DE2830481C3

DE2830481C3 - Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker

Info

Publication number: DE2830481C3
Application number: DE2830481A
Authority: DE
Inventors: Hiroyasu Yokohama Yamaguchi
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1977-07-12
Filing date: 1978-07-11
Publication date: 1981-10-29
Also published as: GB2002192A; US4227227A; DE2830481A1; DE2830481B2; GB2002192B

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker gemäß dem Oberbegriff der nebengeordneten Ansprüche 1 und 2.

Eine Schutzschaltung dieser Art ist aus der DE-OS 23 37 705 bekannt. Die Meßschaltung dieser bekannten Schutzschaltung ermittelt den Laststrom, d. h. es wird der laststromabhängige Spannungsabfall über einem Widerstand gemessen und bei Oberschreiten eines Schwellenwertes durch diesen Spannungsabfall der Laststrom unterbrochen. Dieser Fall kann bei einem großen Lastwiderstand und großer Aussteuerung des Verstärkers genauso auftreten wie bei einem kleinen Lastwiderstand und kleiner Aussteuerung. Wie später gezeigt wird, wird bei der Erfindung im Gegensatz zur bekannten Laststrommessung eine Lastwiderstandsmessung vorgenommen.

Ein bisher verwendeter Tonfrequenzleistungsverstärker weist die in F i g. 1 dargestellte Anordnung auf. Bei dem bekannten Tonfrequenzleistungsverstärker ist zwischen den Emitter eines Transistors Q 1 von einem ersten Leitfähigkeitstyp, dessen Kollektor an eine positive Spannungsquelle + Vcc angeschlossen ist, und den Emitter eines Transistors Q 2 von einem zweiten Leitfähigkeitstyp, dessen Kollektor an eine negative Spannungsquelle - Vee angeschlossen ist, ein Laststrom-Meßwiderstand Re geschaltet, wobei /?£=/ΐ+/ΐ ist. Zwischen einem Abgriff am Widerstand found einer Last (Lautsprecher SP), deren eines Ende geerdet ist, ist ein Schalter 5 geschaltet. Die Kollektor-Emitter-Strekke eines Transistors Q₃ zum Erfassen des Widerstandes der Last L, z. B. deren Kurschluß, ist über einen Widerstand zwischen den Abgriff des Widerstandes Re und die positive Spannungsquelle V_Cc geschaltet. Die Basis des Transistors Q₃ ist an die Verbindungsstelle von Widerständen R_a und Rb angeschlossen, die zusammen ein Dämpfungsglied bzw. einen Spannungsteiler bilden. Eine Spule 17 zum Betätigen des Schalters S ist über einen Treibertransistor Q₄ an die positive Spannungsquelle + Vcc angeschlossen. Der Basis dieses Treibertransistors Q₄ wird die vom Kollektor des Transistors Qz gelieferte Ausgangsgröße zugeführt. Wird die Last L kurzgeschlossen, dann wird der Transistor Q₄ betätigt, um den Schalter S zu öffnen und damit den Leistungsverstärker zu schützen. Diese Schutzmaßnahme erfolgt, wenn die folgende Formel erfüllt wird:

r_EI₀ - α v„

ν m

wobei

r_£ = Widerstandswert des Widerstandes rt von Fig. 1

/0 = Laststrom

tu = Koeffizient der im wesentlichen durch die Widerstandswerte R₃ imd Rb des Dämpfungsgliedes von F i g. 1 bestimmt ist

Vo = Spannung zwischen den Anschlüssen der Last L

Vth = Schweüenspannung des Transistors Qs, nämlich der erfaßie Meßpegel des Lastwiderstandes.

Wie aus der obigen Formel hervorgeht, wird der Schalter S unverzüglich geöffnet, wenn die La:t kurzgeschlossen wird.

In Fällen, in denen die Schutzschaltung in integrierter Bauweise ausgeführt ist, ist es erforderlich, ein Halbleiterelement einer niedrigen Sperrspannung zu

3d verwenden und den Leistungsverbrauch der Schutzschaltung herabzusetzen. Die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q₃ angelegte Spannung verändert sich zwischen der Spannung + V« der positiven Spannungsquelle und der Spannung - Vei:

j-5 der negativen Spannungsquelle. Es wird deshalb eine Stehspannung BVceozwischen dem Kollektor- und dem Emitterbereich gefordert, die so groß ist, wie der Wert Vcr+ Vee, so daß, falls die Schutzschaltung integriert ist, die Sperrspannung des Transistors Qi auf den genannten hohen Pegel erhöht werden muß. Dies bedeutet, daß ein großes Chip verwendet werden muß und daß die Kosten für eine integrierte Schutzschaltung erhöht werden. Weitere Nachteile der bekannten Schutzschaltung sind, daß, falls auf einem Halbleiterelement eine

4-, hohe Spannung eingeprägt werden muß, der Leistungsverbrauch steigt, so daß es erforderlich ist, eine Baugruppe eines niedrigen thermischen Widerstandswertes zu verwenden. Spezielle Einrichtungen müssen vorgesehen werden, um die Wärmeableitung zu verbessern. Ferner muß der Innenwiderstand des Halbleiterelementes selbst herabgesetzt werden, um die Anwendung eines kleinen Betriebsstroms zuzulassen. Die Anordnung der bekannten Schutzschaltung nach F i g. 1 kann somit nicht als für eine Integrierung geeignet angesehen werden.

