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Getaktetes Netzgerät
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Die Erfindung betrifft ein getaktetes Netzgerät mit Eingangsklemmen,
die mit einer Gleiohspannung beaufschlagt sind, und denen ein steuerbarer Schalter
und ein mit einer Freilaufdiode überbrückter Tiefpaß mit einer Längsdrossel nachgeschaltet
sind, wobei der Tiefpaß mit Ausgangsklemmen verbunden ist und mit einem vermaschten
Regelkreis, in dem die Ausgangsspannung des Tiefpasses die Regelgröße ist und die
Stellgröße dem steuerbaren Schalter zugeführt ist, wobei die Ausgangsspannung des
Tiefpasses der Istwert eines Spannungsreglers ist und der Ausgangswert des Spannungsreglers
zusammen mit einer Hilfsregelgröße einem Hilfsregler zugeführt wird, dessen Ausgangswert
die Stellgröße ist.
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Ein solches getaktetes Netzgerät ist aus der DE-OS 26 25 036 bekannt.
Dabei wird als Tiefpaß ein LC-Filter zur Glättung bzw. Mittelwertbildung der Ausgangsspannung
eingesetzt. Es tritt das Problem auf, daß ein solcher Tiefpaß eine Verzögerung zweiter
Ordnung und damit eine Phasenverschiebung von minus 1800 el besitzt. Wegen
dieser
Phasenverschebung ist mit einem einfachen Regelkreis eine schnelle und stabile Regelung
nur bedingt zu verwirklichen. Dieses Problem wird nach der genannten DE-OS 26 25
036 dadurch gelöst, daß ein vermaschter Regelkreis eingesetzt wird, dem als Hilfsregelgröße
die Eingangsspannung des Tiefpasses so zugeführt ist, daß die Gesamtwirkung einem
proportional-differentiellen Regler entspricht. Eingangsseitige Störgrößen werden
dabei vor dem Tiefpaß erfaßt und in einem gesonderten Spannungs-Hilfsregelkreis
ausgeregelt. Durch das Zusammenwirken des Uberlagerten Spannungs-Regelkreises und
des unterlagerten Spannungs-Regelkreises wird im vermaschten Regelkreis ein Vorhalt
erhalten, womit die Phasenverschiebung von minus 1800 el des Tiefpasses teilweise
kompensiert wird. Das gilt jedoch nur für den nichtlückenden Betrieb. Der vermaschte
Regelkreis muß für den Normalbetrieb, also den nichtlückenden Betrieb, dimensioniert
werden. Sobald das getaktete Netzgerät in den lückenden Bereich kommt, ändern sich
die Verhältnisse in der Regelstrecke, vor allem weil die Wirkung der Induktivität
im lückenden Betrieb teilweise wegfällt und sich damit die Phasenverschiebung und
die Zeitkonstanten in der Regelstrecke ändern. Der vermaschte Regelkreis ist für
diesen Betrieb falsch dimensioniert und daher nicht stabil. Da das bekannte Netzgerät
also nur im nichtlückenden Bereich betrieben werden kann, muß es entweder eine relativ
große Drossel oder eine große Grundlast mit entsprechend hohen Verlusten aufweisen.
Beim bekannten Netzgerät können nicht mehrere parallelgeschaltet werden, da beim
Parallelschalten von Netzgeräten aus noch zu erläuterenden Gründen wenigstens ein
Netzgerät im lückenden Betrieb arbeit.
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Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Netzgerät der eingangs genannten
Art so auszugestalten, daß es auch im lückenden Betrieb schnell und stabil geregelt
wird.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Hilfsregler
ein unterlagerter Stromregler ist, dem als Hilfsregelgröße ein dem Strom durch die
Längsdrossel des Tiefpasses proportionaler Wert zugeführt ist, wobei der Stromregler
so dimensioniert ist, daß der Hilfsregelkreis mit Stromregler, Längsdrossel und
steuerbarem Schalter das Verhalten einer Regelstrecke mit kleiner Zeitkonstante
aufweist.
