DE2807833C2

DE2807833C2 - Bürstenlose Tachometervorrichtung

Info

Publication number: DE2807833C2
Application number: DE2807833A
Authority: DE
Inventors: Robert H. Minnetonka Minn. Schmidt
Original assignee: ELECTRO-CRAFT CORP 55343 HOPKINS MINN US
Current assignee: ELECTRO-CRAFT CORP 55343 HOPKINS MINN US
Priority date: 1977-02-25
Filing date: 1978-02-23
Publication date: 1984-06-07
Also published as: JPS53106179A; FR2382126A1; DE2807833A1; JPS6131424B2; GB1581424A; FR2382126B1; IT7848033A0; US4088943A; IT1102267B

Description

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodenanordnungen jeweils in Richtung vom Widerstand (32—35) zum Sternpunkt (30) der Aufnehmerspulen (W—Z) leitende Dioden (65—72, 78—81) und eine in Richtung vom Sternpunkt (30) zum Widerstand (32—35) leitende Diode (66-72) aufweist.

3. Vorrichtung nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden (65—72, 78—81) Halbleiterdioden sind.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1—3, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbaren Schalter (44—47) Feldeffekttransistoren sind.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 —4, dadurch gekennzeichnet, daß der Summierverstärker einen von einer Niedergleichspannungsquelle ( + A. — A) betriebenen Rechenverstärker (51) und einer nachgeschalieten, von einer Hochgleichspannungsquelle (+ß, — B) betriebenen Ausgangsverstärker (58) aufweist und daß der Ausgang des Ausgangsverstärkers (58) über einen Rückkoppelkreis (60) mit dem Summicreingang des Rechenverstärkers (51) verbunden ist.

Die Erfindung betrifft eine bürstenlose Tachometervorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs T.

Eine derartige Tachometervorrichtung ist in der US-PS 36 03 869 beschrieben. Bei ihr sind die verschiedenen Aufnehmerspulen über zugeordnete steuerbare Schalter mit einem Summierverstärker verbunden, welcher ein der Drehzahl proportionales Ausgangssignal bereitstellt. Die steuerbaren Schalter werden so bezüglich des Schließens bzw. Öffnens gesteuert, daß man insgesamt eine phasenrichtige Gleichrichterbrücke erhält. In der Praxis erreichen die Ausgangsspannungen der Aufnehmerspulen 100 V oder mehr, und als steuerbare Schalter werden Feldeffekttransistoren bevorzugt. Da die Aufnehmerspulen eine induktive Trägheit aufwei- !5 sen, werden durch das plötzliche Herstellen bzw. Unterbrechen von Strompfaden durch die steuerbaren Schalter hohe Spannungsspitzen erzeugt, welchen sowohl der Summierverstärker als auch die steuerbaren Schalter selbst standhalten müssen. Entsprechend spannungsfeste aktive Halbleiterbauelemente sind aber teuer.

Durch die vorliegende Erfindung soll daher eine Tachometervorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 so weitergebildet werden, daß keine Spannungsspitzen an den steuerbaren Schaltern und am Summierverstärker mehr auftreten.

Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß gelöst durch eine Tachometervorrichtung gemäß Anspruch 1.

Bei der erfindungsgemäßen Tachometervorrichtung sind für die Ströme der Aufnehmerspule in beiden Richtungen niederohmige Strompfade über Dioden bereitgestellt, wobei abir der jeweils zugeordnete steuerbare Schalter im geschlossenen Zustand einen noch niederohmigeren Weg von der freien zweiten Ausgangsklemme der zugeordneten Aufnehmerspule zum zusammengeschalteten Sternpunkt der Aufnehmerspulen bereitstellt. Damit wird der von einer Aufnehmerspule erzeugte Strom zwischen zwei niederohmigen Wegen umgeschaltet, so daß der Betrag des Gesamtstromes durch die Aufnehmerspulen ini wesentlichen unabhängig von der Schaltstellung der steuerbaren Schalter ist. Infolgedessen treten auch keine. Spannungsspitzen mehr auf.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung ist nachstehend näher erläutert. Die Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild des bekannten Gleichspannungskommutationstachometers;

F i g. 2 einen vereinfachten Stromlaufplan eines erfindungsgemäßen bürstenlosen Gleichspannungstachometers;

Fig.3a und 3b detaillierte Stromiaufpläne eines bevorzugten Ausführungsbeispieles der Erfindung;

Fig.4 ein Phasenbild der verschiedenen Tachometerwicklungsspannungen, der logischen Kodiersignale und der Ansteuerungssignale für den Feldeffekttransistor, die bürstenlosen Gleichspannungstachometer der F i g. 3 anliegen.

