DE2901396A1 - Regleranordnung - Google Patents

Description

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DR.-ING. DIPL.-ING. M. SC. DIPL-PHVS. 3R. CIPL-PHYS.

HÖGER - STELLRECHT - GRIESS3ACH - HAECKER

PATH NTANWALTE IN STUTTGART

A 43 232 b Anmelder: WESCOM SWITCHING, INC,

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11.Januar 1979 Oak Brook, 111. 60521

U.S.A.

Beschreibung: Regleranordnung

Die Erfindung betrifft eine Regleranordnung mit parallelen Schaltreglern zum gemeinsamen Versorgen einer Last, wobei jeder Schaltregler Regeleinrichtungen aufweist, mit deren Hilfe bei Speisung aus einer ungeregelten Gleichstromquelle regelbare Impulse erzeugbar sind, die dann zu einem Gleichstromausgangssignal geglättet werden, welches sich in Abhängigkeit von Änderungen der Impulse ändert, wobei ein Komparator zur Regelung der Impulse in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Bezugssignal und einem Rückkopplungssignal vorgesehen ist und wobei zwischen dem Komparator und der Last ein Ausgangswiderstand vorgesehen ist.

Ausgehend vom Stande der Technik, gemäss welchem eine Reihe von Regleranordnungen bekannt ist, die jedoch in der Praxis alle nicht voll befriedigen können, liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Regleranordnung anzugeben, insbesondere eine Regleranordnung mit zwei oder mehreren Schaltreglern, welche gemeinsam eine Last speisen.

Diese Aufgabe wird bei einer Regleranordnung der eingangs beschriebenen Art gemäss der Erfindung dadurch gelöst, dass eine Bezugssignalquelle vorgesehen ist, mit deren Hilfe ein

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Bezugssignal für den Komparator eines ersten Schaltreglers erzeugbar ist, dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe dem Rückkopplungssignaleingang des !Comparators dieses ersten Schaltreglers ein Signal zuführbar ist, das der Spannung über der Last entspricht, derart, dass die Spannung über der Last durch das Bezugssignal für den ersten Schaltregler vorgebbar ist, dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe ein dem Strom am Ausgang des ersten Schaltreglers entsprechendes Signal dem Bezugssignaleingang des !Comparators eines zweiten Schaltreglers zuführbar Is^ und dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe ein dem Strom am Ausgang des zweiten Schaltreglers entsprechendes Signal dem Rückkopplungseingang des !Comparators dieses zweiten Schaltreglers zuführbar ist.

In diesem Zusammenhang befasst sich die Erfindung weiter mit dem Problem, einen Schaltregler anzugeben, der in einer Schaltregleranordnung gegenüber anderen Schaltreglern austauschbar ist, so dass keine Notwendigkeit besteht, unterschiedliche Haupt- und Neben-Schaltregler einzusetzen.

In Ausgestaltung der Erfindung wird ferner angestrebt, eine verbesserte Regleranordnung mit zwei oder mehreren Schaltreglern zum gemeinsamen Speisen einer Last anzugeben, bei der gewährleistet ist, dass die Belastung von den einzelnen Schaltreglern in gleichmässigen Anteilen übernommen wird, und zwar auch dann, wenn sich die Betriebsbedingungen hinsichtlich der Speisestromquelle und/oder hinsichtlich der Last ändern.

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Weiterhin wird in Ausgestaltung der Erfindung angestrebt, einen verbesserten Schaltregler anzugeben, bei dem eine exakte Regelung bei kleiner werdender Last möglich ist, bis die Last zu Null wird, so dass es nicht erforderlich ist, am Reglerausgang irgendeine externe Mindestlast aufrechtzuerhalten.

In Ausgestaltung der Erfindung wird ferner angestrebt, einen verbesserten Schaltregler anzugeben, mit dessen Hilfe ein Alarmsignal erzeugbar ist, wenn die geregelte Spannung bzw. der geregelte Strom nach oben oder unten um einen vorgegebenen Betrag von dem geregelten Pegel abweichen, wobei darüberhinaus keine Nachstellung des Alarmpegels von Hand erforderlich sein soll, wenn eine Änderung des Sollwerts für die geregelte Grosse eingestellt wird. In diesem Zusammenhang wird darüberhinaus angestrebt, dass bei einer Regleranordnung mit zwei oder mehreren derartigen Schaltreglern für jeden dieser Schaltregler ein eigenes Alarmsignal erzeugbar ist, wenn die geregelte Spannung bzw. der geregelte Strom von seinem vorgegebenen Wert um einen vorgegebenen Wert abweicht, so dass sofort erkennbar ist, welcher der Schaltregler für die Auslösung eines Alarmsignals verantwortlich ist.

Weiterhin wird in Ausgestaltung der Erfindung angestrebt, einen Schaltregler anzugeben, bei dem eine transformatori-sche Kopplung vorgesehen ist, die bei optimalem Wirkungsgrad nur minimale interne Leistungsverluste aufweist. In diesem Zusammenhang wird ausserdem angestrebt, einen derartigen Schaltregler so zu verbessern, dass die Grosse des erforderlichen

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Transformators auf ein Minimum reduziert werden kann.

In Ausgestaltung der Erfindung wird weiter angestrebt, einen verbesserten Schaltregler anzugeben, bei dem eine Funkenbildung an den Eingangsklemmen vermieden werden kann, wenn er erstmals mit einer Stromquelle verbunden wird, derart, dass eine sanfte Herstellung des Stromkreises erfolgt.

In Ausgestaltung der Erfindung wird darüberhinaus auch angestrebt, eine Regleranordnung bzw. einen Schaltregler anzugeben, für dessen interne Schaltkreise eine verbesserte interne Stromversorgung vorgesehen ist.

Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung und ihrer Ausgestaltungen werden nachstehend anhand von Zeichnungen noch näher erläutert und/oder sind Gegenstand von Ansprüchen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform eines Schaltreglers gemäss der Erfindung;

Fig. 2 ein vereinfachtes schematisches Blockdiagramm einer Regleranordnung mit mehreren Schaltreglern der in Fig. 1 gezeigten Art, die bezüglich einer gemeinsamen Last parallelgeschaltet sind;

Fig. 3 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Regleranordnung mit zwei Schaltreglern der in Fig. 1 gezeigten Art, die bezüglich einer gemeinsamen Last in Serie geschaltet sind;

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Pig. ¹J eine grafische Darstellung verschiedener Signale des Schaltreglers gemäss Pig. I und

Fig. 5 ein detailierteres schematisches Schaltbild einer besonders bevorzugten Ausführungsform eines erfindungsgemässen Schaltreglers gemäss Fig. 1.

Ehe nachstehend im einzelnen auf die in den Zeichnungen dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung näher eingegangen wird, sei vorausgeschickt, dass die Erfindung keineswegs auf diese Ausführungsbeispiele beschränkt ist und dass dem Fachmann, ausgehend von diesen Ausführungsbeispielen, zahlreiche Möglichkeiten für Änderungen und/oder Ergänzungen zu Gebote stehen, ohne dass er dabei den Grundgedanken der Erfindung verlassen müsste.

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Im einzelnen zeigt Fig. 1 der Zeichnung einen erfindungsgemässen Schaltregler, mit dessen Hilfe einer Last 11, ausgehend von einer ungeregelten Gleichstromquelle 10 Gleichstrom mit einer geregelten Spannung zuführbar ist. Beispielsweise kann die ungeregelte Gleichstromquelle 10 eine Amtsbatterie in einem Telefonsystem sein, welche zwangsläufig den verschiedenen Änderungen in der Leistungsabgabe an den Regler ausgesetzt ist. Die Gleichstromquelle 10 ist über einen Einschaltkreis 10a für ein sanftes Einschalten mit einem iLeistungs- bzw. Lastschalter 12 verbunden, welcher von einem Treiber derart ein- und ausgeschaltet wird, dass er in der Primärwicklung eines Transformators T₁ abwechselnd Impulse einer positiven und einer negativen Polarität erzeugt. Diese Impulse werden von der Sekundärwicklung des Transformators T₁ zwei Gleichrichterdioden D1 und D2 zugeführt, deren Ausgangssignale mit Hilfe eines Filters geglättet werden, welches eine Drossel L-1 und einen Kondensator C1 umfasst und an dessen Ausgang eine Gleichspannung zur Verfügung steht, deren Grosse sich in Abhängigkeit von der Breite der von dem Schalter 12 erzeugten Impulse ändert. Die genannte Ausgangsgleichspannung ergibt sich zwischen zwei Ausgangsleitungen 11a. 11b, die mit der Last 11 verbunden sind. Obwohl der Einsatz des Transformators T^ zwischen dem Schalter 12 und dem ausgangsseitigen Filter bekannt ist, sollte beachtet werden, dass der Einsatz eines solchen Transformators deshalb wünschenswert ist, weil auf diese Weise eine galvanische Trennung zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Reglers erreicht wird und ausserdem mit demselben Regler positive und negative Ausgangssignale erzeugt werden können.

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Die Regelung der Grosse der ausgangsseitigen Gleichspannung wird durch Modulieren der Breite der Treiberimpulse erreicht, die vom Treiber 13 dem Schalter 12 zugeführt werden, so dass letztlich die Breite der dem Transformator T₁ zugeführten Impulse moduliert wird. Die Modulation der Impulsbreite am Ausgang des Treibers erfolgt ihrerseits mit Hilfe eines Pulsbreitenmodulators 14, welcher auf ein Fehler-Rückkopplungssignal von einem Fehlerkomparator 15 anspricht. Der Fehlerkomparator 15 vergleicht kontinuierlich ein Signal V„, welches der Höhe der tatsächlichen Ausgangsspannung über der Last 11 entspricht mit einem vorgegebenen Bezugssignal V₀, welches der gewünschten Höhe des Ausgangssignals entspricht und erzeugt ein Fehlersignal, wenn.der tatsächliche Ausgangspegel von dem Bezugspegel abweicht.