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Durch den Einsatz eines unterlagerten Stromreglers in der angegebenen
Dimensionierung wird erreicht, daß die durch die Induktivität gegebene große Zeitkonstante
eliminiert und durch eine vernachlässigbar kleine Zeitkonstanz ersetzt wird. Der
Ubergeordnete Spannungsregler muß dann nur noch für eine Zeitkonstank nämlich die
Zeitkonstante der Kapazität des Tiefpasses dimensioniert werden. Da der Spannungsregler
eine Regelstrekke mit nur einer großen Zeitkonstante auszuregeln hat, ist der gesamte
Regelkreis sehr schnell und stabil. Da die Wirkung der Induktivität durch den Stromregelkreis
kompensiert wird, tritt auch dann keine Beeinflussung des Spannungsregelkreises
auf, wenn im lückenden Betrieb die Wirkung der Induktivität wegfällt. Damit bleibt
die Stabilität des Regelkreises auch im lückenden Betrieb erhalten. Das erfindungsgemäße
Netzgerät ist daher parallelschaltbar und kommt mit einer kleinen Drossel bzw. mit
einer kleinen Grundlast aus.
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Der Ausgangswert des Spannungsreglers kann auf einen Maximalwert begrenzt
sein. Da der Ausgangswert des Spannungsreglers gleichzeitig der Sollwert für den
unterlagerten Stromregler ist, erreicht man mit dieser Maßnahme eine wirkungsvolle
Strombegrenzung mit sehr geringem Aufwand.
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Der Ausgangswert des Spannungsreglers kann auf einen Minimalwert begrenzt
sein. Dadurch ist auch der Strom auf
einen Minimalwert begrenzt.
Damit wird verhindert, daß bei Parallelschaltung von Netzgeräten das Netzgerät mit
der höheren Ausgangsspannung den gesamten Strom übernimmt.
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Das erfindungsgemäße Netzgerät wird im folgenden beispielhaft anhand
der Figuren 1 bis 7 erläutert.
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Figur 1 zeigt zur Erläuterung der Problemstellung das schematische
Schaltbild eines bekannten Netzgeräts nach dem Durchflußwandler-Prinzip Das Netzgerät
enthält zur galvanischen Trennung einen Wandler 1. Die Primärwicklung 1a des Wandler
1 ist über einen Transistor Tr und Eingangsklemmen 2 mit einer Gleichspannungsquelle
Uell verbunden. Der Transistor Tr wird von einer Ansteuereinrichtung 6 mit periodischen
Rechteckimpulsen P angesteuert. Die Sekundärwicklung Ib ist über einen Thyristor
Thy als steuerbaren Schalter und ein LC-Glied mit den Ausgangsklemmen 7 verbunden.
Das LC-Glied besteht aus einer in Serie zum Thyristor Thy liegenden Drossel L mit
ihrem Ersatzwiderstand RL und einem parallel zu den Ausgangsklemren 7 liegenden
Kondensator C mit seinem Serien-Ersatzwiderstand Rc. Das LC-Glied ist mit einer
Freilaufdiode D1 überbrtlckt. An die Ausgangskleiiien 7 ist der Lastwiderstand R
angeschlossen, und parallel zu den Außgangsklessen 7 liegt ein Grundlastwiderstand
RG. Der Wandler 1 weist eine dritte Wicklung 1c auf, die über eine Diode D2 mit
der Gleichspannungsquelle Ue " verbunden ist und Spannungsspitzen beim Abschalten
des Transistors Tr verhindert.
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Die an der Sekundärwicklung 1b anstehende Spannung ist mit Ue', die
an der Freilaufdiode Dl anstehende Spannung mit Ue, die an den Ausgangsklemmen 7
anstehende Spannung mit U, der durch die Drossel L fließende Strom mit 1e und der
durch den Lastwiderstand R und den Grundlastwiderstand Ra fließende Strom mit 1a
bezeichnet.
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Der Transistor Tr wird von der Ansteuereinheit 6 mit einer festen
Frequenz und einem festen Taktverhältnis angesteuert. Figur 2 zeigt diese Ansteuerimpulse
P in Zusammenhang mit dem daraus resultierenden Strom 1e durch die Drossel L. Dabei
ist der Strom 1e einmal für einen geringen Lastwiderstand R und einen daraus resultierenden
hohen Strommittelwert 1e1 und einmal für einen hohen Lastwiderstand R und einen
daraus resultierenden kleinen Strommittelwert 1e2 gezeichnet. Die Strommittelwerte
sind in Figur 2 gestrichelt gezeichnet.
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Der Thyristor Thy wird dabei im ungesteuerten, leitenden Zustand betrieben.
Der Strom 1e steigt während der Einachaltphase des Transistors an und fällt während
der Ausschaltphase wieder ab. Wie Figur 2 zeigt, fließt bei hohem Lastwiderstand
R nicht ständig ein Strom 1e durch die Drossel L d.h. der Strom 1e rückt in diesem
Fall. pin Lücken des Stroms 1e tritt auch dann auf, wenn nan bei konstantem Lastwiderstand
R die Induktivität der Drossel L verringert. Um den lückenden Betrieb im Leerlauf
zu verhindern, muß man also entweder einen kleinen Grundlastwiderstand RG oder eine
relativ große Drossel L vorsehen.
