CH620562A5 - Method and device for light brightness control of a gas discharge lamp - Google Patents

Description

40 Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Helligkeitssteuerung einer Gasentladungslampe mittels Phasenanschnittsteuerung einer Speisewechselspannung, wobei das Zünden der Entladungsstrecke mit Hilfe einer wenigstens annähernd auf dem Potential einer Lampenelektrode liegenden, 45 kapazitiven Hilfselektrode erfolgt. Die Erfindung bezieht sich ferner auf eine Einrichtung zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Das Zünden von Gasentladungslampen, vor allem der weit verbreiteten Leuchtstofflampen, mittels einer kapazitiven 50 Hilfselektrode ist von wesentlicher Bedeutung bei der stufenlosen Helligkeitssteuerung durch Phasenanschnitt der speisenden Wechselspannung im Hinblick auf die Zündunsicherheit bzw. den schwankenden Zündverzug infolge der Entionisie-rung in den Brennpausen. Die kapazitiven Hilfselektroden, z. B. 55 in Form von elektrisch leitenden Aussenbelägen oder gitterför-migen Umhüllungen des Entladungsgefässes, liegen im einfachsten Fall auf Erdpotential. Dies ist wegen der einfachen Anschlussmöglichkeit an den Erd- oder Schutzleiter von speisenden Mehrphasensystemen als vorteilhaft anzustreben. Dann 60 ergibt sich jedoch beim üblichen Anschluss der Lampenspeisung zwischen einer Phase und dem Nullpunkt des Wechselstromsystems eine unsymmetrische Verteilung des elektrischen Feldes zwischen der Hilfselektrode und den Lampenelektroden, von denen die mit dem Nullpunkt verbundene in beiden 65 Halbwellen der Speisewechselspannung im wesentlichen mit der Hilfselektrode potentialgleich ist, während die andere immer im Bereich eines erhöhten Potentialgefälles mit entsprechend hohen elektrischen Feldstärken liegt. In denjenigen

Halbwellen der Speisewechselspannung, die einem negativen Potential der von der Hilfselektrode potentialverschiedenen Elektrode entsprechen, in denen diese Elektrode also Kathode ist, verursacht die erhöhte Feldstärke eine wesentliche Verstärkung des Lawineneffektes der von der Kathode emittierten Elektronen (Stossionisation) und damit eine wesentliche Verminderung des Zündverzuges, während dies in den gegenpoligen Halbwellen nicht der Fall ist. Es ergibt sich also bei ein und derselben Einstellung der Phasenanschnittsteuerung eine unterschiedliche Brenndauer in den aufeinanderfolgenden Halbwellen, d. h. eine Helligkeitsschwankung mit Netzfrequenz, die im Gegensatz zu den Helligkeitsschwankungen mit doppelter Netzfrequenz infolge des unvermeidlichen Verlöschens nach jeder Halbwelle vom menschlichen Auge bemerkt werden kann und störend wirkt (Netzflimmern), insbesondere im Bereich von vergleichsweise geringen mittleren Helligkeiten bzw. grossen Anschnittwinkeln.

Aufgabe der Erfindung ist daher die Schaffung eines Verfahrens und einer Einrichtung zur Helligkeitssteuerung von Gasentladungslampen mit Phasenanschnittsteuerung, die unter Aufrechterhaltung der einfachen Anschlussart der Hilfselektrode eine Verminderung des Netzflimmerns bzw. einen für das Auge genügend gleichmässigen Lichtstrom der Lampe auch im Bereich niedriger Helligkeiten ermöglichen. Die erfindungsge-mässe Lösung dieser Aufgabe kennzeichnet sich durch die in den Ansprüchen 1 und 12 angegebenen Merkmale in Verfahrens- und schaltungstechnischer Hinsicht.

