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Verfahren und Einrichtung zur Helligkeitssteuerung
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von GaSentladungslampen
Die Erfindung bezieht sich
auf ein Verfahren zur Helligkeitssteuerung von Gasentladungslampen mittels Phasenansohnittsteuerung
einer Speisewechselspannung, wobei das Zünden der Entladungsstrecke mit Hilfe einer
wenigstens annähernd auf dem Potential einer Lampenelektrode liegenden, kapazitiven
Hilfselektrode erfolgt. Dle Erfindung bezieht sich ferner auf eine Einrichtung zur
Durchführung eines solchen Verfahrens.
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Das Zünden von Gasentladungslampen, vor allem der weitverbreiteten
Leuchtstofflampen, mittels einer kapazitiven Hilfselektrode ist von wesentlicher
Bedeutung bei der stufenlosen Helligkeitssteuerung durch Phasenanschnitt der speisenden
Wechselspannung im Hinblick auf die Zündunsicherheit- bzw. den schwankenden ZUndverzug
infolge der Entionisierung in den Brennpausen. Die kapazitiven Hilfselektroden,
z.B. in Form von elektrisch leitenden Aus senbe lägen oder gitterförmigen Umhüllungen
des Entladungsgefässes, liegen im einfachsten Fall auf Erdpotential. Dies ist
wegen
der einfachen Anschlussmöglichkeit an den Erd- oder S¢hutzleiter von speisenden
ehrphasensystemen als vorteilhaft anzustreben. Dann ergibt sich Jedoch beim üblichen
Ansohluss der Lampenspeisung zwischen einer Phase und dem Nullpunkt des Weehselstromsystems
ene unsymmetrische Verteilung des elektrischen Feldes zwischen der Hilfselektrode
und en Lampenelektroden, von denen die mit dem Nullpunkt verbundene in beiden Halbwellen
der Speisewechselspannung im wesentlichen mit der Hilfselektrode potentialgleich
ist, während die andere immer im Bereich eines erhöhten Potentialgefälles mit entsprechend
hohen elektrischen Feldstärken liegt. In denJenigen Halbwellen der Speiseweohselspannung
die einem negativen Potential der von der Hilfselektrode potentialverschiedenen
Elektrode entsprechen, in denen diese Elektrode also Kathode ist, verursacht die
erhöhte Feldstärke eine wesentliche Verstärkung des Lawineneffektes der von der
Kathode emittierten Elektronen (Stossionisation) und damit eine wesentliche Verminderung
des Zündverzuges, während dies in den gegenpoligen Halbwellen nicht der Fall ist.
Es ergibt sich also bei ein und derselben Einstellung der Phasenanschnittsteuerung
eine unterschiedliche Brenndauer in den aufeinanderfolgenden Halbwellen, d.h. eine
Helligkeitsschwankung mit Netzfrequenz, die im Gegensatz ZU den Helligkeitsschwankungen
mit doppelter Netzfrequenz infolge des unvermeidlichen Verlöschens nach Jeder Halbwelle
vom menschlichen Augg bemerkt werden kann und störend wirkt (Netzflimmern), insbesondere
im Bereich von vergleichsweise geringen mittleren Helligkeiten bzw. grossen Anschnittwinkeln.
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Aufgabe der Erfindung ist daher die Schaffung eines Verfahrens bzw.
einer Einrichtung zur Helligkeitssteuerung von Gasentladungslampen mit Phasenanschnittsteuerung,
die unter Aufrechterhaltung der einfachen Anschlussart der Hilfselektrode eine Verminderung
des Netzflimmerns bzw. einen für das Auge genügend gleichmässigen Lichtstrom der
Lampe auch im Bereich niedriger llelligkeiten ermöglichen. Die erfindungsgemässe
Lösung dieser Aufgabe kennzeichnet sich durch die in den Ansprüchen 1 bzw. 12 angegebenen
Merkmale in verfahrens- bzw. schaltungstechnischer Hinsicht.