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Figur 3 zeigt ebenfalls zur Klarstellung des Problems das Blockschaltbild
des ungeregelten Netzgeräts nach Figur 1. Dabei wurde die bei üblichen Netzgeräten
stets erfüllte Annahme gemacht, daß die Taktfrequenz der Ansteuereinheit 6 viel
höher als die Zeitkonstante des LC-Glieds ist. Die Totzeit des Thyristors Thy wird
in Figur 3 mit Tt bezeichnet. Das LC-Glied ist eine lineare Strecke zweiter Ordnung
und wird somit durch zwei Integratoren dargestellt. Wegen der Rückkopplung von der
Auagangsspannungl Ua auf den Eingang des LC-Glieds über zwei Integratoren mit großen
Zeitkonstanten ist mit einem einfachen Regelkreis eine schnelle und stabile Regelung
kaum zu verwirklichen. Ein einfacher Regelkreis
muß für die beiden
Integratoren mit den beiden Zeitkonstanten dimensioniert werden. I)abei tritt aber
das Problem auf, daß bei lückondem Strom Ie während der LUckzeit die Wirkung der
Induktivität und damit eines Integrators wegfällt. Für diesen Fall ist aber dann
der Regelkreis falsch dimensioniert und wird unstabil. Bei herkömmlichen Netzgeräten
muß man also den lückenden Betrieb verhindern. Das geschieht im allgemeinen dadurch,
daß man einen Grundlastwiderstand vorsieht, der auch ohne äußere Belastung einen
ausreichend hohen Mittelwert des Stroms durch die Drossel L verursacht. Um den lückenden
Betrieb zu verhindern, muß man entweder diesen Grundlastwiderstand relativ klein
machen und die damit verbundenen hohen Verluste in Kauf nehmen, oder die Induktivität
der Drossel L sehr groß machen und damit eine sehr große und entsprechend teuere
Drossel einsetzen. Trotz dieser Maßnahmen tritt aber das Problem auf, daß bei Parallelschaltung
von Netzgeräten das Netzgertit mit der höheren Ausgangs spannung den gesamten Strom
auch durch den Grundlastwiderstand des zweiten Netzgeräts übernimmt. Da das Netzgerät
mit der niedrigen Ausgangs spannung also keinen Strom liefert und damit voll im
lückenden Bereich arbeitet, wird dessen Regelung instabil. Herkömmliche Netzgeräte
sind daher ohne besondere Maßnahmen im Leistungsteil nicht parallelschaltbar.
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Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe, die Regelung eines Netzgerätes
so auszugestalten, daß sie schnell ist und auch im lückenden Betrieb stabil arbeitet,
kann dadurch gelöst werden, daß man die Wirkung eines in der Regelstrecke liegenden
Integrators, nämlich der Induktivität L mit einem unterlagerten Regelkreis soweit
wie möglich eliminiert. Der überlagerte Regelkreis hat dann lediglich eine Regelstrecke
mit einem Integrator aus zu regeln, wobei Schnelligkeit und Stabilität einfach zu
erreichen
sind.
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Figur 4 zeigt ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Netzgeräts.