Die Impulsfolgen am Ausgang des Treibers 13 und am Ausgang des Lastschalters 12 haben also eine konstante Impulsfolgefrequenz, bestehen jedoch aus in ihrer Breite bzw. Dauer modulierten Impulsen, um auf diese Weise die Ausgangsspannung auf einem im wesentlichen konstanten Pegel zu halten. Im einzelnen wird dann, wenn der von der Last 11 benötigte Strom ansteigt, oder wenn die Spannung der ungeregelten Gleichstromquelle 11 absinkt, aufgrund einer entsprechenden Änderung des Rückkopplungssignals V die Breite der von dem Schalter 12 erzeugten Impulse erhöht. Diese Erhöhung der-Impulsbreite führt zu einer Erhöhung der ausgangsseitigen Gleichspannung, so dass diese letztlich im wesentlichen auf einem konstanten Pegel gehalten wird. Wer?n dagegen der Strombedarf der Last 11 abnimmt oder wenn die Spannung der unge-

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regelten Gleichstromquelle 10 ansteigt, dann bewirkt dies eine Änderung des Rückkopplungssignals V, die eine Verringerung der Impulsbreite der von dem Lastschalter 12 erzeugten Impulse zur Folge hat. Diese Abnahme der Impulsbreite führt zu einem Absinken der Höhe der ausgangsseitigen Gleichspannung, wodurch wieder ein im wesentlichen konstanter Pegel derselben gewährleistet wird. Die Ausgangsspannung über der Last wird also trotz änderungen auf der Lastseite und/oder der Eingangsseite im wesentlichen auf einem konstanten Pegel gehalten. Weiterhin steigt die Grosse der Gleichspannung am Ausgang an, wenn die Impulsbreite vergrössert wird, während die Höhe der Ausgangsspannung abnimmt, wenn die Impulsbreite verringert wird.

Zur Erzeugung des für die Regelung erforderlichen Rückkopplungssignals V kann ein Widerstand (nicht dargestellt) parallel zu der Last 11 geschaltet werden. Der Spannungsabfall über diesem Abtastwiderstand ändert sich dann in Abhängigkeit von jeglichen Spannungsänderungen über der Last, so dass sich eine Rückkopplungsspannung V„ ergibt, die der tatsächlichen Spannung über der Last entspricht. Dieses der tatsächlichen Spannung entsprechende Signal V„ wird kontinuierlich an den

nicht-invertierenden Eingang des Fehlerkomparators 15 angelegt. Am anderen Eingang dieses Komparators liegt das Sollwert- oder Bezugssignal V_, welches mit Hilfe einer üblichen Bezugsspannungsquelle 16 gewonnen wird und an den invertierenden Eingang des Fehlerkomparators 15 angelegt wird. Der Fehlerkomparator 15 überwacht auf diese Weise kontinuierlich das Signal V und erzeugt ein Fehlersignal, wenn der Pegel

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des Signals V vom Pegel des Bezugssignals V abweicht. Die Grosse des Fehlersignals ist dabei der Differenz zwischen den Pegeln der Signale V„ und V_n proportional.

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Dieses Fehlersignal von dem Fehlerkomparator 15 wird an den Pulsbreitenmodulator 14 angelegt, der daraufhin veranlasst, dass die Breite der Treiberimpulse, die an den Lastschalter 12 angelegt werden, in Abhängigkeit von der Grosse des Fehlersignals moduliert wird. Der Pulsbreitenmodulator 14 ist als lineare integrierte Schaltung auf einem einzigen Chip erhältlich, beispielsweise als Regel-Pulsbreitenmodulator des Typs SG 1524, SG 2524 oder SG 3524, wie er von den Finnen Silicon General Inc.oder Texas Instruments Inc. vertrieben wird. Eine derartige integrierte Schaltung enthält alle Schaltkreise, die erforderlich sind, um den Treiber 13 zu veranlassen, der Primärwicklung T„ eines Transformators T₂ Impulse veränderlicher Breite zuzuführen, welche die Breite der von dem Lastschalter 12 erzeugten Impulse derart modulieren, dass deren Änderung der Grosse des Fehlersignals von dem Fehlerkomparator 15 entspricht.

Gemäss einer wichtigen Ausgestaltung der Erfindung sind zwei oder mehrere Schaltregler über getrennte Ausgangswiderstände mit einer gemeinsamen Last verbunden, wobei der Ausgangspegel auf der Lastseite des Ausgangswiderstandes des einen Schaltreglers als Rückkopplungssignal für diesen Regler verwendet wird, derart, dass die Spannung über der Last für den ersten Regler durch das Bezugssignal vorgegeben wird, während der Spannungspegel am reglerseitigen Anschluss des Ausgangswider-

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Standes des ersten Reglers als Bezugssignal für einen zweiten Regler verwendet wird. Ausserdem wird die Spannung am reglerseitigen Anschluss des Ausgangswiderstandes des zweiten Reglers als Rückkopplungssignal für den zweiten Regler verwendet, so dass der von dem zweiten Regler der Last zugeführte Strom ebenso gross ist wie der der Last von dem ersten Regler zugeführte Strom.

Zur Vereinfachung der Erläuterung dieser Art der Lastaufteilung zwischen zwei oder mehreren Reglern ist in Fig. 2 eine Schaltung mit mehreren Reglern vereinfacht dargestellt, wobei im einzelnen Komparatoren 20a, 20b .... 2On dargestellt sind, denen Rückkopplungssignale V_p1, V ₂····· V und Bezugspegelsignale V-.., V^ ....V zugeführt werden. Weiterhin sind Pulsbreitenmodulator- und Schalterkreise 21a, 21b .... 21n dargestellt, die zwischen einer ungeregelten Gleichstromquelle 22 und einer Last 23 liegen und denen die Ausgangssignale der zugeordneten Komparatoren 20 zugeführt werden. Ausserdem sind gleiche Ausgangswiderstände Ra, Rb .... Rn dargestellt, die jeweils zwischen ihrem zugeordneten Komparator 20 und der Last 25 liegen. Obwohl die Komparatoren 20 und die Kreise 21 jeweils im wesentlichen dem Fehlerkomparator 15 und der von dem Pulsbreitenmodulator gesteuerten Schalteranordnung der Schaltung gemäss Fig. 1 entsprechen, ist bei der Betrachtung der Schaltunggemäss Fig. 2 zu beachten, dass die Komparatoren mit den Pulsbreitenmodulationsschaltungen symbolisch jeweils einen vollständigen Regler darstellen, und zwar einschliesslich der Treiber, der Lastschalter, der Koppeltransformatoren und der Filter sowie weiterer Schaltkreise zum Glätten der

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pulsbreitenmodulierten Impulse. Weiterhin ist zu beachten, dass bei der Schaltung gemäss Fig. 1 der Ausgangswiderstand, welcher für die einzelnen Regler der Schaltung gemäss Fig. 2 jeweils als Widerstand Ra, Rb ... Rn dargestellt ist, durch den ohm'sehen Widerstand der Drossel L1 gebildet wird, so dass die Spannung Vo der Schaltung gemäss Fig. 1 (welche

den AusgangsSpannungen Vo1, Vo2 Von in Fig. 2 entspricht)

vom transformatorseitigen Anschluss der Drossel L1 abgeleitet wird.

Im einzelnen zeigt Fig. 2 die Parallelschaltung eines Hauptreglers (dargestellt durch den Komparator 20a und den Schaltkreis 21a) und mehrerer Nebenregler (dargestellt durch die

Komparatoren 20b .... 2On und die Schaltkreise 21b 21n)

zur Versorgung einer gemeinsamen Last 23 mit einer geregelten Spannung V_L, die einem Bezugspegel V .. entspricht. Wie Fig. 2 zeigt, wird dem Komparator 20a des Hauptreglers der Bezugspegel V_R.. von einer unabhängigen Bezugsspannungsquelle 24 zugeführt, während das Rückkopplungssignal V .. für diesen Komparator 20a die Spannung V über der Last ist. Der Hauptregler hält also die Spannung V_L über der Last auf dem Bezugspegel V_R1. Die Bezugspegel V_„ .... V für die Komparatoren 20b .... 2On der Nebenregler sind gleich der Ausgangsspannung Vo1 einer Neben-Bezugsspannungsquelle 27 )Fig. 1) des Hauptreglers, wobei diese Ausgangsspannung Vo1 der Spannung am reglerseitigen Anschluss des Widerstandes Ra proportional" ist, die ihrerseits wieder dem Strom am Ausgang des Hauptreglers proportional ist. Die Rückkopplungssignale V_F2···· V für die Komparatoren 20b .... 2On sind für die Nebenregler

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deren eigene Ausgangsspannungen Vo2 ....Von, so dass die Nebenregler als Spannungsfolger arbeiten.