Aufgabe dieser Erfindung ist es, für einen Leistungsverstärker der eingangs genannten Art eine Schutzschaltung verfügbar zu machen, die zur besseren Ausführung in integrierter Schaltkreistechnik aus einem Halbleiterelement mit verhältnismäßig niederer Sperrspannung gebildet werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der nebengeordneten Patentansprüche 1 oder 2 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind dem Unt<_-anspruch zu entnehmen.

Die Erfindung wird im Vergleich zum Stand der Technik durch Ausführungsbeispiele anhand von 5 Figuren näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Anordnung der bekannten Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker,

Fig. 2 die Anordnung einer Schutzschaltung gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung, die einen Leistungsverstärker durch Messen des Lastwiderstandes während der positiven Halbwelle des Laststromes schützt;

Fig. 3 die Anordnung einer Schutzschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der der Leistungsverstärker durch Messen des Lastwider-Standes während der positiven und der negativen Halbwelle des Laststromes geschützt wird,

F i g. 4 das Schaltungsdiagramm der Treiberschaltung von F i g. 3,

F i g. 5 die Anordnung eines weiteren Typs der Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker, bei der nur die Meßschaltung von der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 abweicht.

Gemäß Fig.2 ist ein Meßwiderstand Re(Re=^Ve) zum Erfassen des Laststrcmes /0 zwischen den Emitter eines NPN-Transistors Qi und den Emitter eines PNP-Transistors Q₂ geschaltet. Die Basis jedes der beiden Transistoren Q\ und Q2 empfängt ein Eingangssignal. Von einer positiven Spannungsquelle + Vcr wird dem Kollektor des NPN-Transistors Q\ eine positive Spannung aufgedrückt. Von einer negativen Spannungsquelle — VEE wird dem Kollektor des PNP-Transistors Qi eine negative Spannung aufgedrückt. Ein Schalter S zum Abschalten des Laststromes ist zwischen einen Abgriff des Widerstandes Re und eine Last L (Lautsprecher) geschaltet, deren zweites Ende geerdet ist. Der Schalter S wird durch eine Spule 17 betätigt, durch welche Strom fließt. Das Bezugszeichen 11 bezeichnet eine Mcßschaltung zum Erfassen des Lastwiderstandes und das Bezugszeichen 12 eine Treiberschaltung zum Betätigen des Schalters S. Das Potential an der Verbindungsstelle 10a zwischen dem Emitter des NPN-Transistors Q\ und dem Widerstand Re ist mit V„ bezeichnet. Das Potential an der Verbindungsstelle iOb zwischen dem Emitter des PNP-Transistors Q₂ und dem Widerstand Re ist mit Vj. bezeichnet. Das Potential am Abgriff des Widerstandes Ri, d. h. an der nicht geerdeten Stelle 10c der Last Z-, sei mit V₀ bezeichnet und der Laststrom mit /0. Die Verbindungsstelle 10a und ein Knotenpunkt 15 sind über einen Widerstand R\ miteinander verbunden. Ein erstes Signal Vi wird vom Knotenpunkt 15 abgenommen. Die Verbindungsstelle lOöund ein Knotenpunkt 16 sind über einen Widerstand R₂ miteinander verbunden. Ein zweites Signal V₂ wird vom Knotenpunkt 16 abgenommen. Der Knotenpunkt 15 ist mit der Basis eines Transistors Q;<. verbunden, desen Kollektor über einen Widerstand R_b an eine positive Spannungsquelle -t- B angeschlossen ist. die eine niedrigere Spannung als + Vcc aufweist. Der Emitter des Transistors Q\ 1 ist mit dem Knotenpunkt 16 verbunden. Eine Diode D₂ der angedeuteten Polarität ist zwischen die Knotenpunkte 15 und 16 geschaltet

Der Knotenpunkt 15 ist über Dioden D₃ und D» der angegebenen Polarität geerdet und der Knotenpunkt 16 ist über Dioden D₅ und Db der angegebenen Polarität geerdet. Der Knotenpunkt 16 steht mit der Basis eines Transistors Qn in Verbindung, dessen Kollektor an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen ist, und dessen Emitter über einen Widerstand A3 und eine Diode D] der angegebenen Polarität geerdet ist Die Basis des Transistors Qn steht mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand Ri und der Diode D in Verbindung. Der Kollektor des Transistors Q13 ist mit dem Knotenpunkt 15 verbunden und außerdem über die Diode D₂ der angegebenen Polarität mit dem Knotenpunkt 16. Der Emitter des Transistors Qn ist geerdet. Die Basis-Emiiter-Strecke des Transistors Q13 liegt der Diode D₁ parallel, um einen Stromspiegel zu bilden. Der Kollektor des Transistors Qn steht mit der Basis eines Transistors Qi₄ in Verbindung, dessen Emitter an die positive Spannungsquellt + B angeschlossen ist und dessen Kollektor über einen Widerstand Ry geerdet ist. Außerdem ist der Kollektor des Transistors Qi₄ mit der Basis eines Transistors Qi5 verbunden. Der Kollektor des Transistors Qi5 steht über einen Widerstand Rs mit der positiven Spannungsquelle + Sund außerdem über einen Widerstand /?n mit der Basis eines Transistors Qi₆ in Verbindung. Der Emitter des Transistros Qi₅ ist geerdet. Der Kollektor des Transistors Qn, steht über die Spule 17 zum Treiben bzw. Betätigen des Schalters 5 mit der positiven Spannungsquelle + B in Verbindung, während der Emitter des Transistors Q16 geerdet ist. Zwischen die Basis des Transistors Qi₆ und Erde ist ein Kondensator Ci geschaltet.