Für die angegebene Verfahrensweise kommt es auf eine die Feidunsymmetrie an den Lampenelektroden kompensierende Unsymmetrie der Anschnittwinkel, d. h. der dem Entladungsbeginn um mehr oder weniger grosse Zeitintervalle vorangehenden Zündauslösung, in den gegensinnig gepolten Halbwellen der Speisewechselspannung an. Unter Verwendung einer z. B. doppelt-netzfrequenten Taktsignalquelle und einer Referenzsignalquelle mit nachgeordnetem Komparator, der die zündauslösenden Schnittzeitpunkte des Taktsignals und des Referenzsignals bestimmt, bewirkt die speisefrequente Verschiebungssignalquelle bei der angegebenen Schaltungslösung z. B. über ein Mischglied jeweils eine Abweichung des Referenzsignals oder auch des Taktsignals von dem ursprünglichen Wert bzw. Zeitverlauf und damit die verlangte Verschiebung der Zündauslösung in den aufeinanderfolgenden Halbwellen der Speisewechselspannung. Besonders günstig, weil einfach, ist dabei die Einführung eines korrigierenden Verschiebungssignals bzw. der Anschluss einer entsprechenden Signalquelle an der Referenzsignalquelle, die im übrigen im allgemeinen ein zeitlich im wesentlichen konstantes Grundsignal führt.

Grundsätzlich kann eine gewisse Verminderung des Netzflimmerns bei Lampen der vorliegenden Art bereits durch Einführung einer konstanten Korrekturverschiebung der Zündauslösung in den aufeinanderfolgenden Speisespannungshalbwellen erzielt werden. Eine besonders wirksame Lösung ergibt sich jedoch gemäss einer Weiterbildung der Erfindung durch korrigierende Phasenverschiebung der Zündauslösung mit einer vom Anschnittwinkel der Helligkeitssteuerung abhängigen Grösse. Damit lässt sich ohne grossen Aufwand der Abhängigkeit des Zündverzuges vom Stromfluss in der vorangehenden Brennperiode und von der Dauer der vorangehenden Brennpause Rechnung tragen. Dabei kann auch die unterschiedliche Flimmerempfindlichkeit des Auges bei verschiedenen Helligkeitsgraden berücksichtigt werden.

Bei der erwähnten Anschnittsteuerung mit Bestimmung des Anschnittwinkels durch die Schnittzeitpunkte eines doppelt-netzfrequenten Taktsignals mit einem steuerbaren Referenzsignal wird die speisefrequente Signalkomponente des letzteren gemäss einer besonders zweckmässigen Ausführungsform der Erfindung mit einem halbwellenartigen, sich über einen Teil einer Speisespannungsperiode erstreckenden Zeitverlauf

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erzeugt. Wenn die Speisewechselspannung ohne zusätzliche Phasenverschiebung für die Erzeugung des halbwellenartigen Zeitverlaufs verwendet wird, erstreckt sich dieser z. B. wenigstens über einen Teil einer Halbperiode. Die Verschiebung des halbwellenartigen Signalverlaufs in Amplitudenrichtung des Taktsignals, die bei der Anschnittverstellung zusammen mit der Grössenänderung der zeitlich im wesentlichen konstanten Referenzsignalkomponente erfolgt, ergibt ohne weiteres eine Veränderung des Verschiebungswinkels der Zündauslösung in Abhängigkeit von der konstanten Referenzsignalkomponente, d. h. von dem unkorrigierten Anschnittwinkel und damit vom mittleren Helligkeitsgrad, und zwar mit einem Maximalwert im mittleren Aussteuerbereich. Dies ergibt für manche Zwecke bereits eine ausreichende Anpassung an den - wie erwähnt -anschnittabhängigen Zündverzug bzw. die Flimmerempfindlichkeit des Auges. Zusätzlich kann jedoch ohne grossen Aufwand noch eine Abhängigkeit der Amplitude der speisefre-quenten Referenzsignalkomponente von der konstanten Referenzsignalkomponente bzw. der unkorrigierten Anschnitteinstellung eingeführt werden, um die Anpassung weiter zu verbessern. Eine solche Amplitudenveränderung der speisefre-quenten Referenzsignalkomponente empfiehlt sich jedenfalls bei Anwendung eines rechteckförmigen, d. h. im Schnittbereich mit dem Taktsignal konstanten Zeitverlaufes dieser Signalkomponente.