Bei dem bekannten Tachometer der F i g. 1 ist eine Reihe von vier bürstenlosen Tachometerwicklungen W, X. Y. Z gezeigt, die so in dem Luftspalt des Tachometers angeordnet sind, daß sie durch ein magnetisches Drehfeld geschnitten werden und eine induzierte Spannung erzeugen, deren Größe direkt der Drehzahl der Ankerb5 welle proportional ist. Die Wicklungen sind in Sternschaltung an einen gemeinsamen Punkt 12 und von dort aus an Masse geführt. Die anderen Enden der Wicklungen W. X, Y, Z sind über Feldeffekttransistoren 15, 16,

17, 18 an einen entsprechenden Glättungskreis 20 geführt, der entweder ein Tiefpaßfilter oder ein Rechenverstärker sein kann. Die Gateklenunen der Feldeffekttransistoren 15,16,17,18 sind an eine Schaltung 25 zur Ansteuerung einer Kommutationslogik sowie der Feldeffekttransistoren geführt, welche der Reihe nach einen aus der Gruppe der vier Feldeffekttransistoren ansteuert, um die Wicklungsspannung an den Glättungskreis 20 anzukoppeln. Ein eigener, mit der Drehachse des Tachometers verbundener Kommutator dient der "Erzeugung des Steuersignals, um den richtigen Feldeffekttransistor anzuschalten und die entsprechende Wicklung an den Glättungskreis während des Teiles der Tachometerachsendrehung anzukoppeln, wenn an der Wicklung eine der Drehzahl des Tachometers proportionale Spannung anliegt.

Bei der bekannten, in F i g. 1 gezeigten Schaltung muß jeder einzelne Feldeffekttransistor 15, 16, 17, 18 die durch seini zugeordnete Tachometerwicklung erzeugte Spannung umschalten können. Da viele Tachometerwicklungen im Normalbetrieb bis zu 100 V = erzeugen, wird der Einsatz von solchen Feldeffekttransistoren erforderlich, welche diese Größenordnung von Spannung verarbeiten und schalten können. Ebenso müssen auch die Bauteile eines Verstärkers, der sich im TiefpaSfilter- bzw. im Rechenverstärkerblock 20 befindet, diese verhältnismäßig hohen Gleichspannungen verarbeiten könne«. Außerdem bewirkt der Betrieb der Feldeffekttransistorschalter 15,16,17,18 daß sich Einschaltspannungsstöße an den Wicklungen W, X, Y, Z entwickeln, weil ein Strom von den Wicklungen in der Zeitspanne abgenommen wird, wenn der Feldeffekttransistor angeschaltet wird und kein Strom von den Wicklungen in der Zeitspanne abgegriffen wird, wenn er abgeschaltet wird. Das verhältnismäßig schnelle Abschalten d*ss Feldeffekttransistors wirkt mit der Induktivität der Tachometerwicklurtgen zusammen und induziert große Einschaltstoßspannungen.

Nach F i g. 2 ist ein Ende der Tachometerwicklungen W, X, Y, Z an eine Masseklemme 30 angeschlossen. Die anderen Enden der Wicklungen sind über Widerstände 32,33,34,35 an Knotenpunkte 38,39,40,41 geführt. Die einzelnen Knotenpunkte 38,39,40,41 sind jeweils über zwei parallel und gegensinnig geschaltete Dioden an Masse geführt sowie jeweils über einen Feldeffekttransistor 44, 45, 46, 47 an einen Summierknotenpunkl 50 eines Rechenverstärkers 51.