Es wird nun die Arbeitsweise der Ausführungsform nach F i g. 2 erläutert. Zum besseren Verständnis wird

;■> eine kurze Beschreibung für den Fall gegeben, daß die Last L einen vorgegebenen Widerstandswert aufweist und außerdem für den Fall, daß die Last L kurzgeschlossen ist. Es wird zunächst der Fall erläutert, bei dem die Last einen normalen Widerstandswert

j<> aufweist und der nicht geerdete Anschluß positive Polarität hat. In diesem Fall ist V₁₁ > V_n und Vl=V₀. Demgemäß befinden sich die Transistoren Q12 und Q12 im Arbeitsbereich. Durch den Transistor Qu fließt Strom I₂ über den Widerstand R\ in der angegebenen

j-) Richtung. Damit nimmt zufolge des Spannungsfalls am Widerstand R\ das Potential V, am Verknüpfungspunkt 15, ausgehend vom Potential V„ ab. Demgemäß kann die Potentialdifferenz Vi — V₂ zwischen dem Potential V| am Verknüpfungspunkt 15 und dem Potential V₂ am

4» Verknüpfungspunkt 16 so gemacht werden, daß sie kurz unter die Schwellen- bzw. Schleusenspannung Vbe zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qn fällt. Hierdurch wird der Transistor Qn in den nicht leitenden Zustand gesteuert und als Folge davon die j Transistoren Q₁₄ und Q15 in den nicht leitenden Zustand und der Transistor Qib in den leitenden Zustand. Der Schalter S wird geschlossen, wenn durch die Spule 17 Strom fließt und er wird geöffnet, wenn durch die Spule 17 kein Strom fließt. Der Schalter bleibt demnach

^r>ii geschlossen, wenn die Last einen höheren Widerstandswert aufweist als den vorgeschriebenen Wert.

Wird die Last L kurzgeschlossen, dann tritt an der Verbindungsstelle 10a infolge des über den Meßwiderstand Re fließenden Kurzschlußstroms ein Spannungsabfall auf. Als Folge hiervon werden die Spannungen v_n und Vi. auf Null herabgesetzt, die Transistoren Q12 und Qu gelangen in den nicht leitenden Zustand und der Strom I₂ hört auf zu fließen. Damit erhöht sich das Potential Vj am Verknüpfungspunkt 15 bis zum Potential V„ an der Verbindungsstelle 10a. Da die Potentialdifferenz V₁ — V₂ über die Schwellenspannung Vßfdes Transistors Qi 1 ansteigt wird der Transistor Q₁, leitend, wenn den Transistoren Qi und Q2 ein Signal zugeführt wird. In diesem Fall werden die Transistoren

)5 Qi₄ und Q15 leitend und der Transistor Qib nichtleitend und der Schalter wird geöffnet

Es wird nun der allgemeine Fall beschrieben, bei dem die Last L einen ausgewählten Widerstandswert

aufweist. Das Potential V_u an der Verbindungsstelle 10a läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrücken.

K = r_EI₀ + V₀ .

Unter der Annahme, daß v_o£2V_Be (^vbe stellt die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter bzw. die Schwellenspannung des Transistors Q_x ι dar) und daß das Verhältnis zwischen dem Strom I\, der durch die Diode Di fließt und dem Strom I₂, der durch den Transistor Qn fließt, auf N eingestellt ist, d. h. daß I_x = Nl₂, dann läßt sich das Basispotential Vi des Transistors Q\ t durch die folgende Gleichung ausdrücken:

Da V= V₀, läßt sich die Potentialdifferenz Vi - V₂ zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q_X\ durch die folgende Gleichung ausdrücken:

2A₁

NR,

Wenn die Potentialdifferenz Vj- V₂ über Vecansteigt, dann wird der Transistor Qw leitend und der Schalter 5 geöffnet. Die Gleichung (3) läßt sich wie folgt umschreiben.

JVA,

v₀ + 1 -

2A,
NR

(4)

Wie aus Gleichung (4) folgt, kann bei einer Ausgangsspannung vo eines hohen Pegels über die Ausgangstransistoren des Leistungsverstärkers ein großer Strom geleitet werden und bei einem niedrigen Pegel der Ausgangsspannung vo wird die Schutzschaltung betätigt, selbst wenn durch die Ausgangstransistoren des Leistungsverstärkers ein kleiner Strom fließt.