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Für die angegebene Verfahrensweise kommt es auf eine die Feldunsymmetrie
an den Lampenelektroden kompensierende Unsymmetrie der Anschnittwinkel, d.h. der
dem Entladungsbeginn um mehr oder weniger grosse Zeitintervalle vorangehenden Zündauslösung,
in den gegeneinnig gepolten Halbwellen der Speisewechselspannung an.
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Unter Verwendung einer doppelt-netzfrequenten Taktsignalquelle und
einer Referenzsignalquelle mit nachgeordnetem Komparator, der die zündauslösenden
Schnittzeitpunkte des Taktsignals und des Referenzsignals bestimmt, bewirkt die
speisefrequente Verschiebungssignalquelle bei der angegebenen Schaltungslösung über
ein Misoh glied jeweils eine Abweichung des Referenzsignals oder auch des Taktsignals
von dem ursprünglichen Wert bzw. Zeitverlauf und damit die verlangte Verschiebung
der Zündauslösung in den aufeinanderfolgenden Halbwellen der Speisewechselspannung.
Besonders günstig,
weil einfach, ist dabei die Einführung eines
korrigierenden Verschiebungssignals bzw. der Anschluss einer entsprechenden Signalquelle
an der Referenzsignalquelle, die im übrigen im allgemeinen ein zeitlich im wesentlichen
konstantes Grundsignal führt.
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Grundsätzlich kann eine gewisse Verminderung des Netzflimmerns bei
Lampen der vorliegenden Art bereits durch inführung einer konstanten Korrekturverschiebung
der Zündauslösung in den aufeinanderfolgenden Speisespannungshalbwellen erzielt
werden.
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Eine besonders wirksame Lösung ergibt sich jedoch gemäss einer Weiterbildung
der Erfindung durch korrigierende Phasenversohiebung der Zündauslösung mit einer
vom Anschnittwinkel der Helligeitssteuerung abhängigen Grösse. Damit lässt sich
ohne grossen Aufwand der Abhängigkeit des Zündverzuges vom Stromfluss in der vorangehenden
Brennperiode und von der Dauer der vorangehenden Brennpause Rechnung tragens Dabei
kann auch die unterschiedliche Flimmarempfindlichkeit des Auges bei verschiedenen
Helligkeitsgraden berücksichtigt werden.
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Bei der erwähnten Anschnittsteuerung mit Bestimmung des Anschnittwinkels
durch die Schnittzeitpunkte eines doppelt-netzfrequenten Taktsignals mit einem steuerbaren
Referenz signal wird die speisen frequenze Signalkomponente des letzteren gemäss
einer besonders zweckmässigen Ausführungsform der Erfindung mit einem halbwellenartigen,
sich
über einen Teil einer Speisespannungsperiode erstreckenden Zeitverlauf erzeugt.
Wenn die Speisewechselspannung ohne zusätzliche Phasenverschiebung für die Erzeugung
des halbwellenartigen Zeitverlaufs verwendet wird, erstreckt sich dieser s.B. wenigstens
über einen Teil einer Halbperiode. Die Verschiebung des halbwellenartigen Signalverlaufs
in Amplitudenrichtung des Taktsignals, die bei der Anschnittverstellung zusammen
mit der Grössenänderung der zeitlich im wesentlichen konstanten Referenzsignalkomponente
erfolgt, ergibt ohne weiteres eine VerWnderung des Verschiebungswinkels der Zündauslösung
in Abhängigkeit von der konstanten Referenzsignalkomponente, d.h. von dem unkorrigierten
Anschnittwinkel und damit vom mittleren Helligkeitsgrad, und zwar mit einem Maximalwert
im mittleren Aussteuerbereich Dies ergibt für manche Zwecke bereits eine auareichende
Anpassung an den - wie erwähnt - anschnittabhängigen Zündverzug bzw die Flimmerempfindlichkeit
des Auges. Zusätzlich kann Jedoch ohne grossen Aufwand nooh eine Abhängigkeit der
Amplitude der speisefrequenten Referenzsignalkomponente von der konstanten Referenzsignalkomponente
bzw. der unkorrigierten Anschnitteinstellung eingeführt werden, um die Anpassung
weiter zu verbessern. Eine solche Amplitudenveränderung der speisefrequenten Referenzsignalkomponente
empfiehlt sich Jedenfalls bei Anwendung eines rechteckförmigen, d.h. im Schnittbereich
mit dem Taktsignal konstanten Zeitverlaufes dieser Signalkomponente.