Wenn z. B. der Feldeffekttransistor 44 sperrt, gelangt der induzierte Strom von der Wicklung W über den Widerstand 32 und den Knotenpunkt 38 sowie eine der beiden gegensinnig geschalteten Dioden an Masse. Wird der Feldeffekttransistor 44 angesteuert, läuft der Strom über den Widerstand 32 und den Knotenpunkt 38 durch den Feldeffekttransistor 44 mit einem niedrigen vorwärts gerichteten Spannungsabfall zum Summierknotenpunkt 50, der praktisch auf Massepotential liegt, wobei kein Strom über die gegensinnig geschaltete Diode läuft, weil die Spannung nicht ausreicht, die Eigenversetzungsspannung der Diode zu überschreiten. Beim Abschalten des Feldeffekttransistors 44 fließt der über den Knotenpunkt 38 fließende Strom wieder über die gegensinnig geschalteten Dioden an Masse. Das An- und Abschalten des Feldeffekttransistors 44 bewirkt eine verhältnismäßig geringe Änderung des Stromflusses von der Wicklung W aus, so daß sich kein Induktionsspannungsstoß ergibt.

Der Betrieb der Feldeffekttransistoren 44, 45, 46, 47 wird durch die logische Kommutatorschaltung 55 gesteuert, die lediglich als Blockschaltbild gezeigt ist

Der Stand der Technik kennt eine Anzahl von Kommutationsschaltungen zur Abgabe von Schaltbefehlen an einen von einer Reihe von Kommutatorschaltungen. Normalerweise erhalten solche logischen Kommutationsschaltungen ein Stellungskodiersignal von der Tachometerwelle und geben ein Signal an den Feldeffekttransistor ab, den entsprechenden Transistor anzusteuern, so daß die Tachometerwicklung, welche ein Kraftlinienfeld einer der Wellendrehzahl proportionalen Geschwindigkeit schneidet an die Endstufe angeschaltet wird. In der Schaltung der F i g. 2 ermöglicht das Strcmumschaltanstelle des Spannungsumschaltverfahrens den Einsatz der Feldeffekttransistoren 44,45,46 und 47, welche Feldeffekttransistoren mit einer verhältnismäßig niedrigen Nennspannung sind, sowie auch den Einsatz der logischen Kommutationsschaltung 55, die ebenfalls mit einer verhältnismäßig niedrigen Nennspannung arbeitet.

Die an der logischen Kommutationsschaltung 55 anliegende Spannung kann beim erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel in der Größenordnur.i von 15 V liegen, wobei die Feldeffekttransistoren nur einer- Spannungspegel gleich dem vorwärts gerichteten Spannungabfall an der gegensinnig geschalteten Diode oder etwa ±0,7 V schalten müssen.

Der Verstärker 51 ist ein Inversionsverstärker gespeist von Spannungen +A und —A. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel können diese Spannungen ± 15 V betragen. Würde das bekannte Umschaltverfahren benutzt so müßten Versorgungsspannungen verwendet werden, welche höher sind als die, die von den Wicklungen W, X, Y, Zerzeugt werden, die in normalen Anwendungsfällen 100 V übersteigen können.
Der Ausgang des Inversionsverstärkers 51 ist an einen nicht invertierenden Hochspannungstrennverstärker 58 geführt, der mit einer Hochspannungsquelle +B und — B verbunden ist Bei normalen Anwendungen können diese Gleichspannungen in der Größenordnung von ± 100 bis 120 V = sein. Der Ausgang des Veirstärkers 58 ist über einen Rückführungswiderstand 60 an den Summierknotenpunkt 50 des Verstärkers 51 geführt, um einen Gesamtverstärker mit geringer Drift und hoher Verstärkungsstabilität zu schaffen. Die Ver-Stärkung des Verstärkers 58 ist so gewählt daß der Niederspannungsverstärker 51 den Ausgang des Verstärkers 58 bis zum vollen Bereich der gewünschten Ausgangsspannungswerte aussteuern kann.

Die F i g. 3a, 3b zeigen einen detaillierten Stromlaufplan des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung. F i g. 4 zeigt die Phasenbeziehung von einigen an verschiedenen Punkten der Schaltung der F i g. 3 anliegenden Spannungen. Wie im Fall der Fig.2 sind die Wicklungen des bürstenlosen Tachometers VV. X. Y, Z mi: einem gemeinsamen Massepunkt 30 verbunden. Die Wellenformen der an den Wicklungen W₁X, Y, Z an'iegenden Spannungen sind in Fi g. 4 gezeigt; ei sind trapezförmige Wellenformen, die um einen Betrag phasenverschoben sind, der dem elektrischen Winkel zwischen den Spulen entspricht, die auf den Ständer des bürstenlosen Gleichstromtachometers gewickelt sind. Die Höhe der Trapezwellenform ist eine Funktion der Tachometerwellendrehzahl.