In dem durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückten Bereich, bei dem die Ausgangsspannung v₀ einen hohen Pegel aufweist

Jtl_

NR,

(5)

(6)

(7)

Aus Gleichung (7) folgt, daß falls der Widerstand Rl der Last L gleich oder kleiner als —- · γε ist, die

Schutzschaltung betätigt wird.

Bei der Schaltung nach F i g. 2 verhindert die Diode D₂ die Übertragung einer zu großen Gegenvorspannung zwischen der Basis und dem Emitter des

gilt die folgende Gleichung:

^rE ' ^/u = ~nrT ^v° ·

Aus Gleichung (6) folgt:

Transistors Qu. Eine Gruppe von Dioden Eh und Dt, unterdrückt die Zufuhr einer zu großen Gegenvorspannung zur Basis des Transistors Qu und eine Gruppe von Dioden Ds und D₆ unterdrückt die Zufuhr einer zu großen Gegenvorspannung zu dem Emitter des gleichen Transistors Q\ ι.

Der Transistor Q\₂ arbeitet als eine Art Pufferelement, um im wesentlichen die Auswirkung des Spannungsabfalls am Widerstand R₂ zu eliminieren, der

ίο zwischen die Verbindungsstelle 106 und den Verknüpfungspunkt 16 geschaltet ist und somit auch weggelassen werden kann. Außerdem ist es möglich, anstelle des Transistors Qu einen Differentialverstärker zu verwenden. Diese Anordnung ermöglicht es, die Potentialdifferenz Vi — V₂ genauer zu erfassen. Der Transistor Q_{x x} erfaßt nämlich die Potentialdifferenz Vi - V₂ im wesentlichen bis zu einer Größe von 60OmV, während der Differentialverstärker die Potentialdifferenz V, - V₂ bis zu einer Größe von etwa 100 mV erfaßt.

Die Ausführungsform nach F i g. 2 ist so aufgebaut, daß der Lastwiderstand während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes, erfaßt wird. Wird die Polarität der Dioden und des Transistors umgekehrt, dann kann die Ausführungsform auch so abgeändert werden, daß sie den Lastwiderstand während der negativen Halbwelle des Ausgangsstromes erfaßt. Außerdem kann, wenn es erwünscht ist, den Lastwiderstand nur während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes zu erfassen, der Widerstand A₂ mit

jo dem Verbindungspunkt 10c statt mit dem Verbindungspunkt 10£> verbunden werden.

Aus der vorhergehenden Ausführungsform folgt, daß diese Erfindung eine für den Transistor Qu erforderliche Sperrspannung ermöglicht, die kleiner als die Summe

j5 der absoluten Werte der Pegel -I- Vcc und — Vee der Spannungsquelle ist. Folglich kann die für andere in der Schutzschaltung enthaltene Transistoren geforderte Sperrspannung kleiner als Vcc und Vee sein. Aus dem obigen Grund kann die Schutzschaltung, in der die Erfindung verkörpert wird, leicht in intetrierter Bauweise ausgeführt werden. Wenn die Widerstände Ai und A₂ als externe Elemente: der integrierten Schutzschaltung vorgesehen werden, dann kann der Pegel zum Erfassen des Lastwiderstandes einfach eingestellt werden.

Es wird nun anhand von F i g. 3 eine Schutzschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform beschrieben, mit der der Lastwiderstand während der positiven und der negativen Halbwelle einer Ausgangsspannung vo

so erfaßt werden kann. Diese Ausführungsform ist dadurch charakterisiert, daß ein erstes und ein zweites Signal über ein erstes und ein zweites Dämpfungsglied von den entsprechenden Anschlüssen eines Meßwiderstandes abgenommen werden, so daß die für die die Schutzschaltung bildende!! Transistoren notwendige Sperrspannung herabgesetzt wird.

Bei der Anordnung nach F i g. 3 ist ein Ende 10a eines Laststrom-Meßwiderstandes Ä£ mit einem ersten Dämpfungsglied ATT_x verbunden, das aus den Widerständen R_xx und R_x^ besteht Ein erstes Signal V₁ wird über eine Verbindungsstelle 20 zwischen den beiden Widerständen A₁₁ und A₁₅ geleitet, ferner über einen Widerstand A₁₂ und an einem Anschluß 15 abgenommen. Das zweite Ende 106 des Laststrom-Meßwider-Standes Äfist an ein zweites Dämpfungsglied, bestehend aus den Widerständen A₁₃ und A₁₆ angeschlossen. Ein zweites Signal V₂ gelangt über eine Verbindungsstelle 22 zwischen den beiden Widerständen A₁₃ und R_x β und

über einen Widerstand /?h zu einem Anschluß 16, von dem es abgenommen wird. Eine Last L, deren eines Ende geerdet ist, ist mit dem Abgriff 10c des Widerstandes Re über einen Schalter S verbunden. Zwischen den beiden Anschlüssen der Last L wird eine Spannung vo aufgedrückt.