Die Verwendung der Ausgangsspannung Vo1 des Hauptreglers als

Bezugsspannung V_p_ V für die Nebenregler hat in Ver-

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bindung mit der Zusammenschaltung der Nebenregler als Spannungsfolger zur Folge, dass die Spannungen Vo2 ....Von an den reglerseitigen Anschlüssen der Ausgangswiderstände .Rb ....Rn der Nebenregler starr dem Spannungspegel Vo1 am reglerseitigen Anschluss des Ausgangswider.standes Ra des Hauptreglers folgen. Da die Ausgangswiderstände Ra bis Rn alle gleich sind, haben die untereinander gleichen Spannungspegel Vo1 bis Von zur Folge, dass die Ausgangsströme der Nebenregler dem Strom am Ausgang des Hauptreglers starr folgen. Das Rückkopplungssignal V_F1 für den Hauptregler ist die Lastspannung V , die durch die Ausgangssignale des Hauptreglers und der Nebenregler bestimmt wird, so dass der Hauptregler die Lastspannung V_T auf seinem Bezugspegel V_n1 hält. Wenn die Lastspannung V über den Bezugspegel V_Rl des Hauptreglers anzusteigen versucht, dann verringert der Hauptregler seinen Ausgangsstrom, wodurch sich seine Ausgangsspannung Vo1 verringert, die den Bezugspegel für die Nebenregler bildet. Dementsprechend verringern sich die Ausgangsströme der Nebenregler entsprechend der Verringerung des AusgangsStroms des Hauptreglers, so dass die gesamte Verringerung des Stroms für die Last gleichmässig auf alle Regler aufgeteilt wird. In entsprechender Weise erhöht der Hauptregler, wenn die Lastspannung V_ unter seinen Bezugspegel V abzufallen versucht, seinen Ausgangsstrom und bewirkt damit einen entsprechenden Anstieg der Ausgangs-

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ströme der Nebenregler, so dass die Belastung wieder gleichmassig auf alle Regler verteilt wird.

Aus der vorstehenden Beschreibung wird deutlich, dass der Hauptregler und die Nebenregler untereinander völlig austauschbar sind, so dass es für Anwendungsfalle, in denen die Last aufgeteilt werden soll, nicht erforderlich ist, zwei verschiedene Arten von Reglern, nämlich einen Haupt- oder Master-Regler und Neben- bzw. Slave-Regler herzustellen. Durch einfache Änderung der Bezugsspannungs- und Rückkopplungsverbindungen für die Regler können die Rollen eines Hauptreglers und eines Nebenreglers vertauscht werden, wobei die Last weiterhin von allen Reglern gleichmässig versorgt wird. Die Fähigkeit des Systems, die Belastung gleichmässig auf die Regler aufzuteilen, ist dabei mit der Forderung verknüpft, dass die Widerstandswerte der Ausgangswiderstände Ra bis Rn genau gleich sind, was die Einhaltung entsprechend enger Toleranzen erforderlich macht.

In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung können die Ausgangswiderstände Ra bis Rn aus einem Material hergestellt werden, welches einen positiven Temperaturkoeffizienten des Widerstands aufweist. Wenn bei dieser Ausgestaltung einer der Widerstände einen etwas kleineren Widerstandswert aufweist als die anderen Widerstände, so dass sich über die einzelnen Ausgangswiderstände unterschiedliche Ströme ergeben, dann führt die ungleichmässige Erwärmung der Widerstände dazu, dass an den komparatorseitigen Anschlüssen der Widerstände entsprechend unterschiedliche Spannungen auftreten. Wenn

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beispielsweise der Widerstand Ra etwas grosser ist als der Widerstand Rb, dann muss über den Widerstand Rb ein höherer Strom als über den Widerstand Ra fliessen, um gleiche Ausgangsspanhungen Vo1 und Vo2 zu erhalten, wie dies durch den Komparator 21 erzwungen wird, so dass der Widerstand Rb auf eine höhere Temperatur erhitzt wird als der Widerstand Ra. Diese höhere Temperatur hat dann aber ein Ansteigen des Widerstandswertes des Widerstandes Rb in Richtung auf den Widerstandswert des Widerstandes Ra zur Folge, wodurch der Stromfluss durch den Widerstand Rb verringert wird, ohne dass sich die Spannung Vo2 ändert. Durch die Verringerung des Stromes durch den Widerstand Rb wird der Anteil des betreffenden Nebenreglers an dem Strom für die Last verringert, so dass ein Anstieg des Stroms des Hauptreglers über dessen Ausgangswiderstand Ra erzwungen wird. Der positive Temperaturkoeffizient des Widerstandswertes der Ausgangswiderstände Ra und Rb hat also zur Folge, dass die Ausgangsströme der zugeordneten Regler trotz einer geringen Fehlanpassung in den Widerstandswerten die Tendenz haben, die gleichen Werte anzunehmen.

Während die erfindungsgemässe Schaltung vorstehend speziell unter dem Gesichtspunkt erläutert wurde, dass durch die Verwendung gleicher Ausgangswiderstände eine gleichmässige Lastaufteilung erreicht wird, ist andererseits zu beachten, dass für eine ungleichmässige, jedoch geregelte Lastaufteilung auch unterschiedliche Lastwiderstände verwendet werden können. Wenn beispielsweise der Widerstandswert des Widerstandes Ra doppelt so gross ist wie der Widerstandswert des Widerstandes Rb, dann würde der Hauptregler immer noch einen solchen Strom

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liefern, dass die Bedingung V_L = V .. erfüllt wäre, wobei der Spannungsabfall über dem Widerstand Ra jedoch doppelt so hoch wäre wie der Spannungsabfall über dem Widerstand Rb, wenn beide Regler den gleichen Strom zu der Last 25 liefern. Die Spannungspegel Vo1 und Vo2 wären dementsprechend beide doppelt so gross wie bei gleichen Widerstandswerten der Widerstände Ra und Rb, so dass sich über den Widerstand Rb ein doppelt so grosser Strom wie über den Widerstand Ra ergeben würde. Aufgrund der vorstehenden_#Überlegungen ergibt sich also, dass die der Last 25 von den einzelnen Reglern zugeführten Ströme direkt von den Widerstandswerten ihrer zugeordneten Ausgangswiderstände abhängig ist. Weiterhin ist zu beachten, dass die relativen Anteile der Belastung, die von den parallelgeschalteten Reglern übernommen werden, dadurch eingestellt werden können, dass man in die Rückkopplungsschleifen und/oder in die Querverbindungen, über die die Ausgangsspannung des Hauptreglers den Nebenreglern zugeführt wird, Spannungsteiler einfügt.

Wie Fig. 3 zeigt, können zwei oder mehrere erfindungsgemässe Regler auch in Serie geschaltet werden. Im einzelnen zeigt Fig. 3 zwei Regler 25 und 26, die aus einer gemeinsamen Gleichstromquelle 27 gespeist werden und eine gemeinsame Last 28 speisen. Dabei sind sowohl die positiven als auch die negativen Leitungen sowohl auf der Eingangsseite als auch auf der Ausgangsseite der Regler 25 und 26 dargestellt, um deutlich zu machen, wie die Ausgänge der beiden Regler in Serie mit der Last 28 geschaltet sind.

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Gernäss einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist der Regler mit einem Alarmkreis ausgestattet, mit dessen Hilfe ein Alarmsignal erzeugt werden kann, wenn eine vorgegebene Abweichung zwischen dem Bezugssignal und dem Rückkopplungssignal an den Eingängen des Fehlerkomparators des Reglers eintritt. Im einzelnen werden dem Alarmkreis 30 des Reglers gemäss Fig. 1 die gleiche Bezugsspannung V_n und die

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gleiche Rückkopplungsspannung V zugeführt, die auch dem Fehlerkomparatör :15 zugeführt werden. Wenn nun das Rückkopplungssignal V_ und das Bezugssignal V_ um mehr als einen vorgegebenen Prozentsatz von beispielsweise 2% voneinander abweichen, dann stellt der Alarmkreis 30 die Abweichung fest und erzeugt ein Alarmsignal V . Da der Alarmkreis 30 das gleiche Bezugssignal V_R empfängt, welches auch den Pegel bestimmt, auf den die Ausgangsleistung geregelt wird, folgt die Schwelle des Alarmkreises automatisch einer veränderten Einstellung des Reglers auf einen anderen Bezugspegel V . Ausser-

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dem spricht der Alarmkreis 30 auf positive und negative Abweichungen des Rückkopplungssignals V_ von dem Bezugspegel V_R an, und gegebenenfalls auch auf Abweichungen des Bezugssignals vom Rückkopplungssignal, wie sie sich aufgrund von Fehlfunktionen der Bezugsspannungsquelle ergeben können, immer vorausgesetzt, dass die genannten Abweichungen einen vorgegebenen Grenzwert übersteigen.

In der Schaltung gemäss Fig. 2 sind getrennte Alarmkreise 30a bis 30n für den Hauptregler bzw. die Nebenregler dargestellt. Bei jedem Regler wird dem Alarmkreis 30a bis 30n die gleiche Bezugsspannung V _Ί bis V und die gleiche Rückkopplungs-

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spannung V„.. bis V zugeführt, wie den entsprechenden Komparatoren 20a bis 2On. Da jeder der Alarmkreise 30a bis 3On sein eigenes getrenntes Alarmsignal erzeugt, zeigt dieses normalerweise denjenigen Regler an, dessen Betriebsbedingungen die Auslösung eines Alarmsignals hervorgerufen haben.