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Anders als in der vorstehend in verschiedenen Varianten angegebenen
Weise durch Ueberlagerung eines im wesentlichen konstanten Referenzsignals mit einer
speisefrequenten Signalkomponente kann die korrigierende Anschni t tvers chi ebung
gemäss einer besonderen AusfUhrungs£orm der Erfindung auch durch Verwendung eines
doppeltspeiseErequenten Taktsignals von in au£einanderfolgenden Perioden unterschiedlicher
Amplitude oder/und Steilheit erreicht werden.
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Eine solche Modifizierung des Taktsignal-ZeitverlauSes in jeweils
aufeinanderfolgenden (doppelt-speisefrequenten) Perioden entspricht wiederum der
Ueberlagerung einer periodischen, einfach-speisefrequenten Signalkomponente und
kann im einzelnen - z.B. ausgehend von üblichen Sägezahngeneratoren - mit Hil£e
bekannter Schaltungsbausteine verwirklicht werden. Sie ermöglicht jedoch im vorliegenden
Zusammenhang die Bestimmung korrigierter Anschnittwinkel mit einem konstanten und
daher besonders einfach einstellbaren Referenssignal.
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Eine andere Weiterbildung der Erfindung für die Phasenanschnittsteuerung
von Gasentladungslampen unter Verwendung eines periodischen Taktsignales und eines
Re£erenzsignals sieht ein Taktsignal von im Anfangs- um oder Endbereich seiner Periodendauer
vermindert ter. zeitlicher Steilheit vor. Ein solcher Zeitverlauf des Taktsignals
ermöglicht eine relative Erhöhung der Steuer- bzw. Einstellempfindlichkeit der Helligkeit
im Bereich vergleichsweise kleiner und gegebenenfalls auch vergleichsweise grosser
Anschnitt-
Winkel, d.h. im Bereich vergleichsweise grosser bzw.
geringer Helligkeiten. Dies bedeutet eine Anpassung an die EmpSindlichkeit des Auges
gegenüber Helligkeitsänderungen in Abhängigkeit von unterschiedlichen Ausgangswerten
der Helligkeit.
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Dieser Sachverhalt wird bei einer Weiterbildung der ErEindung ausgenutzt,
gemäss deren das Taktsignal durch abschnittsweise Umschaltung oder Austastung von
der Speisewechselspannung abgeleitet wird.
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Danach kann z. B. ein Taktsignal mit sägezahnartigem Zeitverlauf und
abnehmender Steilheit im Bereich kleiner sowie grosser Anschnittwinkel durch einfache
Polaritätsumschaltung einer sinusförmigen Wechselspannung in jeweils auSeinanderBolgenden
Scheitelpunkten ( 900 und 2700 ) erhalten werden, wobei diese Umschaltpunkte durch
Phasenverschiebung des geschalteten Wechselspannungssignals au£ Beginn und Ende
der Speisespannungshalbwellen gelegt werden. Dann nimmt die Steilheit des Taktsignals
jeweils in der zweiten Hälfte einer Speisespannungshalbwelle ab, wie es erwünscht
ist, während das Taktsignal jeweils in der ersten Hälfte einer Speisespannungshalbwelle
zunehmende Steilheit aufweist. Dies ergibt die oben erwahnte Optimierung des Verlaufes
der Steuerkennlinie.
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Es ist hervorzuheben, dass die -vorgenannten Ausführungen der Er-Bindung
zwar einen wesentlichen Bestandteil einer Phasenanschnittsteuerung
mit
Unsymmetrieausgleich darstellt, Jedoch auch unabhängig von einem solchen Ausgleich
mit dem Vorteil der verbesserten Anpassung der Steuerungsempfindlichkeit an die
Empfindlichkeit des Auges gegenüber Helligkeitsänderungen für die Helligkeitssteuerung
von Gasentladungslampen angewendet werden kann.