Dabei wird die Ausgangsspannung Ua mit einer Referenzspannung Uref verglichen w1d
einem Spannungsregler RG1 zugeführt. Dem Spannungsregler RG1 ist ein Stromregler
RG2 unterlagert. Dem Stromregler RG2 wird der mit einem Widerstand R1 erfaßte Strom
1e durch die Drossel L als Istwert und der Ausgangswert des Spannungsreglers RG1
als Sollwert zugeführt. Der als Sollwert für den Stromregler RG2 dienende Ausgangswert
des Spannungsreglers RG1 kann in einer Begrenzungsschaltung B zwischen einem Maximal-
und einem Minimalwert begrenzt werden. Das Ausgangssignal des Stromreglers RG2 wirkt
über eine Steuereinheit auf den Thyristor Thy, der nach einer Totzeit Tt die an
der Drossel L anstehende Spannung Ue beei.nflußt. Die in Figur 4 auftretenden Größen
sind wie folgt definiert: T AWL VA R, TB = c(R + Rc) T = C . Rc VB = R Figur 5 zeigt
das vereinfachte Schaltbild des erfindungsgemäßen Netzgeräts. Dieses Schaltbild
entspricht im Leistungsteil der Figur 1, wobei Wandler und Taktgenerator weggelassen
wurden, um die Übersichtlichkeit zu wahren, und in Serie zur Drossel L ein kleiner
Widerstand R1 zur Stromerfassung eingefügt ist. Die Ausgangsspannung Ua wird über
einen Widerstand R2 abgegriffen und mit einer über einen Widerstand R3 zugeführten
Referenzspannung Uref verglichen. Die Differenz wird auf den
invertierenden
Eingang eines Operationsverstärkers 8 geführt. Der Operationsverstärker 8 ist mit
einem RC-Glied R7C7 beschaltet und dient als proportional-integral wirkender Spannungsregler
RG1. Der Ausgangswert des Operationsverstärkers 8 wird über einen Widerstand R4
einer Begrenzlmgsschaltung B zugeführt, die aus den Dioden D3 und D4 besteht, die
mit den Spannungen Umin bzw. Umax verbunden sind. Der Ausgangswert des Operationsverstärkers
8 wird damit zwischen den Spannungen Umin und Umax begrenzt. Das so gewonnene Signal
wird im Inverter 10 invertiert und über einen Widerstand R5 mit dem Stromistwert
verglichen, der über einen Serienwiderstand R1 mit der Strommeßschaltung M abgegriffen
und über einen Widerstand R6 dem Vergleichspunkt zugeführt wird. Die Differenz zwischen
beiden Größen wird dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 9 zugeführt.
Der Operationsverstärker 9 ist mit einem RC-Glied R8Cß beschaltet, und dient als
proportionalintegral-wirkender Stromregler RG2. Das Ausgangssignal des Stromreglers
Rcw2 wirkt auf die Ansteuerung des Thyristors Thy als Stellglied. Zur Vereinfachung
werden die Widerstandswerte von R2, R3, R5, R6 so gewählt, daß R2 = R3; R5 = fl6
Mit der in Figur 5 angegebenen Schaltung ergibt sich folgender Frequenzgang FST
flir den Stromregler RG2:
wobei VR = R8 und TR = R8 . C8 R5 sowie folgender Frequenzgang FSP für den Spannungsregler
RG1
wobei
und TN = R7 . C7 Für den Strommeßkreis wird folgender Frequenzgang angesetzt:
Damit ergibt sich für die Schaltung nach Figur 5 für den nichtliickenden Betrieb
das Blockschaltbild nach Figur 6.
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Die in Figur 6 gestrichelt gezeichnete RUckkopplungsschleife S der
Ausgangs spannung Ua auf die Drossel L kann für die dynamische Betrachtung vernachlässigt
werden, da sie gegenüber dem Stromregelkreis II sehr langsam ist. Der Frequenzgang
FoII des offenen Stromregelkreises mit Stromregler RG2, Thyristor Thy, Drossel L
und Strommeßkreis M ist dann
Die Zeitkonstanb T1 des Strommeßkreises und die Totzeit Tt sind wesentlich kleiner
als die Zeitkonstante TA der Drossel L und können daher zu einer Ersatzzeitkonstante
oJ zusammengefaßt werden: 0S T1 + Tt Damit ergibt sich in obiger Formel:
VR und TR werden nun nach dem Betragsoptimlm festgelegt.
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Damit ergibt s.tch filr VR und TR: und
und TR = TA Wenn z.B. die Drossel L eine Induktivität von 160 /uH und eine Zeitkonstante
von 4 ms aufweist, sowie bei typischen Werten für den Strommeßkreis ergibt sich
für VR 3 16 und TR = 4ms Der Ersatzfrequenzgang FEIl des geschlossenen Stromregelkreises
II ist dann FEII(p) = 1 (1 + pTEII) Für TEIl ergibt sich typischerweise ein Wert
von 50 /us.
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Figur 7 zeigt ein Blockschaltbild, in dem der unterlagerte Stromregelkreis
II mit der oben angegebenen Dimensionierung wie abgeleitet durch eine Ersatz-Zeitkonstante
TEII ersetzt wurde.
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Ein Vergleich der Figur 7 mit den Figuren 3 und 4 zeigt deutlich,
daß es mit dem unterlagerten Stromregelkreis II in der angegebenen Dimensionierung
gelungen ist, die in der Regelstrecke liegende große Zeitkonstane TA der Drossel
L durch die kleine Zeitkonstanb TEII des geschlossenen unterlagerten Stromregelkreises
zu ersetzen.