In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung weist der Schaltregler einen Mindestlastkreis 40 auf, der an den Reglerausgang automatisch eine simulierte Mindestlast anschliesst, wenn die tatsächlich angeschlossene Last so klein wird, dass die Ausgangsspannung des Reglers den Bezugspegel um einen vorgegebenen Wert übersteigt. Bei den meisten Schaltreglern ist es üblich, anzugeben, dass eine gewisse Mindestlast stets gewährleistet sein muss, um ein geregeltes Ausgangssignal des Reglers aufrechtzuerhalten. Wenn dagegen bei derartigen Reglern die Last völlig abgetrennt wird, dann steigt die Ausgangsspannung bis auf den Spitzenwert der in der Sekundärwicklung T₁, des Transformators T₁ durch den Lastschalter 12 erzeugten Spannung an. (Der Lastschalter 12 muss weiter arbeiten, um den internen Schaltkreisen des Reglers Energie zuzuführen). Im einzelnen laden dabei die weiterhin erzeugten Ausgangssignale des Lastschalters 12 den Filterkondensator C1 des Reglers auf den Spitzenwert der Signale in der Sekundärwicklung T₁, auf, wobei die Ladung des Kondensators C1 dann entladen wird, wenn wieder irgendeine Last mit dem Ausgang des Reglers verbunden wird. Die bei der Entladung des Kondensators freiwerdende Energie kann aber in dem als Last angeschlossenen Netzwerk verheerende Folgen haben und beispielsweise logische Bausteine niedriger Leistung und dergleichen zerstören. Diese Folgen können vermieden werden, wenn

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man parallel zum Reglerausgang einen Widerstand schaltet, wobei jedoch die ständigen EnergieVerluste in diesem Parallelwiderstand den Wirkungsgrad des Reglers ernsthaft verringern.

Bei dem Regler gemäss Fig. 1 ist also ein Mindestlastkreis 40 über Leitungen 41 und 42 parallel zum Ausgang des Reglers geschaltet. Dem Mindestlastkreis 40 wird 'das Ausgangssignal des Fehlerkomparators 15 über eine Leitung 43 als Steuersignal zugeführt. Wenn das Steuersignal auf der Leitung 43 eine vorgegebene Grosse erreicht und damit anzeigt, dass der Laststrom auf einen Mindestpegel abgesunken ist, dann wird der Mindestlastkreis 40 aktiviert und verbindet nunmehr über die Leitungen 41 und 42 eine simulierte Mindestlast mit dem Reglerausgang. Wenn der durch die äussere Last fliessende Strom dann wieder ausreichend ansteigt, um das Steuersignal auf der Leitung 43 entsprechend zu verändern, dann wird der Mindestlastkreis wieder abgeschaltet. Beim Normalbetrieb des Reglers ist der Mindestlastkreis 40 nicht aktiviert und erscheint für den Reglerausgang als Unterbrechung, so dass sich im Mindestlastkreis kein Lexstungsverbrauch ergibt, der den Wirkungsgrad des Reglers verschlechtern könnte.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung wird der Wirkungsgrad des Reglers dadurch verbessert, dass man zwischen einer Mittelanzapfung der Sekundärwicklung T₁, ■ des Transformators T₁ einerseits und dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Gleichrichterdioden D1, D2 mit dem Filternetzwerk L1, C1 andererseits eine Schottky-Diode D3 vorsieht. Eine an dieser Stelle eingefügte Diode wird häufig als Fangdiode (catch diode) bezeichnet,

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und ihr Zweck besteht darin, den Induktionsstrom durch das LC-Filter der sich aufgrund der Induktivität der Drossel ergibt in den Zeitintervallen zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen des Lastschalters 12 abzuleiten. Schottky-Dioden haben in Durchlassrichtung aber kleinere Verluste als übliche Dioden, so dass der Einsatz einer Schottky-Diode als Fangdiode den Wirkungsgrad des Reglers insgesamt um bis zu 5% erhöht, wobei die Erhöhung des Wirkungsgrades im einzelnen von der Breite der durch den Impulsbreitenmodulator 14 modulierten Impulse abhängig ist. Die Verluste der in Durchlassrichtung betriebenen Schottky-Diode sind beträchtlich kleiner als die Verluste, die sich in den Zeitintervallen zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen des Lastschalters 12 andernfalls in den Dioden D1 und D2 und in dem Transformator T₁ ergeben würden.

Schottky-Dioden wurden bereits früher als Gleichrichterdioden, d.h. anstelle der Dioden Dl und D2 verwendet. Schottky-Dioden sind jedoch nur für relativ niedrige Spannungspegel von beispielsweise unterhalb 50V geeignet. Selbst wenn der Regler gemäss Fig. 1 so ausgebildet ist, dass er eine Ausgangsspannung von 12V erzeugt, sind die Gleichrichterdioden Dl und D2 aber Spannungspitzen von über 50V ausgesetzt. Aus'diesem Grunde können für die meisten Anwendungsfälle keine Schottky-Dioden anstelle der Gleichrichterdioden Dl und D2 verwendet werden. Es ist jedoch durch Verwendung einer Schottky-Diode als Pangdiode möglich, eine beträchtliche Verbesserung des Wirkungsgrades zu erreichen, insbesondere wenn der Regler mit relativ kurzen Lastphasen (schmalen Eingangsimpulsen) arbeitet.

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Die Vorteile des Einsatzes einer Schottky-Diode als Fangdiode ergeben sich besonders deutlich aus den schematischen Impulsdiagrammen gemäss Pig. ¹J. In dieser stellen die Signale A und B den Spannungsabfall über den Gleichrichterdioden Dl und D2 dar, während die Signale B und E die entsprechenden Ströme durch diese Dioden bei Fehlen der Fangdiode D3 darstellen. Die relativ hohen Strompegel in den Zeitintervallen tß bis t.. und th bis tj- des Signals B und in den Zeitintervallen tp bis t-, und tg bis ty des Signals E sind auf Energieimpulse von dem Schalter 12 zurückzuführen. In den dazwischen liegenden Intervallen der Signale B und E, d.h. in den Intervallen t^ bis t₂j t-, bis th und t,- bis t,- fliesst Strom - mit einem niedrigeren Pegel - durch die beiden Gleichrichterdioden Dl und D2 aufgrund der elektromagnetischen Kraft der Drossel Ll. Der Strom durch die Dioden Dl und D2 ist dabei in den genannten Zwischenintervallen gleich, da die Dioden parallel zueinander geschaltet sind, so dass der Strom zwischen ihnen gleichmässig aufgeteilt wird. Der gleiche Strom fliesst natürlich auch durch die Sekundärwicklung T^, des Transformators

Beim erfindungsgemässen Einfügen der Schottky-Diode D3 tritt ein Stromfluss durch die Gleichrichterdioden nur in den Zeitintervallen t_Q bis t^, t„ bis t-,, tjj bis t,- und tg bis t~ auf, wie dies die Signale C und F zeigen. In den Zwischenintervallen t^ bis t₂, t, bis t|| und tj- bis tg fliesst der gesamte Strom durch die Schottky-Diode, wie dies das Signal G zeigt. Aufgrund der Tatsache, dass die Verluste der Schottky-Diode D3 in Durchlassrichtung beträchtlich kleiner sind als diejenigen der Gleichrichterdioden Dl und D2 sowie im Hinblick darauf,

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dass der durch die Schottky-Diode D3 fliessende Strom nicht durch die Transformatorwicklung T., fliesst, ergibt sich, dass die Schottky-Diode die Verluste in den Intervallen t^ bis tp, t, bis tj, und t,- bis tg beträchtlich verringert. Wie oben erwähnt, kann diese Verbesserung insgesamt zu einer Verbesserung des Gesamtwirkungsgrades von mehr als 5$ führen, wenn die Lastzyklen relativ kurz sind und sich beispielsweise nur über 20$ der Zeit erstrecken.

Fig. 5 der Zeichnung zeigt ein detailierteres Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des Reglers gemäss Fig. 1. Die ungeregelte Gleichstromquelle 10 ist dabei an den Lastschalter 12 über einen Transistor Ql angeschlossen, der Bestandteil des Einschaltkreises 10a für ein sanftes Einschalten ist und dazu dient, den Hauptleistungskreis im Anschluss an die Verbindung des Reglers mit der Gleichstromquelle 10 für ein kurzes Zeitintervall "offen" zu halten, um so eine Lichtbogenbildung zwischen den Anschlüssen der Gleichstromquelle 10 und des Reglers zu verhindern. Es ist wichtig, eine solche Lichtbogen- bzw. Funkenbildung zu verhindern, da die sonst eintretende Beschädigung der Verbindungsanschlüsse den Wirkungsgrad und die Leistung des Reglers ernsthaft beeinträchtigen könnte.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung sind der Emitter und der Kollektor des Transistors Ql mit der Gleichstromquelle 10 bzw. dem Lastschalter 12 verbunden, um die Energiezufuhr von der Stromquelle zu dem Lastschalter zu regeln. Weiterhin ist die Basis des Transistors Ql derart mit dem Pulsbreitenmodulator 14 verbunden, dass die genannten Schaltkreise über die

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Emitter-Basis-Strecke des Transistors Ql mit Gleichstrom bzw. Gleichspannung gespeist werden, und zwar unabhängig davon, ob ein Stromfluss über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Ql vorhanden ist. Parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors Ql ist ferner ein Kondensator C2 geschaltet, der dazu dient, die Treiberschaltung 13 mit Wechselstromenergie zu versorgen, sowie dazu, den Stromfluss über die Emitter-Kollektor-Strecke für ein kurzes Zeitintervall zu verzögern, wenn der Emitter mit der Gleichstromquelle 10 verbunden wird. Wie Fig. 5 zeigt, liegt die Emitter-Ko.llektor-Strecke des Transistors Ql in Serie zwischen dem positiven Pol (+) der Gleichstromquelle 10 und dem Lastschalter 12. Die Basis des Transistors Ql ist über einen Widerstand Rl mit der Mittelanzapfung der Primärwicklung Tp des Transformators Tp verbunden, der die Treiberschaltung 13 mit dem Lastschalter 12 verbindet. Die Basis des Transistors Ql ist ferner über einen Widerstand R2 mit dem Pulsbreitenmodulator 14 verbunden. Polglich wird dem Pulsbreitenmodulator 14 ein kleiner Gleichstrom über die Emitter-Basis-Strecke des Transistors Ql zugeführt, sobald der Regler mit der Gleichstromquelle 10 verbunden ist. Dieser Strom ist jedoch so klein, dass er an den Verbindungsanschlüssen zwischen dem Emitter und der Gleichstromquelle 10 nicht zu einer merklichen Funkenbildung führt.