Die Wicklung Wist über den Widerstand 32 an den Knotenpunkt 38 geführt, der seinerseits an die Anode bzw. Kathode der Dioden 65, 66 angeschlossen ist, die ihrerseits direkt an Masse gelegt sind. Vollkommen analog ist die Wicklung X über den Widerstand 33 an den

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Knotenpunkt 39 angeschlossen und von dort über die Dioden 67,68 an Masse gelegt. Die Wicklung Yist über den Widerstand 34 mit dem Knotenpunkt 40 verbunden und von dort über die Dioden 69,70 an Masse geschlossen, und die Wicklung Z über den Widerstand 35 an den Knotenpunkt 41 angeschlossen und von dort über die Dioden 71,72 an Masse geführt. Die Knotenpunkte 38, 39,40,41 sind dann an die Eingangsklemmen eines mit vier Feldeffekttransistoren bestückten Bausteins 75 geführt, der aus den Feldeffekttransistoren 44, 45, 46, 47 besteht, welche noch mit den internen Schutzdioden 78, 79, 80, 81 versehen sind, deren Anoden an die Feldeffekttransistorklemme und deren Kathoden an Masse geschlossen sind.

Die anderen Ausgangsklemmen der Feldeffekttransistoren 44,45,46,47 sind mit dem Summierknotenpunkt 50 verbunden. Die Gateklemme des Feldeffekttransistors 44 ist an die Klemme 85 einer logischen Kommutationskodierschaltung 86 angeschlossen, deren Ausgangsklemmen 87,88,89 an die Gateklemmen der Feldeffekttransistoren 45, 46, 47 geführt sind. Die logische Schaltung 86 ist ein 21weibit-Binärdekoder, an dessen Eingangsklemmen 90, 91 die in F i g. 4 gezeigten logischen Kodiersignale anliegen und der an seinen Ausgangsklemmen 85, 87, 88, 89 die in F i g. 4 gezeigten Steuersignale für den Feldeffekttransistor erzeugt.

Da die Feldeffekttransistoren 44,45,46,47 nur durch logische Signale »0« der Schaltung 86 angesteuert werden können, ergibt sich aus, den Signalen der F i g. 4, daß jeweils zu einem Zeitpunkt nur ein Feldeffekttransistorschalter angesteuert ist und daß jeder Feldeffekttransistor an- oder abgeschaltet wird in Abhängigkeit vom logischen Schaltzustand der Signale an den Eingängen 90,91, welche von einem Kommutationskodiergerät 95 her anliegen. Das Kommutationskodiergerät kann ein Gerät für die Wellenstellung sein, das mechanisch, optisch oder anderweitig mit der Tachometerwelle verbunden ist und zur Erzeugung eines Satzes logischer Signale (F i g. 4) dient, die an den Klemmen 90, 91 der Schaltung 86 anliegen.

Aus F i g. 4 geht ferner hervor, daß die Phasenbeziehung der an den Klemmen 90,91 der Schaltung 86 anliegenden Signale so eingestellt ist, daß die Steuersignale der Klemmen 85, 87, 88, 89 für die Feldeffekttransistoren 44,45, 46, 47 so gewählt sind, daß diese Feldeffekttransistoren angesteuert werden, so daß die Größe der Wicklungsspannung einer bestimmten Wicklung für einen bestimmten Abschnitt der Wellenstellung abgegriffen wird, wobei die Wicklungsspannung einzig und allein eine Funktion der Wellendrehzahl und nicht der Wellenstellung; ist. Dieser Abschnitt der Wellenstellung tritt während des abgeflachten Teils der entsprechenden Wellenform der Wicklungsspannung auf. Die Widerstände 32,33,34,35 dienen als Eingangswiderstände für den Inversionsrechenverstärker 51 und besitzen in bevorzugtem Ausführungsbeispiel einen Wert von 100 000 Ohm. Da der Summierknotenpunkt des Verstärkers 51 praktisch an Masse liegt, liegt an einem der entsprechenden Eingangswiderstände eines der Feldeffekttransistorschalter ^W, 45, 46, 47, vorausgesetzt, daß dieser angesteuert ist, eine Spannung an, die effektiv mit seiner entsprechenden Wicklungsspannung identisch ist. Die Eingangswiderstände setzen dann die Wicklungsspannungen in einen ihnen proportionalen Strom um, wobei die Proportionalitätskonstante 1 :100 000 Ohm ist

