-
-
Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Ausgangs impulsen
-
mit einstellbarer Taktfrequenz Die Erfindung bezieht sich auf eine
Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen mit durch eine Steuergleichspannung
stellbarer Taktfrequenz unter Verwendung einer bistabilen Kippstufe mit einem Setz-
und einem Rücksetzeingang sowie zwei der bistabilen Kippstufe nachgeschalteten Komparatoren,
deren Ausgänge dem Setz- bzw. Rücksetzeingang der bistabilen Kippstufe zugeführt
sind.
-
Eine Schaltung dieser Art ist aus der US-PS 3 659 224 bekannt. Ein
Nachteil dieser Schaltungsanordnung besteht darin, daß ihre Leistungsaufnahme ziemlich
groß ist und sie sich für höhere Frequenzen weniger gut eignet.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung
der eingangs genannten Art so auszubilden daß auch bei höheren Taktfrequenzen eine
besonders geringe Leistungsaufnahme gewährleistet ist.
-
Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß an den
Q- und den Ausgang der bistabilen Kippstufe je eine Diode angeschaltet ist, die
beide gleichsinnig gepolt und ausgangsseitig über einen Kondensator miteinander
verbunden sind, daß jede der Dioden ausgangsseitig über je eine Stromquelle gespeist
ist, deren Ströme der Steuergleichspannung proportional sind und in der Durchlaßrichtung
der Dioden fließen, daß die beiden Komparatoren an je einen Anschluß des Kondensators
angeschlossen sind und den R- bzw. S-Eingang der bistabilen Kippstufe dann ansteuern,
wenn einer der beiden Anschlüsse des Kondensators die bei den Komparatoren eingestellte
Referenzspannung erreicht.
-
Die beiden Komparatoren benötigen bei der erfindungsgemäßen Schaltung
nur dann Strom, wenn sie leitend sind.
-
Diese Zeit liegt aber in Größenordnungen unter der Periodendauer (z.B.
bei iOns).
-
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß die Komparatoren jeweils
aus einem über die Basis angesteuerten ersten Transistor und einem nachgeschalteten
zweiten Transistor bestehen, wobei die Bezugsspannung an den jeweils ersten Transistor
angelegt ist. Der Vorteil dieser Schaltung liegt vor allem darin, daß durch die
Basis-Emitterdioden der eingangsseitigen Transistoren bei den beiden Komparatoren
die temperaturabhängige Durchlaßspannung der beiden Dioden kompensiert wird.
-
Dadurch läßt sich eine sehr gute Temperaturkonstanz der Schaltschwelle
einhalten und die eingestellte Taktfrequenz ist weitgehend unabhängig von der Temperatur
der Schaltung.
-
Sonstige Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen
wiedergegeben.
-
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigt: Fig. 1 den Schaltungsaufbau eines Ausführungsbeispiels Fig. 2 ein Impuls-Zeitdiagrnmm
für verschiedene Schaltungspunkte der Schaltung nach Fig. 1.
-
In Fig. 1 ist eine bistabile Kippstufe (Flip-Flop) FFP dargestellt,
der zwei Betriebsspannungen, nämlich +U und -U zugeführt werden. Der Q-Ausgang dieser
bistabilen Kippstufe ist mit einer ersten Diode D1 verbunden, während der :Ausgang
an eine Diode D2 angeschlossen ist. Beide Dioden sind gleichsinnig gepolt und ausgangsseitig
über einen Kondensator C miteinander verbunden. An den Ausgang der Diode D1 ist
weiterhin der Kollektor eines Transistors T1 angeschlossen, dessen Emitter über
einen ohmschen Widerstand R1 an die Betriebsspannung -U gelegt ist. Die Diode D2
ist in gleicher Weise ausgangsseitig über die Kollektor-Emitterstrecke eines Transistors
T2 an den Widerstand R1 und somit an die Betriebsspannung -U angeschaltet. Die Ansteuerung
der Basis der beiden Transistoren T1 und T2 erfolgt über einen Differenzverstärker
DV, dessen Plus-Eingang an eine Steuergleichspannung US angeschlossen ist, während
der Minus-Eingang mit dem Ausgang der Emitter der Transistoren T1 und T2 verbunden
ist und somit über den ohmschen Widerstand R1 an die negative Betriebsspannung -U
angeschlossen ist. Die Transistoren T1 und T2 bilden zusammen mit dem ohmschen Widerstand
RI eine Konstantstromquelle SQ. Die von dieser Stromquelle verursachten Ströme sind
mit 11 und I2 bezeichnet und fließen in Durchlaßrichtung der Dioden D1 und D2.