Zur Verzögerung des Stromflusses über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Ql in Richtung auf den Lastschalter ist zwischen dem Emitter und der Basis des Transistors Ql der Kondensator C2 vorgesehen. Wenn nun der Regler mit der Gleichstromquelle verbunden wird, dann wird der Stromfluss über die

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Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Ql verzögert, bis der Kondensator C2 auf einen ausreichenden Pegel aufgeladen ist. Diese anfängliche Verzögerung des Stromflusses zum Lastkreis verhindert die Funkenbildung an den Anschlüssen beim Verbinden des Reglers mit der Gleichstromquelle 10. Während dieses Verzögerungsintervalls wird der Mittelanzapfung des Transformators Tp„ Wechselstromenergie über den Kondensator C2 zugeführt. Auf diese Weise wird erreicht, dass bei Beginn des Stromflusses über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Ql zu dem Lastschalter 12 der Pulsbreitenmodulator und der Treiber 13 bereits mit Energie versorgt werden und die erforderlichen Steuerimpulse für den Lastschalter 12 liefern.

Der in Fig. 5 gezeigte Lastschalter ist ein Halbbrücken-Regelwandler mit zwei Transistoren Q2 und Q3₅ deren Emitter-Kollektor-Strecken in Serie zueinander zwischen dem positiven (+) und dem negativen (-) Pol der Gleichstromquelle 10 liegen. Die Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren Q3 und Q4 liegen ferner beide jeweils in einer Stromschleife, welche die Primärwicklung T_la des Transformators T. sowie einen Kondensator C3 bzw. C4 enthalten. Impulse in den Transformatorwicklungen T_2b und T_2c schalten die Transistoren Q2 und Q3 alternierend in den leitenden und in den nicht-leitenden Zustand, so dass diese Stromimpulse in entgegengesetzter Richtung über die Primärwicklung T., des Leistungstransförmatörs T₁ leiten.' Im einzelnen wird der Transistor Q2 durch einen Impuls in der Sekundärwicklung Tp_b über einen seiner Basis vorgeschalteten Widerstand R3 leitend gesteuert. Dann werden beide Transistoren Q2 und Q3 gesperrt, wenn kein Impuls auf

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einer der beiden Sekundärwicklungen Tp, und T„ vorhanden ist. Anschliessend wird dann der Transistor Q3 durch einen Impuls in der Sekundärwicklung T_ über einen seiner Basis vorgeschalteten Widerstand R4 leitend gesteuert, und schliesslich werden beide Transistoren wieder gesperrt, ehe der beschriebene Zyklus erneut mit einem weiteren Impuls auf der Sekundärwicklung Tp, eingeleitet wird.

Wenn der Einschalttransistor Ql erstmals leitend wird und Strom an den Lastschalter 12 liefert, werden die Kondensatoren C3 und C²J auf Spannungspegel aufgeladen, welche dann im wesentlichen konstant bleiben, solange der Regler arbeitet. Eine Drossel L2 in Serie zur Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Ql gewährleistet, dass die Kondensatoren C3 und C4 geladen bleiben und dient ferner der Ausfilterung von Spannungssprüngen, die im Lastschalter 12 entstehen, so dass verhindert wird, dass derartige Spannungssprünge andere mit der Gleichstromquelle 10 verbundene Schaltungen beeinflussen.

Jedesmal wenn der Transistor Q2 in Abhängigkeit von einem Impuls in der Sekundärwicklung Tp, leitend gesteuert wird, fliesst über seine Emitter-Kollektor-Strecke ein Strom von der positiven Platte des Kondensators C3 durch die Primärwicklung T^ des Transformators T₁ und von dort zurück zur negativen Platte des Kondensators C3. Der Strom fliesst also in diesem Fall in Fig. 5 von oben nach unten durch die Wicklung T^, . Jedesmal wenn der Transistor Q3 leitend gesteuert wird, fliesst der Strom von der positiven Platte des Kondensators C¹J über die Wicklung T. und die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q3 zur negativen Platte des

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Kondensators C4. In diesem Pall fliesst der Strom in Fig. 5 in der Wicklung T.. von unten nach oben. Wenn die Transistoren

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Q2 und Q3 abwechselnd eingeschaltet werden, dann werden also der Wicklung T. Impulse wechselnder Polarität zugeführt, deren Breite von der Breite der Steuerimpulse in den Sekundärwicklungen Τ-, und T₂ abhängig ist, wobei diese Steuerimpulse wieder durch den Pulsbreitenmodulator 14 in ihrer Breite moduliert werden.

Damit die Impulse alternierend an die beiden Sekundärwicklungen Tp, und Tp angelegt werden, veranlasst der Treiber 13, dass der Strom von der Mittelanzapfung der Primärwicklung T~ bei aufeinanderfolgenden Impulsen des Pulsbreitenmodulators l4 abwechselnd über die eine und die andere Hälfte der Primärwicklung Tp geleitet wird. Wie oben erwähnt, wird der Mittelanzapfung der Wicklung T₂ über den Kondensator C2 ein Wechselstrom zugeführt, während ein weiterer Kondensator C2a wechselstrommässig eine Verbindung zu dem negativen Pol (-) der Gleichstromquelle 10 bildet. Der Pulsbreitenmodulator 14 enthält intern in dem Fachmann geläufiger Weise zwei npn-Transistoren (riicht gezeigt) mit, Kollektoren und Emittern

deren Bäsisanschlüssen alternierend intern erzeugte pulsbreitenmodulierte Impulse zugeführt werden. Die internen Transistoren werden also in der gleichen Folge leitend und nicht-leitend geschaltet, wie dies vorstehend für die Transistoren Q2 und Q3 des Lastschalters 12 beschrieben wurde. Jeder zweite pulsbreitenmodulierte Impuls steuert also einen der internen Transistoren leitend, während jeder erste Impuls den anderen internen Transistor leitend steuert, wobei beide

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Transistoren in den Zeitintervallen zwischen den Impulsen gesperrt sind.

Bei d'em in Fig. 5 gezeigten Treiber sind zwei npn-Transistoren Q4 und Q5 mit ihren Emittern an die Kollektoren Ca und Cb der internen Transistoren angeschlossen, deren Emitter über eine Leitung 44 mit dem negativen Pol (-) der Gleichstromquelle 10 verbunden sind. Die externen Transistoren Q4 und Q5 sind einfach deshalb als Bestandteile des Treibers 13 dargestellt, da die internen Transistoren des Pulsbreitenmodulators 14 eine relativ niedrige Durchbruchsspannung von beispielsweise 40V im Vergleich zu einer typischen Durchbruchsspannung von 200V für die externen Transistoren Q4 und Q5 aufweisen. Die Basen der beiden externen Transistoren Q4 und Q5 erhalten beide eine konstante Vorspannung von dem Pulsbreitenmodulator 14 über zugeordnete Widerstände R5 bzw. R6. Eine RC-Serienschaltung mit einem Widerstand R7 und einem Kondensator C5 ist parallel zu der Wicklung Tp geschaltet, um jedes Schwingen des Transformators T₂ zu verhindern, wenn keiner der beiden Transistoren eingeschaltet ist.

Wenn im Betrieb derjenige der internen Transistoren mit dem Kollektor Ca leitend ist, fliesst der Strom von der Mittelanzapfung der Wicklung T_2a über die obere Hälfte derselben, durch den Transistor Q4 und durch den entsprechenden internen Transistor sowie die Leitung 44 zu dem negativen Pol (-). Wenn der interne Transistor mit dem Kollektor Cb leitend ist, fliesst der Strom von der Mittelanzapfung der Wicklung Tp durch die untere Hälfte derselben, durch den Transistor Q5 und den entsprechenden internen Transistor und über die Leitung

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zu dem negativen Pol (-). Aufeinanderfolgende Stromimpulse fliessen also abwechselnd durch die eine und die andere Hälfte der Wicklung Tp und in entgegengesetzter Richtung, so dass sich in den Steuerwicklungen Tp, und T„ gestaffelte Impulse alternierender Polarität ergeben.

Der Transformator T_? besitzt typischerweise ein relativ hohes Windungsverhältnis N :N_, wobei N die Zahl der Windungen

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der Primärwicklung und N die Zahl der Windungen der Sekundär-

wicklung ist, so dass die den Leistungsschalttransistoren Q2 und Q3 zugeführte Spannung hochtransformiert wird. Ein weiterer wichtiger Vorteil der transformatorischen Kopplung zwischen dem Treiber und dem Lastschalter besteht darin, dass die Transistoren Q2 und Q3 sehr schnell ein- und ausgeschaltet werden, da der Transformator die Transistoren in beiden Richtungen scharf ansteuert.

Zur Erzielung einer internen Stromversorgung für den Regler ist ein Ende der Sekundärwicklung T ' des Leistungstransformators T₁ mit einer konventionellen Spannungsverdopplerschaltung 50 verbunden, welche die Serienschaltung eines Kondensators C6, eines Widerstandes R8, einer Diode D9 und eines zweiten Kondensators C*7 aufweist, wobei die eine Platte des Kondensators C7 mit Erde verbunden ist und wobei der Diode D9 und dem Kondensator C7 eine zweite Diode DlO parallelgeschaltet ist. Mit Hilfe der Spannungsverdopplerschaltung wird am Verbindungspunkt der Diode D9 mit dem Kondensator C7 eine Spannung erhalten, die etwa gleich der absoluten Spitzen-Spitzen-Spannung des Signals am unteren Ende der Wicklung T_lb ist.