Anders als in der vorstehend in verschiedenen Varianten angegebenen Weise durch Überlagerung eines im wesentlichen konstanten Referenzsignals mit einer speisefrequenten Signalkomponente kann die korrigierende Anschnittverschiebung gemäss einer besonderen Ausführungsform der Erfindung auch durch Verwendung eines doppeltspeisefrequenten Taktsignals von in aufeinanderfolgenden Perioden unterschiedlicher Amplitude oder/und Steilheit erreicht werden. Eine solche Modifizierung des Taktsignal-Zeitverlaufes in jeweils aufeinanderfolgenden (doppelt-speisefrequenten) Perioden entspricht wiederum der Überlagerung einer periodischen, ein-fach-speisefrequenten Signalkomponente und kann im einzelnen - z. B. ausgehend von üblichen Sägezahngeneratoren - mit Hilfe bekannter Schaltungsbausteine verwirklicht werden. Sie ermöglicht jedoch im vorliegenden Zusammenhang die Bestimmung korrigierter Anschnittwinkel mit einem konstanten und daher besonders einfach einstellbaren Referenzsignal.

Eine andere Weiterbildung der Erfindung für die Phasenanschnittsteuerung von Gasentladungslampen unter Verwendung eines periodischen Taktsignales und eines Referenzsignals sieht ein Taktsignal von im Anfangs- und/oder Endbereich seiner Periodendauer verminderter zeitlicher Steilheit vor. Ein solcher Zeitverlauf des Taktsignals ermöglicht eine relative Erhöhung der Steuer- bzw. Einstellempfindlichkeit der Helligkeit im Bereich vergleichsweise kleiner und gegebenenfalls auch vergleichsweise grosser Anschnittwinkel, d. h. im Bereich vergleichsweise grosser bzw. geringer Helligkeiten. Dies bedeutet eine Anpassung an die Empfindlichkeit des Auges gegenüber Helligkeitsänderungen in Abhängigkeit von unterschiedlichen Ausgangswerten der Helligkeit.

Dieser Sachverhalt wird bei einer Weiterbildung der Erfindung ausgenutzt, gemäss deren das Taktsignal durch abschnittsweise Umschaltung oder Austastung von der Speisewechselspannung abgeleitet wird. Danach kann z. B. ein Taktsignal mit sägezahnartigem Zeitverlauf und abnehmender Steilheit im Bereich kleiner sowie grosser Anschnittwinkel durch einfache Polaritätsumschaltung einer sinusförmigen Wechselspannung in jeweils aufeinanderfolgenden Scheitelpunkten (90° und 270°) erhalten werden, wobei diese Umschaltpunkte durch Phasenverschiebung des geschalteten Wechselspannungssignals auf Beginn und Ende der Speisespannungshalbwellen gelegt werden. Dann nimmt die Steilheit des Taktsignals jeweils in der zweiten Hälfte einer Speisespannungshalbwelle

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ab, wie es erwünscht ist, während das Taktsignal jeweils in der ersten Hälfte einer Speisespannungshalbwelle zunehmende Steilheit aufweist. Dies ergibt die oben erwähnte Optimierung des Verlaufes der Steuerkennlinie.

Eine andere Weiterbildung der Erfindung besteht darin, dass bei einer ausserhalb der Amplitude eines periodischen Taktsignals liegenden Grösse des Referenzsignals jeweils im Bereich der Rückflanke des Taktsignals eine kurzzeitige Veränderung des Referenzsignals oder des Taktsignals bis zu einer Überschneidung der beiden Signale erzeugt wird. Es wird also bei einer Überschreitung des für die Schnittzeitpunktbestimmung nutzbaren Aussteuerbereichs, d. h. bei verschwindendem Anschnittwinkel, trotzdem eine Überschneidung erzwungen. Dadurch wird vermieden, dass bei einer solchen Übersteuerung keine différentielle Zündimpulserzeugung mehr möglich ist Differenzierende Übertragungselemente sind jedoch praktisch immer zwischen der Anschnittbestimmung und dem Leistungsschalter der Lampenspeisung, z. B. einem Thyristorschalter, vorhanden.

