum Anlegen eines Betriebspotentials und mit einem zeitbestimmenden Kondensator, der mit seiner ersten Seite an die erste Versorgungsklemme angeschlossen ist, ferner mit einer Ladeschaltung zur Beschickung der zweiten Seite des zeitbestimmenden Kondensators mit einem Ladestrom derartiger Polarität, daß die zweite Seite des Kondensators näher an das Betriebspotential gebracht wird; ferner mit einer die im zeitbestimmenden Kondensator gespeicherte Ladung fühlenden Schwellenschaltung, die ein Steuersignal erzeugt, wenn diese Ladung einen vorbestimmten Wert überschreitet, und mit einer elektrisch gesteuerten Schalteinrichtung, um selektiv auf das Steuersignal hin einen stromleitenden Weg zwischen der ersten und der zweiten Seite des zeitbestimmenden Kondensators herzustellen und dadurch diesen Kondensator zu entladen, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenschaltung (14) einen Feldeffekttransistor (Q₁) enthält, der eine mit der zweiten Seite des zeitbestimmenden Kondensators (Ci) verbundene Gateelektrode, eine mit der zweiten Versorgungsklemme (-I- ^verbundene Sourceelektrode und eine Drainelektrode aufweist und dessen Leitungstyp so gewählt ist, daß er leitend ist, während die Ladung am zeitbestimmenden Kondensator auf den vorbestimmten Wert ansteigt, und daß eine Ausgangsschaltung (18 mit Qi und Qi) vorgesehen ist, die bei Verminderung des durch den leitenden Kanal zwischen Source- und Drainelektrode des Feldeffekttransistors fließenden Stroms unterhalb eines Schwellenwerts anspricht, um das Steuersignal zu erzeugen.

2. Kippschwingungsoszillavor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Konstantstromgenerator (Ir, I'i) aufweist, der zwischen die Drainelektrode des Feldeffekttransistors (Q\; Q'\) und die erste Versorgungsklemme (Masse) geschaltet ist und der so betrieben ist, daß er einen Strom leitet, der gleich dem besagten Schwellenwert ist.

3. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung ferner einen Feldeffekttransistorverstärker (Qi, Qi) enthält, dessen Eingang gleichstrommäßig oder direkt mit dem Verbindungspunkt zwischen der Drainelektrode des Feldeffekttransistors (Q\) und einer Klemme des Konstantstromgenerators (h) verbunden ist und dessen Ausgang das Steuersignal liefert, und daß der Verstärker zur Gleichstromtrennung des genannten Verbindungspunkts und zum Fühlen der resultierenden Spannung am Verbindungspunkt vorgesehen ist.

4. Kippschwingunpsoszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker ein invertierender Verstärker aus komplementären Feldeffekttransistoren (CMOS-Verstärker Q₂, Q₃) ist.

5. Kippschwingungsoszillator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung ferner einen monostabilen Multivibrator (12') enthält, dessen Eingang (T\) mit der Drainelektrode des Feldeffekttransistors (Q\) gekoppelt ist. (direkt oder über Q₁, Qi) und dessen Ausgang mit einer Steuerelektrode der Schalteinrichtung (Qi) gekoppelt ist, um im Anschluß an den Zeitpunkt, zu dem die Ladung am Kondensator (Q) den vorbestimmten Wert erreicht hat, das Steuersignal für eine vorbestimmte zeitliche Länge an diese Steuerelektrode zu legen.

6. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenschaltung ferner einen zweiten Feldeffekttransistor (Qs) aufweist, dessen Gate- und Sourceelektroden parallel zu denjenigen des ersten Transistors (Q'\) geschaltet sind und dessen Drainelektrode ein Ausgangssignal der Schaltung liefert, und daß der zweite Transistor (Qg) so angeordnet ist, daß er bei einer anderen Schwellenspannung einschaltet als der erste Transistor.

7. Kippschwingungsoszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Sourceelektrodenkreis des ersten und des zweiten Transistors (Q\, Qs) jeweils eine Diode (Ch, Di) enthalten, um die unterschiedlichen Schwellen für die Spannung zur Einschaltung der Transistoren zu erhalten.