Zwischen den freien Enden der Widerstände R\s und /?i6 ist eine Gruppe von Dioden Dw-Dn und eine weitere Gruppe von Dioden D13-D14 mit entgegengesetzter Polarität geschaltet, wie dies aus F i g. 3 hervorgeht. Die Basis eines PNP-Transistors Qw ist mit dem freien Ende des Widerstandes R\s verbunden und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Qw liegt zur Diode D13 parallel, wodurch eine Strombegrenzungsschaltung gebildet wird. Der Kollektor des PNP-Transistors Qw ist mit dem dem zweiten Signal V₂ zugeordneten Ausgangsanschluß 16 verbunden. Die Basis eines NPN-Transistors Qw ist mit dem freien Ende des Widerstandes R\6 verbunden und die Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors liegt zur Diode Du parallel, so daß ebenfalls eine Strombegrenzungsschaltung gebildet wird. Der Kollektor des NPN-Transistors Qw ist mit dem dem ersten Signal Vi zugeordneten Ausgangsanschluß 15 verbunden. Die Emitter-Anschlüsse der Transistoren Qw und Qw sind gemeinsam mit der Verbindungsstelle der in Serie geschalteten Dioden Du-Dn und mit der Verbindungsstelle der in Serie geschalteten Dioden D13-D14 verbunden und außerdem geerdet. Die Diode Dn wird während der positiven Halbwelle des Laststromes leitend gemacht Die Diode Di₂ arbeitet während der negativen Halbwelle des Laststromes. Die Diode Du betätigt das Dämpfungsglied /477] während der positiven Halbwelle des Laststromes und die Diode D^ versetzt das Dämpfungsglied ATT₂ während der negativen Halbwelle des Laststromes in den Arbeitszustand. Der Ausgangsanschluß 18 der Treiberschaltung 12a ist mit einem Ende der Treiberspule 17 des Schalters 5 verbunden. Das zweite Ende der Spule 17 ist geerdet. Als Treiberschaltung 12a von Fig.3 kann die Treiberschaltung verwendet werden, die in F i g. 2 mit dem Bezugszeichen 12 bezeichnet ist oder auch die Treiberschaltung nach F i g. 4.

Gemäß F i g. 4 ist die Basis eines NPN-Transistors Q21 mit dem Ausgangsanschluß 15 für das erste Signal Vi verbunden. Der Kollektor des Transistors Q21 ist an die 45 und positive Spannungsquelle +B und der Emitter über einen Widerstand R\& einen NPN-Transistor Q25 und einen Widerstand R₁₉ an die negative Spannungsquelle

— B angeschlossen. NPN-Transistoren Qn und Qn bilden zusammen einen Differentialverstärker. Der Kollektor des Transistors Qn ist unmittelbar mit der positiven Spannungsquelle + B verbunden. Der Kollektor des Transistors Qn isi über den entsprechenden KoUektorwiderstand an die positive Spannungsquelle + B angeschlossen. Die Emitter-Anschlüsse der beiden Transistoren Qn und Qn sind über einen NPN-Transistor Qn gemeinsam an die negative Spannungsquelle

— B angeschlossen. Die Basis des Transistors Q22 ist mit dem Ausgangsanschluß 16 für das zweite Signal verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₂₂ ist unmittelbar an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen und der Emitter dieses Transistors ist an die Basis des Transistors Q₂A und außerdem über einen NPN-Transistor Q_x an die negative Spannungsquelle —B angeschlossen. Die Basis eines PNP-Transistors Q₂S steht mit dem Kollektor des Transistors Qn in Verbindung und der Emitter des Transistors Qa über den Ausgangsanschluß 18 mit dem nicht geerdeten Ende der Treiberspule 17 des Schalters S. Eine Konstantstromquelle 201, deren eines Ende geerdet ist, ist über die angegebene Diode an die negative Spannungsquelle — B angeschlossen. Die von der Konstantstromquelle 201 gelieferte Ausgangsgröße wird gemeinsam den Basisanschlüssen der Transistoren Qa, Qn und Q26 zugeführt, die in der erwähnten Reihenfolge angeordnet sind.

Zurückkehrend zu F i g. 3 läßt sich das maximale Potential Vu am Ausgangsanschluß 20 des ersten Dämpfungsgliedes ,477] und ein maximale« Potential V_2a am Ausgangsanschluß 22 des zweiten Dämpfungsgliedes ATT₂ jeweils durch die folgenden Gleichungen ausdrücken, wobei der Spannungsabfall an den Dioden D\ 1 bis Dh vernachlässigt ist.