Die Erfindung wird weiter anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf diè Zeichnungen erläutert. Hierin zeigt:

Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer Leuchtstofflampe mit Phasenanschnittsteuerung,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm verschiedener in der Schaltung nach Fig. 1 auftretender Signale,

Fig. 3 ein Kennliniendiagramm des Zündverzuges und der mit der Schaltung nach Fig. 1 erzielten Anschnittkorrektur als Funktion des Anschnittwinkels,

Fig. 4 ein Zeitdiagramm einer abgewandelten Phasenanschnittsteuerung mit Unsymmetrieausgleich,

Fig. 5 das Blockschaltbild einer Einrichtung zur Phasenanschnittsteuerung nach Fig. 4 und

Fig. 6a bzw. Fig. 6b je ein Zeitdiagramm einer weiteren Abwandlung der Phasenanschnittsteuerung mit Unsymmetrieausgleich.

Nach Fig. 1 ist eine Leuchtstofflampe L mit zwei durch Niederspannungsquellen Ho und Hi beheizten Elektroden Eo bzw. Ei sowie mit geerdeter Hilfselektrode Eh über Drosseln Dro und Dn und einen Thyristor-Leistungsschalter LS zwischen einer Phase PH und dem Null-Leiter MP eines Wechselstromsystems angeschlossen. Der Schalter LS erhält innerhalb einer jeden Halbwelle der Speisewechselspannung un einen Zündimpuls von einem Zündtransformator Trz als Ausgangsglied einer Phasenanschnittsteuerung PS und schaltet bei jedem Nulldurchgang der Speisewechselspannung durch Löschen seiner Thyristoren ab. Die Phasenanschnittsteuerung PS erhält über einen Netztransformator Trn eine niedergespannte Bezugswechselspannung utr, die einseitig geerdet ist, sowie über einen Gleichrichter G eine erdsymmetrische Gleichspannung U0.

Für Aufbau und Funktion der Phasenanschnittsteuerung PS gilt unter Beiziehung des Signaldiagramms gemäss Fig. 2 folgendes:

Eine z. B. aktive Referenzsignalquelle Qr, deren Speisung etwa in nicht dargestellter Weise von der Gleichspannung U0 gewonnen werden kann, liefert eine von Hand einstellbare oder in anderer Weise bestimmbare Steuerspannung Ur, deren Grenzwerte U,™,, und Urmax = \JJ2 in Fig. 2 angedeutet sind. Der jeweils herrschende Wert von Ur bestimmt die Freigabeschwelle eines durch einen einfachen Transistor gebildeten Schwellenwert-Mischgliedes Mr, dem als zweite Eingangs-grösse von einer Verschiebungssignalquelle Qw eine für die Anschnittverschiebung massgebende Wechselspannung uw zugeführt wird. Solange uw positiv grösser als Ur ist, sperrt das Mischglied Mr, so dass am invertierenden Eingang eines als Differenzverstärker ausgebildeten Komparators K ein Referenzsignal ur wirksam ist, das durch Spannungsteilung an Summierwiderständen Rrund Ro von der Differenz zwischen UQ und Ur bestimmt ist Dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators K wird von einer Taktsignalquelle Qs das in Fig. 2 angedeutete, mit sägezahnartigem Zeitverlauf erdsymmetrisch oszillierende Taktsignal us zugeführt. Beim unkorrigierten Schnittzeitpunkt tz von ur mit us wird der Ausgang von K - bei entsprechend grosser Verstärkung oder unter nicht dargestellter Zuhilfenahme eines Triggers oder dergleichen - sprungartig positiv und erzeugt über ein Zünd-Differenzierglied Dz einen Zündimpuls für das Thyristor-Hilfsventil Vz, welches seinerseits über den Zündtransformator Trz den Leistungsschalter LS einschaltet Damit bestimmt Ur den Anschnittwinkel <pz, gemessen zwischen dem Zeitpunkt tQ der Rückflanke von us und tz, wobei t0 durch Synchronisierung mit den Nulldurchgängen der Wechselspannung uw zusammenfällt. Dabei ist zunächst angenommen, dass uw phasengleich mit der Speisewechselspannung un ist. Die Perioden des doppelt-speisefrequenten Taktsignals us entsprechen also den Halbwellen der Speisewechselspannung.