Die Dioden 65—72 und 78—81 erfüllen zwei Aufgaben. Zuerst verhindern sie, daß die Spannung an den Eingängen der Feldeffekttransistoren 44—47 einen annähernden Wert von +0,7V gegen Masse übersteigt, um die Feldeffekttransistoren gegen Hochspannungsschäden oder unerwünschte Ansteuerung zu schützen.

Zweitens stellen diese Dioden einen ununterbrochenen Pfad für den Tachometerwicklungsstrom dar. Wenn z. B. der Feldeffekttransistorschalter 44 angesteuert ist, durchläuft der Wicklungsstrom den Schalter. Wenn der Feldeffekttransistorschalter 44 abgeschaltet ist, durchläuft der Wicklungsstrom entweder die Dioden 65, 78 oder 66 in Abhängigkeit von der Polarität der in der Tachometerwicklung W induzierten Spannung. Da der Wicklungsstrom niemals durch den Schaltvorgang unterbrochen wird, wird einerseits der durch die Induktionswirkung auf die Wicklung ausgelöste Einschaltspannungsstoß und andererseits der schnelle Stromwechsel weitgehend herabgesetzt, um eine Tachometerausgangsspannung zu ergeben, die praktisch frei von Einschaltstößen ist.

Der Rechenverstärker 5i wird von einer ziemlich niedrigen Spannungsquelle von ± 15 V betrieben. Ein Rückführungswiderstand 60 ist mit einem Ausgang 165 der Tachometerschaltung verbunden, so daß der Verstärkungsgrad- und Driftfehler des Pufferverstärkers 58 durch die Verstärkung des Rechenverstärkers 51 unterdrückt werden, wobei der Abstand bei einem normalen handelsüblichen Verstärker 10OdB beträgt. Ein Rückführungskondensator 100, ein Kondensator 10t sowie ein Widerstand 102, die zwischen dem lnversionseingang und dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 51 in Reihe geschaltet sind, dienen der Aufrechterhaltung der Stabilität der gesamten Rückführungs- oder Regelschaltung. Ein Potentiometer 105 ist über einen Widerstand 106 an den nicht invertierenden Eingang des Rechenverstärkers 51 angeschlossen. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 51 ist über einen Widerstand 107 an Masse gelegt Das Potentiometer 105 und die Widerstände 106 sowie !07 dienen zur Erzeugung einer einstellbaren Versetzungsspannung zur Einstellung der Schaltung.

Ein Widerstand 110 ist einerseits an die Gleichspannungsversorgung von 120 V und andererseits an eine 15 V-Zenerdiode 111 geführt, welche eine positive Gleichspannungsquelle von 15 V für den Rechenverstärker 51 und für die logische Schaltung 86 darstellt. Ein Kondensator 112 ist zwischen den 15 V-Gleichspannungspunkt und Masse geschaltet, um die Versorgungsspannung von 15 V zu filtern. Ebenso ist ein Widerstand 115 zwischen die negative Versorgungsspannung von

so 120V= und eine 15 V-Zenerdiode 116 geschaltet, die zur Versorgung der Gleichspannung —15 V d'^nt, welche durch einen Kondensator 117 gefiltert wird. Zwischen die Klemmen 1 und 8 des Rechenverstärkers 51 ist ein Kondensator 53 geschaltet