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Eine andere Weiterbildung der Erfindung, für die ebenfalls eine Anwendung
über den Unsymmetrieausgleich bei Phasenanschnittsteuerungen hinaus gilt, besteht
darin, dass bei einer ausserhalb der Amplitude eines periodischen Taktsignals liegenden
Grösse des Referenzsignals Jeweils im Bereich der Rückflanke des Taktsignals eine
kurzzeitige Veränderung des Referenzsignals oder des Taktsignals bis zu einer Ueberschneidung
der beiden Signale erzeugt wird. Es wird also bei einer Ueberschreitung des für
die Schnittzeitpunktbestimmung nutzbaren Aussteuerbereiohs, d.h. bei verschwindendem
Anschnittwinkel, trotzdem eine Ueberschneidung erzwungen. Dadurch wird vermieden,
dass bei einer solohen Uebersteuerung keine differentielle Zündimpulserzeugung mehr
möglich ist. Differenzierende Uebertragungselemente sind Jedoch praktisoh immer
zwischen der Anschnittbestimmung und dem Leistungssohalter der Lampenspeisung, z.B.
einem Thyristorschalter, vorbanden.
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Die Erfindung wird weiter anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme
auf die Zeichnungen erläutert. Hierin zeigt:
Fig.l das Prinzipschaltbild
einer Leuchtstofflampe mit Phasenansohnittsteuerung, Fig.2 ein Zeitdiagramm versohiedener
in der Schaltung nach Fig.l auftretender Signale, Fig.3 ein Kennliniendiagramm des
Zündverzuges und der mit der Schaltung nach Fig.l erzielten Anschnittkorrektur als
Funktion des Anschnittwinkels, Fig.4 ein Zeitdiagramm einer abgewandelten Phasenansohnittsteuerung
mit Unsymmetrieausgleich, Fig.5 das Blockschaltbild einer Einrichtung zur Phasenanschnittsteuerung
nach Fig.4 und Fig.6a bzw.
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Fig. 6b Je ein Zeitdiagramm einer weiteren Abwandlung der Phasenanschnittsteuerung
mit Unsymmetrieausgleich.
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Nach Fig.l ist eine Leuchtstofflampe L mit zwei durch Niederspannungsquellen
Ho und H1 beheizten Elektroden Eo bzw. E1 sowie mit geerdeter Hilfselektrode Eh
über Drosseln DrO und Drl und einen Thyristor-Leistungsschalter LS zwischen einer
Phase PH und dem Null-LeiterMPeines Wechselstromsystems angeschlossen. Der Schalter
LS erhält innerhalb einer Jeden Halbwelle der Speisewechselspannung Un einen Zündimpuls
von einem Zündtransformator Trz als Ausgangsglied einer Phasenanschnittsteuerung
PS und schaltet bei Jedem Nulldurchgang der Speisewechselspannung durch Löschen
seiner Thyristoren ab. Die Phasenanschnittsteuerung PS erhält über einen Netztransformator
Trn eine niedergespannte Bezugswechselspannung
utr, die einseitig
geerdet ist, sowie über einen Gleichrichter G eine erdsymmetrische Gleichspannung
Uo.
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Für Aufbau und Funktion der Phasenanschnittsteuerung PS gilt unter
Beiziehung des Signaldiagramms gemäss Fig.2 folgendes: Eine z.B. aktive Referenzsignalquelle
Qr, deren Speisung etwa in nicht dargestellter Weise von der Gleichspannung Uo gewonnen
werden kann, liefert eine von Hand einstellbare oder in anderer Weise bestimmbare
Steuerspannung Ur> deren Grenzwerte Urmin und U Urmax= Uo/2 in Fig.2 angedeutet
sind. Der jeweils herrschende Wert von Ur bestimmt die Freigabeschwelle eines durch
einen einfachen Transistor gebildeten Schwellenwert-Mischgliedes MrJ dem als zweite
Eingangsgrösse von einer Verschiebungssignalquelle 2w eine für die Anschnittverschiebung
massgebende Wechselspannung uw zugeführt wird. Solange uw positiv grösser als Ur
ist, sperrt das Misehglied Mr, so dass am invertierenden Eingang eines als Differenzverstärker
ausgebildeten Komparators K ein Referenzsignal wirksam ist, das durch Spannungs
teilung an Summierwiderständen Rr und RO von der Differenz zwischen Uo und Ur bestimmt
ist.