Der Anschnittwinkel <pz wie auch weitere, noch zu erwähnende Phasenwinkel sind im Zeitdiagramm der Fig. 2 unter Berücksichtigung der Kreisfrequenz co der Speise- bzw. Netzwechselspannung angedeutet

Wenn nun die Wechselspannung uw die Steuerspannung Ur unterschreitet, was gemäss Fig. 2 zwischen ti und t2 der Fall ist, so wird das Mischglied Mr leitend, und über die Summierwiderstände Rr, Rw, Ro überlagern sich Ur, Uw und Uo am invertierenden Eingang des Komparators K zu dem resultierenden Referenzsignal ur, das nun die halbwellenartige Signalkomponente Up enthält Die Grundfrequenz der letzteren entspricht der einfachen Frequenz der Speisewechselspannung u„. Damit ergibt sich für die angedeutete negative Halbwelle von uw bzw. un, in der die von der Hilfselektrode Eh potentialverschiedene und daher mit erhöhter Feldstärke beaufschlagte Lampenelektrode Ei gegenüber E0 positiv ist und daher einem relativ hohen Zündverzug unterliegt, eine zeitliche Vorverlegung der Zündauslösung mit dem verminderten Anschnittwinkel <pzfo d. h. eine mehr oder weniger vollständige Kompensation der durch die Hilfselektrode bedingten Unsymmetrie des Zündverzuges.

Der korrigierte Schnittzeitpunkt t2k und damit die Anschnittwinkelkorrektur Acpz hängt, wie aus Fig. 2 anschaulich erkennbar ist, von der Amplitude Aur der speisefrequenten Signalkomponente up und damit wegen des Schwellenwert-Mischgliedes Mr vom zeitlich im wesentlichen konstanten Ausgangswert des Referenzsignals ur ab, ferner vom Zeitverlauf von us sowie up.

Eine auf Aur zielende Justiermöglichkeit bietet im Beispielsfall die als Potentiometer ausgebildete Verschiebungssignalquelle Qw. Ausserdem kann gegebenenfalls der in Fig. 1 strich-liert angedeutete Phasenschieber Phw zwischen Qw und utr eingefügt und damit eine Verlagerung der maximalen Anschnittkorrektur in den Bereich geringer Helligkeiten erreicht werden. Die Phasenlage von uw entspricht dann nicht mehr derjenigen von un, weshalb die Synchronisierung des Taktsignals us zweckmässig unmittelbar von u^ abgeleitet wird.

Der Zeitverlauf von us, wie er in Fig. 2 angedeutet ist, wird in der Referenzsignalquelle Qs mittels eines 90°-Phasendreh-gliedes Phs mit nachfolgendem Polaritätsumschalter P von utr abgeleitet. Eine zweikanalige Invertierverstärkeranordnung Vj stellt für jede Speisespannungshalbwelle einen Abschnitt zwischen 270° und 90° der sinusförmigen Wechselspannung bereit, der über einen Umschalter S mittels eines Schaltverstärkers V synchron zu den genannten Halbwellen polaritätsrichtig zum nichtinvertierenden Eingang des Komparators K durchgeschaltet wird. Eine solche Ausführung hat den Vorteil der einfachen und genauen Synchronisierung sowie der erwünschten Steilheitsverminderung des Zeitverlaufes im Bereich vergleichsweise geringer und vergleichsweise grosser Anschnittwinkel und damit im Bereich grosser sowie geringer Helligkei-

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ten. einerseits und us bzw. un andererseits - ähnlich wie in Fig. 1 mit-

Die Beträge der verschiedenen Steuerspannungen und tels des Phasenschiebers Phw angedeutet - kann herangezogen