-
Der Ausgang der Diode D1 ist weiterhin an einen Komparator K01 angeschlossen,
der aus einem ersten Transistor T3, einem ohmschen Widerstand R2 und einem weite-
ren
Transistor T4 besteht. Die Ausgangsspannung der Diode D1 ist an die Basis des Transistors
T3 gefuhrt, dessen Emitter an eine Bezugsspannung UR angeschlossen ist. Der Kollektor
des ersten Transistors T3 ist einerseits mit der Basis des zweiten Transistors T4
verbunden und andererseits über den ohmschen Widerstand R2 an den Emitter dieses
Transistors T4 angeschlossen. Der Kollektorausgang des zweiten Transistors T4 ist
mit dem S-Eingang (Setzeingang) der bistabilen Kippstufe FFP verbunden. Die Betriebsspannung-Uist
an den Emitter des zweiten Transistors T4 geführt.
-
Die Diode D2 ist ausgangsseitig an einen zweiten Komparator K02 angeschaltet,
welcher einen ersten Transistor T5, einen ohmschen Widerstand R3 und einen weiteren
Transistor T6 enthält. Die Schaltung des Komparators EO2 ist genauso aufgebaut wie
die Schaltung des Komparators KOl. Der Transistor T6 ist eingangsseitig mit dem
R-Eingang der Kippstufe FFP verbunden.
-
An den S-Eingang der bistabilen Kippstufe FFP ist über einen ohmschen
Widerstand R5 die Betriebsspannung +U gefuhrt, während der R-Eingang über den ohmschen
Widerstand R4 an die Betriebsspannung +U angeschlossen ist.
-
Der R- und S-Anschluß der bistabilen Kippstufe FFP ist außerdem über
ein negiertes UND-Gatter NUG zu einer Ausgangsklemme AP geführt. Eine weitere, an
den Q-Ausgang der bistabilen Kippstufe FFP angeschlossene Ausgangsklemme ist mit
AR bezeichnet.
-
Zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 wird auf
Fig. 2 Bezug genommen. An dem Schaltungspunkt 1, welcher dem Potential am Q-Ausgang
der bistabilen Kippstufe FFP entspricht, liegt eine Rechteckspannungsfolge vor,
die gegenläufig zu der am Ausgang Q (Schaltungspunkt 2) liegenden Rechteckspannung
ist.
-
Auf diese Weise ist stets eine der Dioden D1 oder D2 in
Durchlaßrichtung
gepolt, während die andere in Sperr-Richtung betrieben wird. ZumZeitpunkt tO ist
beispielsweise die Diode D1 leitend, während die Diode D2 gesperrt ist. Dadurch
liegt am Schaltpunkt 3, d.h. am linken Anschluß des Kondensators C praktisch das
Potential +U (verringert nur um die sehr kleine Durchlaßspannung der Diode D1),
während der Schaltpunkt 4, also der rechte Anschluß des Kondensators C von der Versorgungsspannung
+U über den Widerstand R1 und die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors T2 durch
den Strom I2 so weit negativ aufgeladen wird, bis der Komparator K02 die bistabile
Kippstufe FFP umkippen läßt. Dies ist dann der Fall, wenn die Eingangsspannung des
Komparators E02, also die Spannung am Schaltpunkt 4 so weit unter die durch die
Bezugsspannung UR am Transistor T5 gebildete Referenzspannung UR' abgesunken ist,
daß der Transistor T5 leitend wird. Der Transistor T5 steuert dann den nachfolgenden
Transistor T6 durch und aktiviert den Rücksetzeingang R der bistabilen Kippstufe
FFP. Die Referenzspannung UR' leitet sich aus der Bezugsspannung UR nach der Beziehung
UR' = UR-UEB, wobei UEB der Spannungsabfall an der Emitter-Basisstrecke des Transistors
T3 ist.