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Dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators K wird von einer Taktsignalquelle
Q5 das in Fig.2 angedeutete, mit sägezahnartigem Zeitverlauf erdsymmetrisch oszillierende
Taktsignal us zugeführt.
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Beim unkorrigierten Sohnittzeitpunkt t van u mit u wird der r s Ausgang
von K - bei entsprechend grosser Verstärkung oder unter
nicht dargestellter
Zuhilfenahme eines Triggers oder dergl. -sprungartig positiv und erzeugt über ein
Zünd-Differenzierglied Dz einen Zündimpuls für das Thyristor-Hilfsventil Vz, welches
seinerseits über den Zündtransformator Trz den Leistungsschalter LS einschaltet.
Damit bestimmt Ur den Anschnittwinkel #z, gemessen zwischen dem Zeitpunkt t0 der
Rüokflanke von u5 und tz, wobei to durch Synchronisierung mit den Nulidurchgängen
der Wechselspannung Uw zusammenfällt. Dabei ist zunächst angenommen, dass Uw phasengleich
mit der Speisewechselspannung un ist. Die Perioden des doppelt-speisefrequenten
Taktsignals u5 entsprechen also den Halbwellen der Speisewechselspannung.
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Der Anschnittwinkel Fz wie auch weitere, noch zu erwähnende Phasenwinkel
sind im Zeitdiagramm der Fig.2 unter Berücksichtigung der Kreisfrequenz W der Speise-
bzw. Netzwechselspannung angedeutet.
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Wenn nun die Wechselspannung Uw die Steuerspannung Ur unterschreitet,
was gemäss Fig.2 zwischen t1 und t2 der Fall ist, so wird das Mischglied Mr leitend,
und über die Summierwiderstände Rr, Rw, RO überlagern sich Ur, uw und UO am invertierenden
Eingang des Komparators K zu dem resultierenden Referenzsignal urJ das nun die halbwellenartige
Signalkomponente Up enthält. Die Grundfrequenz der letzteren entspricht der einfachen
Frequenz der Speisewechselspannung un. Damit ergibt sich für die angedeutete
negative
Halbwelle von uw bzw. un, in der die von der HilRselektrode Eh potentialverschiedene
und daher mit erhöhter Feldstärke beaufschlagte Lampenelektrode E1 gegenüber Eo
positiv ist und daher einem relativ hohen Zündverzug unterliegt, eine zeitliche
Vorverlegung der Zündauslösung mit dem verminderten Ansohnittwinkel #zk, , d.h.
eine mehr oder weniger vollständige Kompensation der durch die Hilfselektrode bedingten
Unsymmetrie des Zündverzuges.
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Der korrigierte Schnittzeitpunkt tzkund damit die Ansohnittwinkelkorrektur
##z hängt, wie aus Fig.2 anschaulich erkennbar ist, von der Amplitude # ur der speisefrequenten
Signalkomponente up und damit wegen des Sohwellenwert-Misohgliedes Mr vom zeitlich
im wesentlichen konstanten Ausgangswert des Referenzsignals ur ab, ferner vom Zeitverlauf
von us sowie up.
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Eine auf # ur zielende Justiermöglichkeit bietet im Beispielsfall
die als Potentiometer ausgebildete Verschiebungssignalquelle Qw. Ausserdem kann
gegebenenfalls der in Fig.l striohliert angedeutete Phasenschieber Phw zwischen
Qw und Utr eingefügt und damit eine Verlagerung der maximalen Anschnittkorrektur
in den Bereich geringer Helligkeiten erreicht werden. Die Phasenlage von Uw entspricht
dann nicht mehr derjenigen von un, weshalb die Synohronisierung des Taktsignals
Us zweckmässig unmittelbar von utr abgeleitet wird.