Das vom Stift 6 des Rechenverstärkers 51 abgegriffene Ausgangssignal steuert den nicht invertierenden Differenzverstärker 58 an, welcher die Transistoren 122, 123, 124, 125 zusammen mit den zugeordneten Schaltungsteilen umfaßt Der Differenzverstärker 58 des bevorzugten Ausführungsbeispiels arbeitet mit einem Verstärkungsgrad von 33, so daß eine maximale Ausgangsspannung von ±10 V des Rechenverstärkers 51 das Ausgangssignal des Pufferverstärkers theoretisch auf ein Maximum von ±330 V aussteuern kann. Der Verstärkungsgrad des Pufferverstärkers kann jedoch auf jeden positiven Sollwert eingestellt werden, der mit der maximalen Sollausgangsspannung vereinbar ist
Ein Widerstand 130 ist zwischen dem positiven Pol

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der 15 V-Versorgungsspannung und der Basis des Transistors 122 geschaltet, während ein Widerstand 131 zwischen den negativen Pol der 15 V-Versorgungsspannung und der Basis des Transistors 123 angeordnet ist. Die Widerstände 130, 131 sorgen für den Vorspannungsstrom der Dioden 132, 133, so daß der Abfall der Spannung an der Diode 132 gleich oder etv/as größer ist als der Spannungsabfall an der Emitterbasisstrecke des Transistors 122, und der Spannungsabfall an der Diode 133 gleiCii oder etwas größer ist als der Spannungsabfall an der Emitter-Basisstrecke des Transistors 123. Diese Vorspannnungsanordnung besitzt die Wirkung, Obergangsverzerrungen des Verstärkers herabzusetzen.

Der Emitter des Transistors 122 ist über einen Widerstand 135 an einen Knotenpunkt 136 geführt, der über einen weiteren Widerstand 137 an Masse gelegt ist. Der Emitter des Transistors 123 ist über einen Widerstand 139 mit dem Knotenpunkt 136 verbunden. Die Transistoren 122,123 sind Stromquellen, deren Kollektorströme proportional der Differenz zwischen der Steuerspannung am Ausgang des Verstärkers 51 und der Rückführungsspannung des Knotenpunktes 136 sind. Die Widerstände 135,139 sind Emitter-Stabilisierungswiderstände zur Stabilisierung des Vorspannungsstromes. Der Kollektor des Transistors 122 ist an einen Vorwiderstand 141 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 123 ist mit einem Vorwiderstand 142 verbunden. Die Vorwiderstände 141, 142 verhindern einen unvorhergesehenen Leistungsverlust der Transistoren 122 und 123.

Die Ausgangstransistoren 124, 125 sind ebenfalls als Strome jellen geschaltet, deren Kollektorströme den Kollektorströmen der Transistoren 122,123 proportional sind. Die Kollektorströme der Transistoren 124,125 sind um das Verhältnis des Widerstandes zwischen Widerstand 145 und 146 sowie Widerstand 147 und 148 stärker als die Kollektorströme der Transistoren 122, 123. Der Widerstand 145 ist zwischen den Widerstand 141 und die Kathode einer Diode 150 geschaltet, deren Anode an die Versorgungsspannung von 120 V geführt ist. Ein Widerstand 146 ist zwischen dem Emitter des Transistors 124 und der Versorgungsspannung von 120 V angeordnet. Ein Widerstand 147 ist zwischen den Widerstand 142 und die Anode einer Diode 151 geschaltet, deren Kathode an den Minuspol der Versorgungsspannung von 120 V angeschlossen ist. Ein Widerstand 148 ist zwischen den Emitter des Transistors 125 und den Minuspol der Versorgungsspannung von 120 V gelegt

Eine Zenerdiode 155 ist zwischen die Basis des Transistors 124 und die 120 V-Versorgungsspannung, und eine Zenerdiode 156 zwischen die Basis des Transistors 125 und den negativen Pol der Versorgungsspannung von 120 V geschaltet Dioden 155, 156 dienen zur Anpassung des Spannungsabfalls an der EmitterBasisstrekke der Transistoren 124,125, womit sie die Übergangsverzerrung am Ausgang des Verstärkers 58 verringern. Die Zenerdioden 155, 156, deren Zündungsspannungswert im bevorzugten Ausführungsbeispiel bei 5,1 V liegt, sperren unter normalen Betriebsbedingungen. Sie steuern durch, wenn der Kollektorstrom der Transistoren 124, 125 einen vorgegebenen Wert übersteigt, so daß die Zenerdioden als Strombegrenzer dienen, indem sie die Basisspannungen der Transistoren 124, 125 auf vorgegebenen Werten halten und damit die maximalen Ausgangsstrom auf einen vorgegebenen Wert begrenzen und die Ausgangstransistoren 124 und 125 schützen.