Signale sind im Beispielsfall so aufeinander abgestimmt, dass werden, um die Anschnittkorrektur auf bestimmte Teile der die Anschnittkorrektur erst bei Anschnittwinkeln über 90° ein- Speisespannungshalbwellen zu konzentrieren oder zu setzt. Dann steigt A<pz bis etwa zur Mitte der zweiten Halbwel- 5 beschränken.

lenhälfte an, um bis vollständigen Dunkelaussteuerung wieder Zur Verwirklichung der zuletzt erwähnten Ausführungsforauf Null abzunehmen. Die Kennlinie Acpz über cpz mit einem sol- men kommt ein Schaltungsaufbau gemäss Fig. 5 in Betracht, chen Verlauf ist in Fig. 3 angedeutet. Die mit verschwindender Hier ist schematisch eine Quelle Qp für eine rechteckförmige, Helligkeit abnehmende Korrektur ist, wie erwähnt, im allge- periodische Referenzsignalkomponente upr mit Amplituden-meinen nicht störend. Zum Vergleich ist in Fig. 3 auch der Ver- io steuereingang Ea und Synchronisiereingang Es angedeutet.

lauf der Zündverzugsdifferenz A<pv über (pz qualitativ angedeu- Die Amplitudensteuerung von upr erfolgt in Abhängigkeit vom tet. Ersichtlich liegt im Bereich mittlerer Helligkeiten eine weit- Referenzsignal ur über ein justierglied St, womit die Ände-

gehende kompensatorische Anpassung zwischen den Kurven rungssteilheit von ur' bezüglich ur angepasst werden kann. In von A(pv und A<pz vor. einem Mischglied M werden ur und upr überlagert. Das resultie-

Aus Gründen der sicheren Voll- und Nullaussteuerung der 15 rende Referenzsignal gelangt zusammen mit dem von einer

Helligkeit sind die Grenzwerte urmin und urmax des Referenz- Quelle Q kommenden Taktsignal us zum Komparator K, der signais gemäss Fig. 2 unterhalb bzw. oberhalb der Grenzwerte wie bei Fig. 1 den Leistungsschalter LS steuert. Damit sind die des Taktsignals us eingestellt. Um nun bei Einstellung von urmin, wesentlichen Schaltungsgruppen für die Steuerungsvarianten d. h. ohne Überschneidung zwischen ur und us, gleichwohl über gemäss Fig. 4 umrissen.

das Zünd-Differenzierglied Dz die Einschaltung des Leistungs- 20 In an sich naheliegender Weise kann die Quelle Q - wie in schalters LS bzw. des Hilfsventils Vz im Zeitpunkt tQ auslösen zu Fig. 5 strichliert angedeutet - über eine speisefrequente und können, ist gemäss Fig. 1 ein eingangsseitig mit der Taktsignal- demgemäss mit der Netzfrequenz © beaufschlagte Synchroni-quelle Qs und ausgangsseitig über ein gerichtetes Mischglied sierschaltung Sy derart gesteuert werden, dass sich in den auf-Mk in Form eines Schalttransistors mit dem invertierenden Ein- einanderfolgenden Perioden des Taktsignals Amplitudengang des Komparators K verbundenes Kompensations-Diffe- 25 oder/und Steilheitsdifferenzen oder sonstige einfach-speisefre-renzierglied Dk vorgesehen. Letzteres erzeugt im Zeitpunkt tQ quente Abweichungen des Zeitverlaufes ergeben. Diese kön-der Rückflanke von us einen kurzen Impuls Ud, der sich mit urmin nen wieder für eine Anschnittkorrektur zwecks Unsymmetrie-überlagert und einen entsprechenden, positiven Zündimpuls ausgleich ausgenutzt werden.

am Ausgang des Komparators K erzeugt. Das gerichtete In Fig. 6a und Fig. 6b sind entsprechende Verfahrensvarian-

Mischglied Mk verhindert dabei eine Beeinflussung der Span- 30 ten angedeutet. Unterschiedliche Amplituden bzw. Amplitu-

nungsverhältnisse in der Anschnittsteuerung ausserhalb der denlagen der Sägezahnrampen in aufeinanderfolgenden Perio-