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Der Zeitverlauf von us, wie er in Fig.2 angedeutet ist, wird in der
Referenzsignalquelle Qs mittels eines 90°-Phasendrehgliedes PhS mit nachfolgendem
Polaritätsumschalter P von Utr abgeleitet.
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eine zweikanalige Invertierverstärkeranordnung Vi stellt für Jede
Speisespannungshalbwelle einen Abschnitt zwischen 2700 und 900 der sinusförmigen
Wechselspannung bereit, der über einen Umschalter S mittels eines Schaltverstärkers
V synchron zu den genannten Halbwellen polaritätsrichtig zum nichtinvertierenden
Eingang des Komparators K durchgeschaltet wird, Eine solche Ausführung hat den Vorteil
der einfachen und genauen Synchronisierung sowie der erwünschten Steilheitsverminderung
des Zeitverlaufes im Bereich vergleichsweise geringer und vergleichsweise grosser
Anschnittwinkel und damit im Bereich grosser sowie gering ger Helligkeiten.
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Die Beträge der verschiedenen Steuerspannungen und Signale sind im
Beispielsfall so aufeinander abgestimmt, dass die Ansohnittkorrektur erst bei Anschnittwinkeln
über 900 einsetzt. Dann steigt ##z bis etwa zur Mitte der zweiten Halbwellenhälfte
an, um bis vollständigen Dunkelaussteuerung wieder auf Null abzunehmen. Die Kennlinie
##z über #z mit einem solchen Verlauf ist in Fig.3 angedeutet. Die mit versohwindender
Helligkeit abnehmende Korrektur ist, wie erwähnt, im allgemeinen nicht störend.
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Zum Vergleich ist in Fig.3 auch der Verlauf der ZUndverzugadifferenz
##v
über #z qualitativ angedeutet. Ersichtlich liegt im Bereich mittlerer Helligkeiten
eine weitgehende kompensatorisch-Anpassung zwischen den Kurven von ##v und ##z vor.
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Aus Gründen der sicheren Voll- und Nullaussteuerung der Helligkeit
sind die Grenzwerte Urmin und Urmax des Referenzsignals gemäss Fig.2 unterhalb bzw.
oberhalb der Grenzwerte des Taktsignals us eingestellt. Um nun bei Einstellung von
Urin, d.h.
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ohne Ueberschneidung zwischen Ur und us, gleichwohl über das Zünd-Differenzierglied
Dz die Einschaltung des Leistungsschalters LS bzw. des Hilfsventils Vz im Zeitpunkt
t0 auslösen zu können, ist gemäss Fig.l ein eingangsseitig mit der Taktsignalquelle
Qs und ausgangsseitig über ein gerichtetes Mischglied Mk in Form eines Schalttransistors
mit dem invertierenden Eingang des Komparators K verbundenes Kompensations-Differenzierglied
Dk vorgesehen. Letzteres erzeugt im Zeitpunkt to der RUckflanke von u5 einen kurzen
Impuls ud> der sich mit Urmin überlagert und einen entsprechenden, positiven
Zündimpuls am Ausgang des Komparators K erzeugt. Das gerichtete Mischglied Mk verhindert
dabei eine Beeinflussung der Spannungsverhältnisse in der Anschnittsteuerung ausserhalb
der Dauer des Differentialimpulses ud. Grundsätzlich kann im übrigen eine entsprechende
Ueberschneidungskorrektur auch am Taktsignal us angebracht werden.
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In Fig.4 ist die Möglichkeit einer Anschnittkorrektur mit wiederum
sinusförmig-sägezahnartigem Taktsignal us, Jedoch rechteakförmigem
Zeitverlauf
einer periodischen Referenzsignalkomponente in in einem vereinfachten Zeitdiagramm
ähnlich Fig.2 angedeutet.