•K]3 ⁺ "16

Deshalb lassen sich die für die Treiberschaltung 12a erforderlichen Speisespannungen +Bund -Bwie folgt ausdrücken:

+ B

-B δ

Ru

Unter der Annahme, daß
+ Vcc = 50 Volt,
- V_EE = -50 Volt

R\\ + R\i

werden die Gleichungen +5^10 V und -B^ -10 V erfüllt Bei den die Treiberschaltung 12a bildenden Transistoren muß lediglich eine Stehspannung von 24 V vorgesehen werden, selbst wenn ein Spielraum von ±20 V zugelassen wird Demnach erfüllt es gut den Zweck, falls die Transistoren eine Stehspannung von 30 V aufweisen. Bei der bekannten Schutzschaltung nach Fi g. 1 wird dem Transistor Q3 eine Spannung von ±50 V aufgedrückt Das heißt, der Transistor Q₃ muß eine Stehspannung von 100 V aufweisen. Deshalb ist die Schutzschaltung gemäß dieser Erfindung nach Fig.3 offensichtlich besser für eine Integration geeignet Um diese Integration auszuführen, ist es besser, die Widerstände R_u und A₁₃ außerhalb der integrierten Schutzschaltung zu setzen.

Die Potentialdifferenz Vi - V₂ zwischen dem ersten Signal Vj und dem zweiten Signal V₂, die während der positiven Halbwelle des Laststromes ansteigt, läßt sich

11 12

durch die folgende Gleichung (8) ausdrücken, wobei angenommen wird.daß i?n==Auund R\s = R^:

V₁ - K, =

R\\

N„(R

(K₁-

wobei Na das Verhältnis zwischen dem durch die Diode ι ο Di4 fließenden Strom und dem durch den Transistor Q^ fließenden Strom darstellt. Dieses Verhältnis kann im allgemeinen durch Ändern des Verhältnisses zwischen den Bereichen der Emitter der Diode £>m und des Transistors Q19 während deren Herstellung bestimmt Ms werden. Vbe bezeichnet die zwischen Basis und Emitter des Transistors Q19 aufgedrückte Spannung, nämlich die Schwellenspannung hiervon. Die Potentialdifferenz V₂ — V\ zwischen dem Potential V₂ des zweiten Signals und dem Potential Vi des ersten Signals kann während der negativen Halbwelle des Laststromes durch Abänderung der obigen Gleichung (8) bestimmt werden. In diesem Fall ist es zweckmäßig, wenn N_a das Verhältnis zwischen dem durch die Diode Dn fließenden Strom und dem durch den Transistor Q\$ fließenden Strom darstellt.

Die Potentiale V₁₁ und Vl der Emitter-Anschlüsse des Transistoren Qi und Q₂, die gemeinsam einen Leistungsverstärker bilden und welche während der positiven Halbwelle der Lastspannung (Laststrom) auftreten, lassen sich wie folgt ausdrücken:

K = r_E ■ I₀ + V₀

Ist deshalb die Treiberschaltung 12a so bemessen, daß sie für den Fall V₁- V₂S V,_h (V,_h stellt die erfaßbare Spannung der Treiberschaltung dar) ein Ausgangssignal erzeugt, dann folgt hieraus die Gleichung (9):

/0 - — v„

Ii —rr ^VBE \- ^V lh)

wobei —— den Ausdruck

Ru ■ R_ts
Ru + R\<,

+ R₁

N_a (R_n + A₁₅)

darstellt.

Falls die Widerstandswerte der betreffenden Widerstände und N₃ so definiert werden, daß sie

v„

genügen, dann folgt

^rEk > -TT V₀ A

und als Folge hiervon die Gleichung (10):

Ki

Aus Gleichung (10) folgt, daß, falls der Lastwiderstand Rl einen kleineren Wert als K ■ r_E aufweist, die Treiberschaltung 12a betätigt werden kann. Die parallelgeschalteten Dioden D_n und A3 und die parallelgeschalteten Dioden A2 und D₎₄ weisen einander entgegengesetzte Polaritäten auf. Die Widerstände R\5 und Ä16 sind so angeordnet, daß sie jeweils während der positiven und der negativen Halbwellen des Laststromes betrieben werden. Damit kann der Widerstandswert der Last während der positiven oder während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes erfaßt werden. Die Widerstände R_n, Λ12 und Ri 5 setzen das Poential des ersten Signals während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes herab, wie es dies auch der Widerstand /?i von F i g. 2 tut. Die Widerstände A₁^ Am und Rm wirken in der gleichen Weise, während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes. Da die Gruppe der Widerstände R_n, R^ und die Gruppe der Widerände A^ R-,ε während der positiven bzw. der negativen Halbwelle des Laststromes einen Spannungsabfall ohne die Widerstände Rn und Rn bewirken kann, können die beiden Widerstände Ru und A₁4 weggelassen werden.

Hat bei der Schaltung nach F i g. 3 die Last L einen höheren Widerstandswert als den vorgeschriebenen, dann wird während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes durch den durch den Transistor Q19. welcher mittels des Signals V^₃ gesteuert wird, und durch die Widerstände A₁₁ und Rn fließenden Strom das erste Signal V₁ in der Spannung herabgesetzt. Die Spannung des zweiten Signals V₂ fällt jedoch nicht ab, da der Transistor Q^ nichtleitend gesteuert ist. Als Folge hiervon sind die Transistoren (^₁ und Φ3 nichtleitend und der Transistor Qn ist leitend gemacht Deshalb wird der Schalter S im geschlossenen Zustand gehalten. Wird die Last L kurzgeschlossen, dann gelangt der Transistor Q:? in den nichtleitenden Zustand und verhindert, daß durch die Widerstände R_n und R₁₂ Strom fließt, wodurch das Potential des ersten Signals Vi im wesentlichen bis zum Potential V„ ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt werden die Transistoren Q₂] und Q23 leitend gemacht und der Transistor Qa wird abgeschaltet, wodurch sich der Schalter 5 öffnet Die gleichen Vorgänge, wie sie beschrieben wurden, finden während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes statt Wie beschrieben kann bei der Ausführungsform nach

Fig.3 die für die die Schutzschaltung bildenden Halbleiterelemente notwendige Sperrspannung herabgesetzt werden.