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Im einzelnen wird dann, wenn das Signal an der Wicklung T₁, negativ ist, der Kondensator C6 über die Diode DlO und den Widerstand R8 auf den entsprechenden negativen Pegel aufgeladen. Wenn das Signal von der Wicklung T₁, positiv wird, wird die Diode DlO gesperrt und der Absolutwert der Spannung über dem Kondensator C6 ist nunmehr ebenso gross wie die absolute Spitzen-Spitzen-Spannung des Signals auf der Wicklung T₁,. Während der positiven Signalphasen wird die Diode D9 in Durchlassrichtung vorgespannt und kann nunmehr den Kondensator C7 auf die absolute Spitzen-Spitzen-Spannung aufladen. Der Kondensator C7 hält diesen Spannungspegel an seinem Verbindungspunkt mit der Diode D9 im wesentlichen konstant.

Die von der Spannungsverdopplerschaltung 50 am Verbindungspunkt der Diode D9 mit dem Kondensator C7 entwickelte Schaltung wird einer Konstantstromquelle 51 zugeführt, die zwei über Kreuz miteinander verbundene npn-Transistoren Q6 und Q7 aufweist, wobei zwischen den Kollektor-Basis- bzw. Emitter-Basis-Strecken der beiden Transistoren jeweils ein Widerstand R9 bzw. RIO liegt. Bekanntlich wird in einer derartigen Schaltung am Emitter des Transistors Q7 ein im wesentlichen konstanter Strom aufrechterhalten. Wenn der Strom durch den Widerstand RIO die Tendenz hat, anzuwachsen, dann nimmt der Basisstrom für den Transistor Q7 ab, wodurch der Basisstrom für den Transistor Q6 verringert wird, wodurch wiederum der Strom über den Transistor Q6 und den Widerstand RIO verringert wird, wodurch schliesslich ein konstanter Strompegel am Emitter des Transistors Q7 aufrechterhalten wird. Wenn umgekehrt der Strom durch den Widerstand RIO die Tendenz zum Ansteigen hat, dann

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wächst der Basisstrom zum Transistor Q7, v/odurch der Basisstrom für den Transistor Q6 ansteigt-, was einen steigenden Strom durch den Transistor Q6 und den Widerstand RIO zur Folge hat, so dass der Strompegel am Emitter des Transistors Q7 wieder konstant gehalten wird.

Zur Erzielung einer sehr stabilen internen Versorgungsspannung wird der konstante Strom vom Ausgang der Schaltung 51 über einen Widerstand RIl einer temperaturkompensierten Zenerdiode DIl zugeführt. Die Zenerdiode DIl hat die Tendenz, an ihrer Kathode eine konstante Spannung aufrechtzuerhalten. Diese Spannung ist jedoch dann besonders stabil, wenn der Zenerdiode ein konstanter Strom zugeführt wird. Die Zenerdiode DIl sorgt auch für eine Temperaturkompensation, damit der gewünschte Spannungspegel über einen vorgegebenen Temperaturbereich erhalten bleibt. Auf diese Weise wird an der Kathode der Zenerdiode DIl eine ausserordentlich stabile konstante Spannung erhalten.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung wird die beschriebene Kombination von Konstantstromquelle 51 und Zenerdiode DIl dazu verwendet, für den Regler eine interne Stromversorgung mit konstanter Spannung und variablem Strom zu erzeugen. Im einzelnen wird die Stromversorgung für den Pehlerkomparator 15, den Alarmkreis 30, den Mindestlastkreis HO, die Bezugsspannungsquelle 16 und die Hilfs-Bezugsspannungsquelle 27 über die Basis des Transistors Q7 erhalten. Diese interne Versorgungsspannung, welche in Fig. 1 als Spannung V_C1 bezeichnet ist, dient der internen Versorgung des Reglers, wobei die Spannung wegen der konstanten Spannung an der Kathode der

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Zenerdiode DIl und wegen des konstanten Spannungsabfalls über den von einem Konstantstrom durchflossenen Widerständen RIO und RIl konstant bleibt.

Das Konstantstrom/Konstantspannungs-Signal an der Kathode der Zenerdiode DIl dient zur Erzeugung der vorgegebenen Bezugsspannung V_R für den Regler» Zu diesem Zweck wird die Spannung an der Kathode der Zenerdiode DIl durch einen Spannungsteiler aus Widerständen R12 und R13 geteilt,, dessen Abgriff mit dem nicht-invertierenden Eingang (+) eines Differenzverstärkers 52 verbunden ist, dessen Verstärkung durch einen Rückkopplungswiderstand R14 vorgegeben wird. Der invertierende Eingang (-) des Differenzverstärkers 52 ist über einen Widerstand RI5 mit einem Anschluss 53 verbunden., der "offen" gelassen werden kann, damit sich ein erster konstanter Bezugspegel bei V_R ergibt oder der über einen Anschluss 54 mit Bezugspotential bzw. Erde verbunden werden kann, um einen zweiten (höheren) Bezugspegel bei V_ zu erhalten. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, dass man einen externen veränderlichen Widerstand mit einem Anschluss 55 verbindet, um weitere Bezugspegel V_R auszuwählen. Der Bezugspegel V_R wird über einen Widerstand RI6 an den Fehlerkomparator 15 und ausserdem an den Alarmkreis 30 angelegt, und zwar jeweils zusammen mit dem Rückkopplungssignal Vj,

Der Alarmkreis 30 enthält zwei Komparatoren 60 und 6l, denen jeweils das Rückkopplungssignal V_p und das Bezugssignal V_R zugeführt wird. Die Komparatoren 60 und 61 sind identisch mit der Ausnahme, dass der Komparator 60 das Signal V„ an seinem nicht-invertierenden Eingang und das Signal V_R an

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seinem invertierenden Eingang empfängt, während der Komparator 61 im Gegensatz dazu das Signal V_p an seinem invertierenden Eingang und das Signal V_R an seinem nicht-invertierenden Eingang empfängt. Spannungsteiler·aus Widerständen R17 und Rl8, RI9 und R20 sowie R21 und R22 sorgen für geeignete Eingangsspannungspegel für die Komparatoren 60 und 61. Beide Komparatoren liefern normalerweise ein "niedriges" Ausgangssignal, welches jedoch bei einem der Komparatoren "hoch" wird, wenn eine übermässige Abweichung zwischen den Signalen V_R und V„ auftritt.

Im einzelnen wird das Ausgangssignal des Komparators 60 dann "hoch", wenn das Signal Vp das Signal V_R um einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt. Andererseits wird das Ausgangssignal des Komparators 61 dann "hoch", wenn das Signal V₅₁ um einen vorgegebenen Grenzwert unter das Signal V_R absinkt. Typischerweise wird das Ausgangssignal an einem der Komparatoren 60 bzw. 61 dann "hoch", wenn das Signal V„ von dem Signal V_n um 2% oder mehr abweicht.

Wenn das Ausgangssignal des Komparators 60 oder des Komparators 61 "hoch" wird, dann wird ein Transistor Q8, welcher normalerweise leitend ist, gesperrt. Der Transistor Q8 ist ein pnp-Transistor, dessen Emitter über eine Diode D12 an der internen Versorgungsspannung V^ liegt und dessen Basis-Emitter-S.trecke ein Widerstand R23 parallelgeschaltet ist, der für eine Vorspannung in Durchlassrichtung sorgt. Der Transistor Q8 ist also solange eingeschaltet, wie die Ausgangssignale der Komparatoren 60 und 6l "niedrig" bleiben. Sobald aber einer dieser

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Komparatoren ein "hohes" Ausgangssignal erzeugt, dann führt die erhöhte Spannung, die an die Basis des Transistors Q8 über einen Widerstand R24 oder R25 angelegt wird, zu einer Sperrspannung für die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q8, so dass dieser gesperrt wird.

Solange der Transistor Q8 leitend ist, wird auch ein npn-Transistor Q9 im leitenden Zustand gehalten, da der Strom über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q8 an der Basis-Emitter-Strecke des npn-Transistors Q9 für eine Vorspannung in Durchlassrichtung sorgt. Dabei begrenzt ein Widerstand R26 den Basisstrom für den Transistor Q9, während ein Widerstand R27 verhindert, dass der Transistor Q9 durch einen Leckstrom über den Transistor Q8 eingeschaltet wird. Wenn der Transistor Q8 gesperrt wird, wird auch der Transistor Q9 gesperrt, wodurch ein dritter Transistor QlO leitend gesteuert wird, der ein Alarmsignal auslöst, indem er über einen Kollektor-Widerstand R28 eine Spannung V. liefert. Der dritte Transistor QlO ist ein npn-Transistor, der normalerweise gesperrt ist, solange der Transistor Q9 leitend ist. Wenn der Transistor Q9 gesperrt wird, dann wird die Basis-Emitter-Strecke des Transistors QlO in Durchlassrichtung vorgespannt, so dass der Transistor QlO leitend wird. Der Widerstand R29 begrenzt den Basisstrom des Transistors QlO. Ein Spannungsteiler R30, R3I teilt die Sättigungsspannung des Transistors Q9 zum Zwecke einer besseren Rauschbegrenzung.