Dauer des Differentialimpulses Ud-Grundsätzlich kann im übri- den gemäss Fig. 6a ermöglichen ebenso wie unterschiedliche gen eine entsprechende Uberschneidungskorrektur auch am Steilheiten gemäss Fig. 6b bei konstantem Referenzsignal ur

Taktsignal us angebracht werden. Anschnittwinkelkorrekturen A<pz. Die entsprechenden einfach-

In Fig. 4 ist die Möglichkeit einer Anschnittkorrektur mit 35 speisefrequenten Signalkomponenten bzw. Parameter können wiederum sinusförmig-sägezahnartigem Taktsignal us, jedoch z. B., wie in Fig. 6a angedeutet, so eingestellt werden, dass sich rechteckförmigem Zeitverlauf einer periodischen Referenz- bei Dunkelaussteuerung der Entladung an der bevorzugten signalkomponente upr in einem vereinfachten Zeitdiagramm Lampenelektrode für die Entladung an der anderen Elektrode

ähnlich Fig. 2 angedeutet. Bei konstanter Amplitude Aur dieser gerade eine den maximalen Zündverzug ausgleichende

Signalkomponente ergibt sich ersichtlich eine bis zur Dunkel- 40 Anschnittwinkelkorrektur A<pzo ergibt.

aussteuerung zunehmende Anschnittwinkelkorrektur Acpz, und zwar infolge der abnehmenden Steilheit des Zeitverlaufes von Ausserdem ist eine funktional abhängige, automatsiche us. Ein linearer Sägezahnverlauf von us kann dagegen für eine Steuerung der Steilheits- bzw. Amplitudendifferenzen in aufein-

etwa gewünschte, bezüglich (pz konstante Anschnittkorrektur anderfolgenden Perioden der Taktsignale usi bzw. us2 in Abhän-

angewendet werden. Andererseits kann, wenn z. B. aus schal- 45 gigkeit von Anschnittwinkel bzw. Helligkeit anwendbar, wie tungstechnischen Gründen ein linearer Sägezahnverlauf von us d'es durch die strichlierten Zeitverläufe in Fig. 6a und Fig. 6b vorgezogen wird, durch Abhängigkeit der Amplitude Aur von angedeutet ist. Schaltungstechnisch lässt sich diese automati-

ur bzw. <pz praktisch jeder gewünschte Kennlinienverlauf von sehe Steuerverbindung X zwischen der Referenzsignalquelle Acpz über <pz realisiert werden. Auch eine zusätzliche Phasenver- Qrun^ ^er Synchronisierschaltung Sy oder unmittelbar der

Schiebung zwischen der periodischen Komponente von ur so Taktsignalquelle Q erreichen.

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3 Blatt Zeichnungen

Claims (15)