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Während die Zeitkonstante TA z.B. typischerweise bei 4 ms liegt, weist
TEII typischerweise einen Wert von nur 50 /us auf. Damit wurde erreicht, daß der
überlagerte Spannungsregelkreis eine Regelstrecke mit nur einer großen Zeitkonstante,
nämlich der Zeitkonstantendes Kondensators C auszuregeln hat. Diese Regelung kann
Jedoch
auf einfache Weise so dimensioniert werden, daß sie schnell
und stabil ist.
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Wie bereits erwähnt, wird bei lückendem Betrieb, also bei Unterbrechung
des Stroms durch die Drossel L, die Zeitkonstante TA der Drossel L unwirksam. Da
sich das für den Spannungsregelkreis III Jedoch nicht wie bei herkömmlichen Regelungen
im Wegfall einer großen Zeitkonstante äußert, bleibt der Spannungsregelkreis auch
im lückenden Betrieb stabil. Auch der unterlagerte Stromregelkreis II wird im lückenden
Betrieb nicht unstabil, da er im Gegensatz zu herkömmlichen Reglern nur eine Zeitkonstante
auszuregeln hat und damit einfach so dimensioniert werden kann, daß er auch bei
Wegfall der einen Zeitkonstante stabil bleibt.
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Versuche haben diese theoretischen Überlegungen bestätigt. Es wurde
festgestellt, daß das erfindungsgemäße Netzgerät auch im lückenden Betrieb stabil
bleibt. Um ein ruhigeres Regelverhalten zu erreichen, hat es sich als zweckmäßig
erwiesen, eine kleine Grundlast vorzusehen, die so dimensioniert ist, daß die Lückzeit
pro Periode etwa viermal so lang ist wie die Zeit der Stromführung der Drossel L.
Gegenüber herkömmlichen Netzgeräten kann man damit entweder den Grundlastwiderstand
um den Faktor 3 erhöhen und damit die entsprechenden Verluste verringern, oder die
Induktivität der Drossel L um den Faktor 3 verkleinern und damit das Netzgerät kleiner
und preisgünstiger bauen.
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Da das besprochene Netzgerät auch im lückenden Bereich stabil bleibt,
kann man mehrere Netzgeräte parallelschalten. Um die Stromverteilung zu verbessern,
hat es sich in diesem Fall als zweckmäßig herausgestellt, das Netzgerät mit einer
Minimalstrombegrenzung zu versehen. Das wird nach Figur 5 ohne besonderen Aufwand
dadurch erreicht, daß man das Ausgangssignal des Spannungsreglers RG1,
das
zugleich der Sollwert für den Stromregler RG2 ist, über eine Diode D3 mit einer
Spannung Umin verbindet und damit auf einen Minimalwert begrenzt. Bei Parallelschaltung
mehrerer Netzgeräte liefert damit jedes Netzgerät einen bestimmten Mindeststrom
und kommt damit nicht voll in den lückenden Bereich.
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In vlelen Fällen ist es erwünscht, den Ausgangsstrom des Netzgeräts
auf einen Maximalwert zu begrenzen. Nach Figur 5 wird dies auf einfache Weise dadurch
erreicht, daß man den Ausgang des Spannungsreglers RG1 huber eine Diode D4 mit einer
Spannung Umax verbindet. Das Ausgangssignal des Spannungsregler6 und damit der Sollwert
des Stromreglers und damit auch der Ausgangsstrom wird dadurch auf einen Maximalwert
begrenzt.
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Zusammenfassend ist festzustellen, daß die Regelung des erfindungsgemcißen
Netzgeräts schnell und stabil ist. Das Netzgercit; kante auch im LUckenelen Bereich
betrieben werden und kann daher eine wesentlich kleinere Drossel bzw. einen wesentlich
größeren Grundlastwiderstand als herkömmliche Netzgeräte aufweisen. Auch d:ie Parallelschaltung
mehrerer Netzgeräte ist ohne besondere Maßnahmen im Leistungsteil mögEch.
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Ferner kann auf einfache Weise eine Minimalstrombegrenzung für die
Parallelschaltung sowie eine Maximalstrombegrenzung zum Schutz des Netzgeräts realisiert
werden.
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Der zusitzliche Aufwand für die Regelung des erfindungsgemäßen Netz
geräts ist gegenüber Netzgeräten mit einfacher Regelung sehr gering, da auch diese
Netzgeräte im allgemeinen bereits einen Strommeßkreis zur Maximalstrombegrenzung
aufweisen und somit praktisch keine zusätzlichen Bauelemente eingesetzt werden müssen.
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7 Figuren 3 Patentanspitche