Wie oben erwähnt, ermöglicht der Mindestlastkreis 40 den Verzicht auf eine externe Mindestlast für den Regler. Bei dem in Fig. 5 gezeigten Ausführungsbeispiel enthält der Mindest-

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lastkreis HO einen Komparator 70, dessen nicht-invertierender. Eingang (+) das "Fehler"-Ausgangssignal des Fehlerkomparators 15 empfängt. Als Bezugssignal wird die interne Versorgungsspannung V^₁ an einen Spannungsteiler aus Widerständen R32 und R33 angelegt, wobei der Abgriff des Spannungsteilers mit dem invertierenden Eingang (-) des Komparators '70 verbunden ist, um diesem eine konstante Spannung zuzuführen. Wenn die Last 11 abnimmt und immer weniger Energie benötigt, nimmt auch der Strom am Ausgang des Reglers ab, damit die Spannung über der Last auf einem vorgegebenen Wert gehalten wird. Hierbei nimmt ausserdem das Fehlersignal V„ am Ausgang des Komparators 15 zu. Wenn das Fehlersignal auf einen Pegel angestiegen ist, der einer Last entspricht, die so klein ist, dass bei weiterer Abnahme der Last die Regelung nur schwer aufrechtzuerhalten wäre, überschreitet der Signalpegel am nicht-invertierenden Eingang des Komparators 70 den konstanten Signalpegel am invertierenden Eingang, so dass das Ausgangssignal des Komparators 70 von "niedrig" auf "hoch" umgeschaltet wird. Das hohe Ausgangssignal am Ausgang des Komparators wird durch einen Spannungsteiler aus Widerständen R3H und R35 geteilt, dessen Abgriff mit der Basis eines Transistors QIl verbunden ist. Hierdurch wird der Transistor QIl in Durchlassrichtung vorgespannt und beginnt über eine Leitung Hl Strom von der positiven Ausgangsleitung des Reglers zu ziehen, der über einen mit dem Emitter des Transistors QIl verbundenen Widerstand R36 und eine Leitung H2 zur negativen Ausgangsleitung des Reglers zurückfliesst. Der Transistor QIl und die an seine Basis angelegte Spannung sind dabei so gewählt, dass der Transistor QIl in seinem Proportionalbereich arbeitet,

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so dass der Strom durch den Transistor QIl direkt proportional zu den Änderungen der Ausgangsspannung des !Comparators 70 zu- und abnimmt, wobei die Aus gangs spannung des !Comparators 70 ihrerseits wieder den Änderungen des Fehlersignals am Komparatoreingang proportional ist. Durch die Schaltungskombination des !Comparators 70 mit dem Transistor QIl wird also tatsächlich eine simulierte Last über den Reglerausgang gelegt, wobei diese Last sich umgekehrt proportional zu den Änderungen der tatsächlichen Last ändert, solange das Komparatorausgangssignal "hoch" bleibt. Wenn die Last 11 dann wieder auf einen Pegel ansteigt, bei dem eine wirksame Regelung aufrechterhalten werden kann, dann nimmt das Fehlersignal vom Ausgang des Komparators 15 entsprechend ab, so dass das Ausgangssignal des Komparators 70 wieder auf einen niedrigen Pegel zurückkehrt, was zur Folge hat_a dass der Transistor QIl gesperrt wird.

Zur Erzeugung eines Signals V , welches dem Reglerausgangsstrom proportional ist und welches für eine die Last aufteilende Anordnung gemäss Fig. 2 benötigt wird, enthält die Schaltung gemäss Fig. 5 eine Neben-Bezugsspannungsquelle 17 mit einem Operationsverstärker 80, dessen nicht-invertierender Eingang mit dem Ausgang der Gleichrichterdioden Dl und D2 verbunden ist. Ein Filter aus einem Widerstand R37 und einem Kondensator C8 glättet das Ausgangssignal der Dioden Dl und D2 derart, dass sich ein Bezugs-Gleichspannungspegel ergibt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 80 ist mit dessen invertierendem Eingang verbunden, so dass der Operationsverstärker 80 als Spannungsfolger arbeitet und ein Ausgangssignal V erzeugt,

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welches dem gefilterten Ausgangssignal der Gleichrichterdioden Dl und D2 proportional ist.

Wie aus der vorstehenden Detailbeschreibung deutlich wird, lässt sich erfindungsgemäss eine verbesserte, die Belastung aufteilende Regleranordnung aufbauen, bei der zwei oder mehr Schaltregler eine gemeinsame Last versorgen. Dabei ist jeder Regler der Regleranordnung gegen einen beliebigen anderen Regler derselben austauschbar, so dass keine Notwendigkeit besteht, verschiedene Regler zu entwickeln, die dann als Hauptregler und Nebenregler eingesetzt werden können. Ferner ist bei der erfindungsgemässen Regleranordnung gewährleistet, dass die Belastung gleichmässig auf alle Regler aufgeteilt wird, auch wenn sich die Bedingungen auf der· Lastseite und/oder auf der Stromversorgungsseite ändern. Der Mindestlastkreis sorgt weiterhin für eine exakte Regelung,bis die Last tatsächlich zu Null geworden ist. Weiterhin sorgt der Alarmkreis dafür, dass bei einer einen vorgegebenen Grenzwert überschreitenden positiven oder negativen Abweichung der geregelten Ausgangsgrösse von einem vorgegebenen Wert ein Alarmsignal erzeugt wird, wobei vorzugsweise für jeden Regler ein eigenes Alarmsignal erzeugbar ist, so dass derjenige Regler, an dem eine Störung aufgetreten ist, sofort erkannt werden kann. Darüberhinaus verringert der Einsatz der Schottky-Diode als Pangdiode die internen Leistungsverluste der Regleranordhung, so dass sich ein optimaler Wirkungsgrad ergibt, wobei gleichzeitig die Grosse des für eine gegebene Ausgangsleistung erforderlichen Transformators auf ein Minimum reduziert wird.

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Desweiteren verhindert das Vorhandensein des Einschaltkreises für ein sanftes Einschalten eine Funkenbildung an den Eingangsklemmen, wenn der Regler erstmalig mit einer Stromquelle verbunden wird, wodurch die Zuverlässigkeit des Reglers insgesamt verbessert wird. Schliesslich wird erfindungsgemäss eine verbesserte interne Spannungsversorgung für den Regler geschaffen, indem mit Hilfe einer Konstantstromquelle, die ausserdem mit einer Zenerdiode verbunden ist, ein Signal mit konstanter Spannung und konstantem Strom erzeugt wird, aus dem ein primäres Bezugssignal für den Regler abgeleitet wird, während die interne Spannungsversorgung bei variablem Strom eine konstante Spannung liefert.

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Claims (1)

1. DR.-ING. DIPL.-ING. M. SC. ui'i PMYS. CR CI.'L.-PHYS.

   HÖGER - STELLRECHT - GRIESSBACH - HAECKER

   PATENTANWÄLTE IN STUTTGART

   A 43 232 b Anmelder: WESCOM SWITCHING, INC.

   k - 163 724 Enterprise Drive

   11.Januar 1979 Oak Brook, 111. 60521

   Patentansprüche :

   1. Regleranordnung mit parallelen Schaltreglern zum gemeinsamen Versorgen einer Last, wobei jeder Schaltregler Regeleinrichtungen aufweist, mit deren Hilfe bei Speisung aus einer ungeregelten Gleichstromquelle regelbare Impulse erzeugbar sind, die dann zu einem Gleichstromausgangssignal geglättet werden, welches■sich in Abhängigkeit von Änderungen der Impulse ändert, wobei ein Komparator zur Regelung der Impulse in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Bezugssignal und einem Rückkopplungssignal vorgesehen ist und wobei zwischen dem Komparator und der Last ein Ausgangswiderstand vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, dass eine Bezugssignalquelle vorgesehen ist, mit deren Hilfe ein Bezugssignal für den Komparator eines ersten Schaltreglers erzeugbar ist, dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe dem Rückkopplungssignaleingang des Komparators dieses ersten Schaltreglers ein Signal zuführbar ist, das der Spannung über der Last entspricht, derart, dass die Spannung über der Last durch das Bezugssignal für den ersten Schaltregler vorgebbar ist, dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe ein dem Strom am Ausgang des ersten Schaltreglers entsprechendes Signal dem Bezugssignaleingang des Komparators eines zweiten Schaltreglers zuführbar ist, und dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe ein dem Strom am Ausgang

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   des zweiten Schaltreglers entsprechendes Signal dem Rückkopplungseingang des Komparators"dieses zweiten Schaltreglers zuführbar ist.

   2. Regleranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Einrichtungen vorgesehen sind, durch die der lastseitige Anschluss des Ausgangswiderstandes des ersten Schaltreglers mit dem Rückkopplungssignaleingang des Komparators dieses ersten Schaltreglers verbunden ist, dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe der komparatorseitige Anschluss des Ausgangswiderstandes des ersten Schaltreglers mit dem Bezugssignaleingang des Komparators des zweiten Schaltreglers verbunden ist, und dass Einrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe der komparatorseitige Anschluss des Ausgangswiderstandes des zweiten Schaltreglers mit dem Rückkopplungssignaleingang des Komparators dieses zweiten Schaltreglers derart verbunden ist, dass der der Last von dem zweiten Schaltregler zugeführte Strom gleich dem der Last von dem ersten Schaltregler zugeführten Strom ist.

   3. Regleranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangswiderstände einen positiven Temperaturkoeffizienten des Widerstandswertes aufweisen.