Eine Schutzschaltung, bei der die Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal ausgenutzt wird, kann die Lastwiderstand-Meßschal-

tung nach F i g. 5 enthalten. Eine Verbindungsstelle 10a steht mit einem ersten Dämpfungsglied ATT_U in Verbindung, das aus den Widerständen /?2i und A₂₂ gebildet wird. Das freie Ende des Widerstandes Rn ist geerdet Eine Diode D_A der angegebenen Polarität ist über einen Widerstand Rn dem Widerstand R22 parallel geschaltet Ein erstes Signal Vi wird von der Verbindungsstelle 20 zwischen den Widerständen Ä21 und R22 abgenommen. Eine Verbindungsstelle 10b steht mit einem zweiten Dämpfungsglied ATTz₁₁ in Verbindung, das aus den Widerständen R2* und Ä25 gebildet ist Das freie Ende des Widerstandes R25 ist geerdet Ober einen Widerstand R₂t> ist dem Widerstand K₂₅ eine Diode D_B der angegebenen Polarität parallel geschaltet Ein zweites Signal Vj wird von der Verbindungsstelle 22 zwischen den Widerständen A₂₄ und Λ25 abgenommen. Eine Treiberschaltung, die mit dem ersten und dem zweiten Signal versorgt wird, weist die gleiche Anordnung wie die Treiberschaltung 12a gemäß F i g. 3

y-V

ι (

auf. Bei der Schaltung nach Fig.5 wird während der negativen Halbwelle des Laststromes die Diode Da nicht leitend und die Diode Db leitend gemacht Während der positiven Halbwelle des Laststromes wird die Diode Da in ihren Arbeitszustand versetzt und die Diode Db abgeschaltet. Unter der Annahme, daß

Rj-I ■ Rj

Rj₇ + Ä,

■23

gilt während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes die folgende Gleichung:

^νο·

Wenn im Falle von Vi-V₂SiO gemessen wird, drückt sich der Lastwiderstandeswert durch die folgende Gleichung aus:

Kr,

wobei

/C =

Rj

bedeutet

Während der negativen Halbwelle des Laststromes kann das gleiche Ergebnis wie oben erhalten werden.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker, umfassend b einen zwischen eine Last und einen von zwei gemeinsam den Gegentaktleistungsverstärker bildenden Transistoren geschalteten Laststrom-Meßwiderstand,

einen in Reihenschaltung zur Last angeordneten Schalter,

eine an den Laststrom-Meßwiderstand angeschlossene Meßschaltung und

eine Treiberschaltung, durch die mittels eines Ausgangssignals der Meßschaltung der Schalter geöffnet wird, falls die Belastung des Gegentaktleistungsverstärkers einen vorgegebenen Wert übersteigt, wobei die Meßschaltung

einen zweiten Widerstand, dessen eines Ende mit dem einen Ende des Laststrom-Meßwiderstands verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem ersten Anschlußpunkt, an dem ein erstes Signal auftritt, verbunden ist,
einen zweiten Anschlußpunkt, der mit dem anderen Ende des Laststrom-Meßwiderstands verbunden ist und
einen dritten Transistor
aufweist,

dadurch gekennzeichnet,
daß die Kollektor-Emitter-Strecke des dritten Transistors (Qn) zwischen den ersten Anschlußpunkt (15) und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist,

daß die Basis des dritten Transistors (Qn) mit dem zweiten Anschlußpunkt (16) verbunden ist und durch den dritten Transistor (Qn) ein der Höhe des zweiten Signals (V2) entsprechender und eine Potentialdifferenz zwischen den Signalen am ersten Anschlußpunkt (15) und an dem einen Ende (10a/ des Laststrom-Meßwiderstands (γε) hervorrufender Strom fließt,

daß die Differenz zwischen dem ersten Signal (Vi) und dem zweiten Signal (V2) unter einem vorgegebenen Wert liegt, wenn der Widerstand der Last (L) größer als ein bestimmter Wert ist, bzw. über einem vorgegebenen Wert liegt, wenn der Widerstand der Last (L) unter einem bestimmten Wert liegt, und daß die Treiberschaltung (12) mit der Differenz (VX-V2) des ersten und des zweiten Signals beaufschlagt ist und den Schalter (S) öffnet, -50 wenn diese Differenz unterhalb des vorgegebenen Werts liegt.

2. Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker, umfassend

einen zwischen zwei gemeinsam den Gegentaktleistungsverstärker bildende Transistoren geschalteten Laststrom-Meßwiderstand, über den eine Last an den Gegentaktleistungsverstärker anschließbar ist,
einen in Reihenschaltung zur Last angeordneten Schalter, e>o

eine an den Laststrom-Meßwiderstand angeschlossene Meßschaltung und

eine Treiberschaltung, durch die mittels eines Ausgangssignals der Meßschaltung der Schalter geöffnet wird, falls die Belastung des Gegentaktlei- μ stungsverstärkers einen vorgegebenen Wert übersteigt, wobei die Meßschaltung

ein durch die Reihenschaltung eines zweiten Widerstands und eines dritten Widerstands gebildetes und mit einem Ende des Laststrom-Meßwiderstands verbundenes Dämpfungsglied, dessen Verbindungsstelle zwischen dsm zweiten und dem dritten Widerstand mit einem ersten Anschlußpunkt verbunden ist, und
einen mit dem ersten Dämpfungsglied verbundenen dritten Transistor
aufweist,

dadurch gekennzeichnet,

daß ein zweites, durch die Reihenschaltung aus einem vierten Widerstand (Rn) und einem fünften Widerstand (A₁₆) gebildetes Dämpfungsglied (ATT₂) mit dem anderen Ende (lOty des Laststrom-Meßwiderstands (KfJ verbunden ist,
daß ein zweiter Anschlußpunkt, mit der Verbindungsstelle (22) zwischen dem vierten und dem fünften Widerstand (Rn, Ai₆) verbunden ist,
daß die Basis des dritten Transistors (Q\s) mit dem freien Ende des dritten Widerstands (Ri 5) verbunden ist, während seine Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den zweiten Anschlußpunkt (16) und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist
daß die Basis eines vierten Transistors (Qt?), dessen Leitfähigkeitstyp dem des dritten Transistors (Qig) entgegengesetzt ist, mit dem freien Ende des fünften Widerstands (Rib) verbunden ist, während seine Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den zweiten Anschlußpunkt (15) und den Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist,

daß eine Diode (A₃) zwischen die Basis und den Emitter des dritten Transistors (Qw) geschaltet ist,
daß eine weitere Diode (Dm) zwischen die Basis und den Emitter des vierten Transistors (Qw) geschaltet ist und

daß die Anschlußpunkte (15, 16) mit dem Eingang der Treiberschaltung (12aJ verbunden sind.

3. Schutzschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Dioden (Lh, Dt,; Ds, A) zum Begrenzen der Höhe des ersten und des zweiten Signals (Vi, V2).

4. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Diode (Dn) und zur weiteren Diode (Du) jeweils eine Schutzdiode (Dw, Dn) antiparalle! geschaltet ist.

5. Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Verbindungsstelle (20) von zweitem und drittem Widerstand (Rn, Rm) und den ersten Anschlußpunkt (15) ein sechster Widerstand (Rn) und/oder zwischen die Verbindungsstelle (22) zwischen dem vierten und dem fünften Widerstand (Rn, Rm) und den zweiten Anschlußpunkt (16) ein siebenter Widerstand (Ri₄) geschaltet ist.

6. Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker, umfassend

einen zwischen zwei gemeinsam den Gegentaktleistungsverstärker bildende Transistoren geschalteten Laststrom-Meßwiderstand, über den eine Last an den Gegentaktleistungsverstärker anschließbar ist,
einen in Reihenschaltung zur Last angeordneten Schalter,

eine an den Laststrom-Meßwiderstand angeschlossene Meßschaltung und

eine Treiberschaltung, durch die mittels eines Ausgangssignals der Meßschaltung der Schalter geöffnet wird, falls die Belastung des Gegentaktleistungsverstärkers einen vorgegebenen Wert über-

steigt, wobei die Meßschaltung

ein durch die Reihenschaltung eines zweiten Widerstands und eines dritten Widerstands gebildetes und mit einem Ende des Laststrom-Meßwiderstands verbundenes Dämpfungsglied, dessen Verbindungsstelle zwischen dem zweiten und dem dritten Widerstand mit einem ersten Anschlußpunkt verbunden ist,
aufweist,

dadurch gekennzeichnet

daß mi? dem anderen Ende (iOb) des Laststrom-Meßwiderstands (Re) ein zweites, aus der Reihenschaltung eines vierten Widerstands (#24) und eines fünften Widerstands (Ra) gebildetes Dämpfungsglied (ATT₂) verbunden ist, daß mit der Verbindungsstelle (22) zwischen dem vierten und dem fünften Widerstand (R24, R25) ein zweiter Anschlußpunkt (16) verbunden ist, daß das freie Ende des dritten Widerstands (R22) und das des fünften Widerstands (R₂s) mit einem Bezugspcientialpunkt (Masse) verbunden sind,

daß der dritte und der fünfte Widerstand (R₁₂, R₂s) je durch eine Reihenschaltung aus einem weiteren Widerstand (R₂₃, #») und einer Diode (D_A, D_B) überbrückt sind, und daß die Anschlußpunkte (15,16) mit dem Eingang der Treiberschaltung (12a) verbunden sind.