-
Ist dagegen die Diode D2 leitend, z.B. zum Zeitpunkt tl, so lädt sich
durch den Strom I2 über die Emitter-Rollektorstrecke des Transistors T1 der linke
Anschluß des Kondensators C (Schaltpunkt 3) solange auf negatives Potential auf,
bis der Transistor T3 nach Erreichen der Referenzspannung UR' leitend wird und über
den Transistor T4 der S-Eingang der bistabilen Kippstufe FFP ansteuert.
-
Die Differenzspannung aus der Spannung am Schaltpunkt 3 und der Spannung
am Schaltpunkt 4, also die Spannung am Kondensator C ist eine reine Dreiecksspannungskurve.
-
Die Ströme II und I2, welche über die Kollektor-Emitterstrecken der
Transistoren T1 und T2 fließen, sind der Steuergleichspannung US proportional und
es gilt angenähert die Beziehung: 11 = I2 = Die Schaltimpulse, welche zur Aktivierung
des R- bzw.
-
S-Einganges der Kippstufe FFP dienen, treten an den Schaltpunkten
5 und 6 auf und stellen kurze nadelförmige Impulse dar.
-
Die dargestellte Schaltung hat vor allem den Vorteil, daß sie nur
einen geringen Leistungsbedarf hat und zwar auch bei hohen Taktfrequenzen. Eine
weitere günstige Eigenschaft besteht darin, daß sie sehr temperaturstabil arbeitet,
weil die Basis-Emitterdioden der Transistoren T3 und T5, also im Bereich der Komparatoren
E01 und K04 die Temperaturabhängigkeit der Durchlaßspannung der Dioden D1 und D2
weitgehend kompensiert. Damit ist eine sehr gute Temperaturkonstanz der Schaltwelle
sichergestellt und die erzeugte Frequenz der Taktspannung weitgehend temperaturunabhängig.
-
Die Ausgangs impulse können in Form von Rechteckimpulsen an der Klemme
AR abgenommen werden, welche an den Q-Ausgang der bistabilen Kippstufe FFP angeschlossen
ist. Dagegen liegen am Ausgang des negierten UND-Gatters NUG schmale Nadelimpulse
vor, deren Pulsbreite den Nadelimpulsen der Schaltpunkte 5 und 6 entspricht.
-
Die Komparatoren KOl und K02 benötigen nur dann Strom, wenn sie leitend
sind. Diese Zeit liegt um Größenordnungen unter der Periodendauer, z.B. nur bei
eigenen 10 Nanosekunden. Dabei ist zu beachten, daß die Schaltung nach Fig. 1 auch
bis zu sehr hohen Frequenzen z.B. von einigen 100 kHz einwandfrei arbeiten kann.
-
Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Arbeitswiderstände R2
und R3 der Komparatoren KOl und K02 sehr hochohmig ausgelegt werden können, da sie
nur die Abfallzeit (positive Flanke am Schaltpunkt 5 bzw. 6) des jeweiligen Komparators
bestimmen. Dies hat eine beachtliche Stromeinsparung zur Folge. Diese Zeit kann
relativ lange sein, weil nur gewährleistet sein muß, daß die Spannung an den Schaltpunkten
5 und 6, also am Komparatorausgang, bis zum nächsten Umkippen der bistabilen Kippschaltung
FFP wieder über die Logikschwelle dieser Kippschaltung ansteigt. Die Ansteigsflanke,
(negative Flanke am Schaltpunkt 5 bzw. 6 eines der Komparatoren) wird praktisch
nur durch den Stromquellenstrom I1 bzw.
-
I2 und die Eigenschaften der verwendeten Transistoren T3 bis T6 (also
der Komparatoren KOl, K02) bestimmt.
-
Ein weiterer Vorteil dieser Anordnung besteht darin, daß bei der vernachlässigbaren
Temperaturabhängigkeit über einen sehr großen Frequenzbereich eine sehr gute Linearität
des Verhältnisses von Steuerspannung US zur erzeugten Taktfrequenz gewährleistet
ist. Die Stromaufnahme der gesamten Schaltung wird fast ausschließlich von den Strömen
I1 und I2 bestimmt und ist damit proportional zur eingestellten Frequenz.
-
Führt man die Anschlüsse (Schaltpunkte 3 und 4) des Kondensators C
heraus, wie z.B. durch die Klemmen AD1 und AD2 angedeutet, so steht auch eine Dreiecksspannung
zur Verfügung, welche in ihrer Taktfrequenz ebenfalls einstellbar ist.
-
7 Ansprüche 2 Figuren
Leerseite