   4. Regleranordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Schaltregler einen Alarmkreis aufweist, mit dessen Hilfe ein Alarmsignal erzeugbar ist, wenn zwischen dem Rückkopplungssignal und dem Bezugssignal für seinen zugeordneten Komparator eine Differenz auftritt, die einen

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   vorgegebenen Grenzwert übersteigt.

   5. Regleranordnung nach Anspruch I₃ dadurch gekennzeichnet, dass sämtliche Schaltregler gleich aufgebaut sind.

   6. Regleranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangswiderstände alle den gleichen Widerstandswert aufweisen, so dass die Versorgung der Last gleichmässig auf die parallelgeschalteten Schaltregler aufgeteilt ist.

   7. Regleranordnung mit mindestens einem Schaltregler zur Erzeugung von regelbaren Impulsen bei Speisung aus einer ungeregelten Gleichstromquelle, wobei die Impulse geglättet werden, um eine Ausgangsgleichspannung zu erhalten, die sich in Abhängigkeit von Änderungen der Impulse ändert, und wobei ein Komparator vorgesehen ist, mit dessen Hilfe die Impulse in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Bezugssignal und einem Rückkopplungssignal regelbar sind, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Alarmkreis vorgesehen ist, mit dessen Hilfe bei einer vorgegebenen Differenz zwischen dem Bezugssignal und dem Rückkopplungssignal ein Alarmsignal erzeugbar ist.

   8. Regleranordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Rückkopplungssignal der Ausgangsleistung des Schaltreglers entspricht.

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   9· Regleranordnung nach Anspruch 7 mit mehreren parallelgeschalteten Schaltreglern zum Speisen einer gemeinsamen Last j dadurch gekennzeichnet, dass jedem Schaltregler ein eigener Alarmkreis zugeordnet ist.

   10. Regleranordnung mit mindestens einem Schaltregler, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 9> dadurch gekennzeichnet, dass Einrichtungen vorgesehen sind, die

   zwischen den ausgangsseitigen Anschlüssen des Schaltreglers als· · simulierte Last einschaltbar sind und dass Regeleinrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe das Ein- und Ausschalten der simulierten Last zwischen.den ausgangsseitigen Anschlüssen des Schaltreglers in Abhängigkeit vom Pegel des Reglerausgangssignals herbeiführbar ist.

   11. Regleranordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die simulierte Last variabel ist und dass die Regeleinrichtungen derart ausgebildet sind, dass die Höhe der simulierten Last automatisch auf einen Wert regelbar ist, der der tatsächlichen äusseren Last für den Regler umgekehrt proportional ist.

   12. Regleranordnung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die simulierte Last einen zwischen den Ausgangsanschlüssen des Schaltreglers liegenden Transistor aufweist und dass mit Hilfe der Regeleinrichtungen ein Regelsignal zur Regelung der Leitfähigkeit des Transistors in Abhängigkeit von Änderungen der tatsächlichen äusseren Last des Reglers erzeugbar ist.

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   13. Regleranordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schaltregler einen Komparator aufweist, mit dessen Hilfe ein Fehler-Regelsignal erzeugbar ist, welches von der Differenz zwischen einem Bezugssignal und einem Rückkopplungssignal abhängig ist, wobei das Bezugssignal einer vorgegebenen Ausgangsgrösse und das Rückkopplungssignal der entsprechenden tatsächlichen Ausgangsgrösse des Schaltreglers entspricht, und dass die Regeleinrichtungen durch das Fehler-Regelsignal beeinflussbar sind.

   14. Regleranordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Regeleinrichtungen einen Komparator aufweisen, mit dessen Hilfe ein Regelsignal für die Lastsimulationseinrichtungen erzeugbar ist, wenn das Schaltreglerausgangssignal einen vorgegebenen Pegel erreicht.

   15. Regleranordnung mit mindestens einem Schaltregler, mit Einrichtungen zur Erzeugung regelbarer Impulse bei Speisung aus einer ungeregelten Gleichstromquelle und mit Einrichtungen zum Glätten der Impulse zur Bildung einer Gleich-Ausgangsspannung, die sich in Abhängigkeit von Änderungen der Impulse ändert, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass interne Versorgungseinrichtungen vorgesehen sind, mit deren Hilfe aus den Impulsen eine interne Versorgungsgleichspannung erzeugbar ist, dass die Versorgungseinrichtungen ein Paar von miteinander über Kreuz verschalteten Transistoren aufweisen, mit deren Hilfe ein konstanter Ausgangsstrom erzeugbar ist, und dass eine

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   Zenerdiode vorgesehen ist, der der konstante Ausgangsstrom zuführbar ist und mit deren Hilfe an der Basis eines der Transistoren, wo ein veränderlicher Strom zur Verfügung steht, ein konstanter Spannungspegel erzeugbar ist, so dass sich für den Schaltregler interne Versorgungseinrichtungen mit einem konstanten Spannungspegel· ergeben.

   16. Regleranordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass eine interne Energieversorgungsleitung vorgesehen ist, die mit der Basis des Transistors verbunden ist, um dem Schaltregler die interne Leistung mit dem konstanten Spannungspegel zuzuführen.

   17. Regleranordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren parallel zueinander mit der internen Gleichstromversorgung verbunden sind und dass die Basis jedes der Transistoren mit der Emitter-Kollektor-Strecke des jeweils anderen Transistors derart verbunden ist, dass eine Abnahme des Stromflusses über die Emitter-Kollektor-Strecke des einen Transistors eine Zunahme des Stromes über die Emitter-Kollektor-Strecke des anderen Transistors zur Folge hat, derart, dass über die parallelgeschalteten Emitter-Kollektor-Strecken ein konstanter Ausgangsstrom aufrechterhalten wird.

   18. Regleranordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Widerstände vorgesehen sind, von denen jeweils einer zwischen der Basis und der Kollektor-Emitter-Strecke

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   seines zugeordneten Transistors angeordnet ist.

   19. Regleranordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass zxvischen der Zenerdiode und den über Kreuz miteinander verbundenen Transistoren ein Widerstand vorgesehen ist.

   20. Regleranordnung mit mindestens einem Schaltregler, mit Einrichtungen zur Erzeugung regelbarer Impulse bei Speisung aus einer ungeregelten Gleichstromquelle, mit einem LC-Pilter zum Glätten der Impulse zur Bildung einer Ausgangs-Gleichspannung, die sich in Abhängigkeit von Änderungen der Impulse ändert, mit einem Transformator, mit dessen Hilfe die Impulse von den Impulserzeugungseinrichtungen dem Filter zuführbar sind und mit einem Paar von Gleichrichterdxoden, welche jedes der Enden der Sekundärwicklung des Transformators derart mit dem Filter verbinden, dass sie dem Filter Impulse entgegengesetzter Polarität aus der Sekundärwicklung zuführen, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis dadurch gekennzeichnet, dass eine Schottky-Diode vorgesehen ist, die zwischen Bezugspotential und dem Verbindungspunkt der Gleichrxchterdioden mit dem Filter liegt und über die der Strom fliesst, welcher in den Zeitintervallen zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen aufgrund der elektromotorischen Kraft der Drossel in dem Filter in diesem ausgehend von den Gleichrichterdioden fliesst.

   21. Regleranordnung nach Anspruch 2O₃, dadurch gekennzeichnet, dass die Sekundärwicklung des Tr.ans format or s eine mit

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   Bezugspotential verbundene Mittelanzapfung aufweist.

   22. Regleranordnung mit mindestens einem Schaltregler, mit Leistungsschalteinrichtungen zur Erzeugung regelbarer Impulse bei Speisung aus einer ungeregelten Gleichstromquelle und mit Einrichtungen zum Glätten der Impulse zur Bildung einer Ausgangs-Gleichspannung, welche sich in Abhängigkeit von Änderungen der Impulse ändert, sowie mit einer Pulsmodulationsschaltung zur Regelung der Impulse in Abhängigkeit von der Differenz zwischen einem Bezugssignal und einem Rückkopplungssignal, insbesondere nach einem der Ansprüche 1 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Gleichstromquelle und den Leistungsschalteinrichtungen steuerbare elektronische Schalteinrichtungen zur Steuerung der Gleichstromzufuhr von der Gleichstromquelle zu den Leistungsschalteinrichtungen vorgesehen sind und dass ein Kondensator vorgesehen ist, der zwischen die Gleichstromquelle und die Pulsmodulationsschaltung geschaltet ist, -um dieser Wechselstromenergie zuzuführen und um die Zufuhr von Gleichstromenergie zu den Leistungsschalteinrichtungen für ein vorgegebenes Zeitintervall zu verzögern, nachdem eine Verbindung zwischen der Gleichstromquelle und den steuerbaren Schalteinrichtungen hergestellt ist.

   23. Regleranordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die steuerbaren elektronischen Schalteinrichtungen Einrichtungen umfassen, mit deren Hilfe während des Verzögerungsintervalls, um das die Zufuhr von Gleichstromenergie zu den Leistungsschalteinrichtungen verzögert

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   wird, der Pulsmodulationsschaltung eine Gleichstrom-Anfangsenergie zuführbar ist.

   24. Regleranordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die steuerbaren elektronischen Schalteinrichtungen einen Leistungstransistor aufweisen, dessen Emitter-Kollektor-Strecke in Serie zwischen die Gleichstromquelle und die Leistungsschalteinrichtungen geschaltet ist, um die Gleichstromzufuhr zu den Leistungsschalteinrichtungen zu steuern, und dass die Basis des Leistungstransistors mit der Pulsmodulationsschaltung verbunden ist, um dieser eine Gleichstrom-Anfangsenergie zuzuführen, ehe die Emitter-Kollektor-Strecke des Leistungstransistors leitend gesteuert wird.

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