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Bei konstanter Amplitude # ur dieser Signalkomponente ergibt sich
ersichtlich eine bis zur Dunkelaussteuerung zunehmende Anschnittwinkelkorrektur
##z, und zwar infolge der abnehmenden Steilheit des Zeitverlaufes von us. Ein linearer
Sägezahnverlauf von us kann dagegen für eine etwa gewünschte, bezüglich #z konstante
Anschnittkorrektur angewendet werden. Andererseits kann, wenn z.B. aus schaltungstechnischen
Gründen ein linearer Sägezahnverlauf von us vorgezogen wird, durch Abhängigkeit
der Amplitude # ur von Ur bzw. ?z praktisch Jeder gewünschte Kennt linienverlauf
vo ##z über #z realisiert werden. Auch eine zusätzliche Phasenverschiebung zwischen
der periodischen Komponente von Ur einerseits und u5 bzw. tun andererseits - ähnlich
wie in Fig.l mittels des Phasenschiebers PhW angedeutet - kann herangezogen werden,
um die Anschnittkorrektur auf bestimmte Teile der Speisespannungshalbwellen zu konzentrieren
oder zu beschränken.
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Zur Verwirklichung der zuletzt erwähnten Ausführungsformen kommt ein
Schaltungsaufbau gemäss Fig.5 in Betracht. Hier ist schematisch eine Quelle Qp für
eine rechteckförmige, periodische Referenzsignalkomponente upr mit Amplitudensteuereingang
Ea und Synchronisiereingang Es angedeutet. Die Amplitudensteuerung von erfolgt in
Abhängigkeit vom Referenzsignal ur über ein Justierglied St, womit die Aenderungssteilheit
von ur' bezüglich ur angepasst
werden kann. In einem Mischglied
M werden ur und upr überlagert. Das resultierende Referenzsignal gelangt zusammen
mit dem von einer Quelle Q kommenden Taktsignal us zum Komparator K, der wie bei
Fig.1 den Leistungsschalter LS steuert. Damit sind die wesentlichen Schaltungsgruppen
für die Steuerungsvarianten gemäss Fig.4 umrissen.
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In an sich naheliegender Weise kann die Quelle Q - wie in Fig.5 strichliert
angedeutet - über eine speisefrequente und demgemäss mit der Netzfrequenz w beaufschlagte
Synohronisiersohaltung Sy derart gesteuert werden, dass sich in den aufeinanderfolgenden
Perioden des Taktsignals Amplituden- oder/und Steilheitsdifferenzen oder sonstige
einfach-speisefrequente Abweichungen des Zeitverlaufes ergeben. Diese könne wieder
rür eine Ansohnittkorrektur zweoks Unsymmetrieausgleich ausgenutzt werden.
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In Fig.6a und Fig.6b sind entsprechende Verfahrensvarianten angedeutet.
Unterschiedliche Amplituden bzw. Amplitudenlagen der Sägezahnrampen in aufeinanderfolgenden
Perioden gemäss Fig.6a ermöglichen ebenso wie unterschiedliche Steilheiten gemäss
Fig. 6b bei konstantem Referenzsignal ur Ansohnittwinkelkorrekturen ß Sz.
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Die entsprechenden einfach-speisefrequenten Signalkomponenten bzw.
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Parameter können z.B., wie in Fig.6a angedeutet, so eingestellt werden,
dass sich bei Dunkelaussteuerung der Entladung an der bevorzugten
Lampenelektrode
für die Entladung an der anderen Elektrode gerade eine den maximalen Zündverzug
ausgleichende Anschnittwinkelkorrektur ##zo ergibt.
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Ausserdem ist eine funktional abhängige, automatische Steuerung der
Steilheits- bzw. Amplitudendifferenzen in aufeinanderfolgenden Perioden der Taktsignale
u51 bzw. U52 in Abhängigkeit von Anschnittwinkel bzw. Helligkeit anwendbar, wie
dies duroh die striohlierten Zeitverläufe in Fig. 6a und Fig.6b angedeutet ist.
Sohaltungsteohnisch lässt sich diese automatische Steuerung z.B. durch die in Fig.5
strichliert angedeutete Steuerverbindung X zwischen der Referenzsignalquelle Q und
der Synohronisiersohaltung Sy oder unmittelbar der Taktsignalquelle Q erreichten.
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L e e r s e i t e