Der Knotenpunkt 136 ist über einen Transistor 160 an einen Knotenpunkt 161 geführt, der ebenfalls mit den Kollektoren der Transistoren 124, 125 verbunden ist. Der Knotenpunkt 161 ist auch über den Kondensator 100 an den Summierknotenpunkt 50 angeschlossen, der seinerseits mit dem Eingang an Stift 2 des Rechenverstärkers 51 über einen weiteren Widerstand 162 verbunden ist. Der Knotenpunkt 161 ist über einen Widerstand 166 an die Tachometerausgangsklemme 165 angeschlossen.

Die Tachometerausgangsklemme 165 ist über den Rückführungswiderstand 60 mit dem Summierknotenpunkt 50 verbunden. Der Widerstand 166 dient zur Stabilisierung des Verstärkers bei großen kapazitiven Lasten. Die Widerstände 160, 137 bilden ein örtliches Rückführungsnetzwerk vom Ausgang zum Eingang des Pufferverstärkers 58, das zur Stabilisierung des Verstärkungsgrades und der Drift vorgesehen ist. Der Pufferverstärker 58 ist ein nichtinvertierender Regelverstärker, dessen Verstärkungsgrad durch das Verhältnis der Summe der ohmschen Werte der Widerstände 137,160 dividiert durch den ohmschen Wert des Widerstandes 137 bestimmt wird. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Verstärker auf einen Ausgangsstrom vom ±24 mA begrenzt.

Die gesamte Regelverstärkung des Tachometerverstärkers ist gleich dem Verhältnis des ohmschen Wertes des Rückführungswiderstandes 60 zum ohmschen Wert des Widerstandes 32 für den Teil des Arbeitszyklus, in welchem die Spannung von der Wicklung W abgegriffen wird. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der ohmsche Wert der Widerstände 32,33,34,35 gleich, und sowohl diese Widerstände als auch der Rückführungswiderstand 60 wurden auf 100 kOhm eingestellt

Wegen der besonderen Schaltungsanordnung der Erfindung brauchen nur die Transistoren 122,123,124 und 125 sowie der Kondensator 100 auf eine Steuerspannung von ± 120 V ausgelegt werden. Alle anderen Bauteile sind für Niederspannung ausgelegt.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Bürstenlose Tachometervorrichtung mit

a) einer angetriebenen Tachometerwelle,

b) einem durch die Tachometerwelle angetriebenen umlaufenden Magneten,

c) stationären Aufnehmerspulen, die um den Magneten herum angeordnet sind and mit ihren einen Anschlußklemmen einen Sternpunkt bildend zusammengeschaltet sind,

d) steuerbaren Schaltern, die jeweils in Reihe zu den zweiten Anschlußklemmen der Aufnehmerspulen geschaltet sind,

e) einem Steuerkreis zum zyklischen Schließen der steuerbaren Schalter in vorgegebener Reihenfolge und in Abhängigkeit von der Drehzahl der Tachometerwelle,

f) einem Summierverstärker, der mit den durch die Steuerschalteranordnung gleichgerichteten Ausgahgssignaien der Aufnehmerspule beaufschlagt ist, und

g) zwischen die zweiten Klemmen der Aufnehmerspulen und den Summierverstärker geschalteten Widerständen,

dadurch gekennzeichnet, daß

h) die Widerstände (32—35) zwischen den zweiten Anschlußklemmen der Aufnehmerspulen (W- Z) und den steuerbaren Schaltern (44—47) angcordu-t sind, und

i) zwischen den NetzwerKknoten (38—41) zwischen den Widerständen (32—35) und den steuerbaren Schaltern (4#—47--und den Sternpunkt (30) der Aufnehmerspulen (W-Z) jeweils mindestens zwei entgegengesetzt gepolte Dioden (65—72, 78—81) geschaltet sind, von denen zumindest diejenige (65—71), die in Richtung vom Widerstand (32—35) zum Sternpunkt (30) der Aufnehmerspulen (W-Zuleitet, einen größeren Spannungsabfall in Durchlaßrichtung aufweist als ein steuerbarer Schalter (44—47) im Schlijßzustand.