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   PATENTANSPRÜCHE

   1. Verfahren zur Helligkeitssteuerung einer Gasentladungslampe mittels Phasenanschnittsteuerung einer Speisewechselspannung, wobei das Zünden der Entladungsstrecke mit Hilfe einer wenigstens annähernd auf dem Potential einer Lampenelektrode liegenden, kapazitiven Hilfselektrode erfolgt, dadurch gekennzeichnet, dass die Zündung in denjenigen Halbwellen der Speisewechselspannung, die einem negativen Potential der mit der Hilfselektrode potentialgleichen Lampenelek- ■ trode gegenüber der von der Hilfselektrode potentialverschiedenen Lampenelektrode entsprechen, in einer in Bezug auf die anderen Halbwellen früheren Phasenlage ausgelöst wird.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung der Zündauslösung mit einer vom Anschnittwinkel der Helligkeitssteuerung abhängigen Grösse durchgeführt wird.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung der Zündauslösung mit einem Maximalwert im Bereich von Anschnittwinkeln in der zweiten Hälfte der zugehörigen Speisespannungs-Halbwelle durchgeführt wird.
4. 4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, bei dem der Anschnittwinkel durch die Schnittzeitpunkte eines periodischen Taktsignals von bezüglich der Speisewechselspannung doppelter Grundfrequenz einerseits mit einem steuerbaren Referenzsignal andererseits bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenzsignal (ur) eine periodische Signalkomponente (up) mit einer der Speisewechselspannung entsprechenden Grundfrequenz enthält.
5. 5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die periodische, speisefrequente Signalkomponente (up) des Referenzsignals (ur) einen halbwellenartigen, sich über einen Teil einer Speisespannungsperiode erstreckenden Zeitverlauf aufweist.
6. 6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die periodische, speisefrequente Signalkomponente (upr) des Referenzsignals (ur) einen rechteckförmigen, sich über einen Teil einer Speisespannungsperiode erstreckenden Zeitverlauf aufweist
7. 7. Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitude ( Äur) der periodischen, speisefrequen-ten Signalkomponente (up bzw. upr) in Abhängigkeit von der zeitlich im wesentlichen konstanten Grösse des Referenzsignals (ur) verändert wird.
8. 8. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein doppelt-speisefrequentes Taktsignal (us{, us2) von in aufeinanderfolgenden Perioden unterschiedlicher Amplitude oder/und Steilheit für die Phasenanschnittsteuerung verwendet wird.
9. 9. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, wobei der Anschnittwinkel durch die Schnittzeitpunkte eines periodischen Taktsignals von bezüglich der Speisespannung doppelter Grundfrequenz einerseits mit einem steuerbaren Referenzsignal andererseits bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, dass ein Taktsignal (us) von im Anfangs- und/oder Endbereich seiner Periodendauer verminderter zeitlicher Steilheit verwendet wird.
10. 10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Taktsignal (us) durch abschnittsweise Umschaltung oder Austastung von der Speisewechselspannung abgeleitet wird.
11. 11. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, wobei der Anschnittwinkel durch die Schnittzeitpunkte eines periodischen Taktsignals einerseits mit einem steuerbaren Referenzsignal andererseits bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, dass bei einer ausserhalb der Amplitude des periodischen Taktsignals (us) liegenden Grösse des Referenzsignals (ur) jeweils im Bereich der Rückflanken (t0) des Taktsignals eine kurzzeitige

    Veränderung des Referenzsignals oder des Taktsignals bis zu einer Überschneidung der beiden Signale erzeugt wird.
12. 12. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, mit einer Taktsignalquelle und einer Referenz-

    5 signalquelle, die zur Bestimmung des Phasenanschnitts der Speisewechselspannung an einen Komparator angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, dass wenigstens eine der Signalquellen (Qr) mit einer Verschiebungssignalquelle (Qw) für eine mit den aufeinanderfolgenden Halbwellen der Speisewechsel-lo Spannung (un) alternierende Korrektur( A(pz) des Anschnittwinkels ( 9Z) verbunden ist.
13. 13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignalquelle (Qr) mit der genannten Verschiebungssignalquelle (Qw) verbunden ist.

    15 14. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Referenzsignalquelle (Qr) bzw. die Taktsignalquelle (Qs) über ein Mischglied (Mr) mit einer in Abhängigkeit von dem Referenzsignal (ur) steuerbaren Freigabeschwelle für eine periodische Referenzsignalkomponente (up) an die Ver-2o schiebungssignalquelle (Qw) angeschlossen ist.
14. 15. Einrichtung nach Anspruch 12 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Verschiebungssignalquelle (Qw) über einen Phasenschieber (Phw) an die Speisewechselspannung (un) angeschlossen ist.

    25 16. Einrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktsignalquelle (Qs) einen über ein Phasendrehglied (Phs) an die Speisewechselspannung (u„) angeschlossenen Polaritätsumschalter (P) aufweist.
15. 17. Einrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 16, 30 dadurch gekennzeichnet, dass ein eingangsseitig mit der Taktsignalquelle (Qs) und ausgangsseitig über ein gerichtetes Mischglied (Mk) mit dem Komparator verbundenes Differenzierglied (Dk) zur Kompensation eines Schnittpunktausfalls zwischen dem Referenzsignal (ur) und dem Taktsignal (us) vorgesehen ist.