DE2806153A1

DE2806153A1 - Verfahren und anordnung zur messung der phasenanteile in gemischten stroemenden medien

Info

Publication number: DE2806153A1
Application number: DE19782806153
Authority: DE
Inventors: Ronald L Dechene; Frank G Grimaldi; Robert E Newton
Original assignee: Auburn International Inc
Current assignee: Auburn International Inc
Priority date: 1977-02-22
Filing date: 1978-02-14
Publication date: 1978-08-24
Also published as: FR2381307A1; DE2806153C2; JPS53108497A; CA1101070A; GB1570039A; JPS6128095B2

Description

Patentanvälte Dipl.-Ing. H. Weickmann, Dipl.-Phys. IjkrKF

Dipl.-Ing. F. A.Weickmann, Dipl.-Chem. B. Huber Dr.-Ing.H.Liska

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MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 98 3921/22

Auburn International, Inc.

1 Southside Road

Danvers, Mass. 01923/V.St.A.

Verfahren und Anordnung zur Messung der Phasenanteile in gemischten strömenden Medien

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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Messung der Phasenanteile in gemischten strömenden Medien aus dielektrischem Material sowie eine Anordnung zur Durchführung dieses Verfahrens. Dabei handelt es sich insbesondere um die Messung von relativen Phasenanteilen von (nichtleitender) Flüssigkeit und Dampf oder von (nichtleitenden) Feststoffen und Gasen. Solche Messungen werden beispielsweise beim Pumpen von Brennstoff oder öl oder bei der pneumatischen Förderung von festen Partikeln durchgeführt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Meßmöglichkeit für den vorgenannten Zweck bei gemischten strömenden Medien mit inhomogenem Querschnittsprofil der Mischungen anzugeben.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß dem strömenden Medium eine zyklische Folge von gegeneinander versetzten Spannungsfeldern in verteilter, räumlich überlappender, zeitsequentieller Form aufgeprägt wird, wobei jedes Feld der Folge zwischen einer vergleichsweise schmalen Eingangselektrode und einer dieser gegenüberliegenden relativ breiten Empfangselektrode in konischer Form aufgebaut wird, und daß die durch die Felder im strömenden Medium erzeugten und durch die Dielektrizitätskonstante des strömenden Mediums beeinflußten kapazitiven Ströme zur Erzeugung eines Signals summiert werden, das unter Ausmittlung von richtungsabhängigen Änderungen mit den Phasenanteilen des strömenden Mediums korreliert ist.

In Weiterbildung der Erfindung ist eine Anordnung zur Durchführung des vorstehend definierten Verfahrens durch

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folgende Merkmale gekennzeichnet:

eine um den Strömungsweg angeordnete Umfangsfolge von Kondensatorelektroden, eine Einphasen-Hochfrequenz-Oszillatorspannungsquelle, eine Schaltung zur sequentiellen Ankopplung der Spannung an die Kondensatorelektroden zwecks Erzeugung eines Feldes in diskreten Schritten, eine Schaltung zur Messung von durch die Kondensatorelektroden fließenden Strömen und einen Summationskreis für die gemessenen Ströme zur Erzeugung eines Phasenanteilsignals.

Erfindungsgemäß werden Kapazitätsmessungen sequentiell über den Querschnitt der zu messenden Strömung in einer verteilten Sequenz durchgeführt. Die Kapazitätsmessungen in jedem Schritt der Sequenz werden summiert, wobei die Sequenzschritte durch logisches Zählen der hochfrequenten Erregung für die Kapazitätsmessung gesteuert werden. Die hochfrequente Erregung hat dabei einen Frequenzwert, welcher relativ zur Strömungsgeschwindigkeit durch einen Sensor groß ist, so daß die Feststoffe oder die Flüssigkeit für die zu summierenden Messungen praktisch stillstehen. Die Frequenz der Erregung für die Kapazitätsmessung liegt in einem Bereich von 10 bis 100 kHz und beträgt vorzugsweise 30 kHz. Diese Werte liegen über den gebräuchlichen Netzfrequenzen und unter den Radiofrequenzen. Der durch mehrere Elektrodensätze gebildete Sensor erzeugt ein Spannungsfeld im strömenden Medium, das durch die Kapazität des strömenden Mediums beeinflußt wird. Die summierten variablen kapazitiven Ströme vom Sensor werden in ein Spannungssignal überführt, verstärkt und auf einem Meßinstrument als Prozentsatz von Feststoffen oder Flüssigkeit angezeigt. Die Elektroden für die Kapazitätsmessungen sind vorzugsweise in Form von Platten am Umfang einer Leitung für das zu messende

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strömende Material angeordnet; dabei wird vorzugsweise die Leitungswand nicht durchbrochen, so daß die Elektroden nicht in das strömende Medium eintreten oder dieses in anderer Weise stören oder mit ihm in Kontakt treten.

Durch Verwendung eines transparenten (nichtleitenden) Abschnittes der Leitung für das strömende Medium kann der Sensor die Messung von außerhalb der Leitung für das strömende Medium durchführen. Ein Sensorgehäuse wird vorzugsweise durch ein Paar von halbkreisförmigen Rohrabschnitten gebildet, welche an der Außenseite der Leitung für das strömende Medium angeklemmt sind. Jeder halbkreisförmige Abschnitt kann geschichtet ausgebildet sein und enthält die Sensorplatten an der Innenfläche, wobei eine Isolationszwischenschicht und eine äußere Erdebene vorgesehen sind. Die Erdebene enthält koaxiale Verbindungsstücke, durch welche elektrische Leitungen für die Sensorplatten geführt sind.

Der Sensor kann daher in einfacher Weise an verschiedene Stellen der Leitung geschoben werden, wobei er sich immer vollständig außerhalb dieser Leitung befindet. Die Transportfahigkeit und die Wartung des Sensors sind ohne Beeinflussung der Vorgänge in der Leitung sichergestellt. Die Möglichkeit der Messung von strömenden Materialien an der Außenseite des Strömungssystems gewährleistet eine sehr wirtschaftliche und zuverlässige Sensoranordnung im Hinblick auf die Sensormaterialien und dessen Betrieb.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt:

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Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Heßanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig.2A bis 2F eine Folge von Diagrammen,aus denen die ssquentialls Rotation des elektrischen Feldes im Sensor ersichtlich ist;

Fig. 3 eine detaillierte Darstellung als Blockschaltbild einer Schaltlogik für das Ausführungsbeispiel nach den Fig. 1 und 2A bis 2F, wobei jede Sensorplatte über einen jeweils identischen Platten-Umschaltkreis an ein Signal mit einer Frequenz von 30 kHz, an Erde oder an einen Summationspunkt anschaltbar ist;

Fig. 4 ein Schaltbild eines Plattenschaltkreises in der Schaltlogik nach Fig. 3;

Fig. 5 und 6 eine Längsvorderansicht bzw. einen Querschnitt eines für die Anordnung nach den Fig. 1 bis 4 verwendbaren Sensors;

Fig. 7 und 8 eine Längsansicht bzw. einen Querschnitt einer Leitung für ein strömendes Medium, an der ein Sensor nach den Fig. 5 und 6 anbringbar ist; und

Fig. 9A bis 9C jeweils ein elektrisches Schaltbild der Hauptkomponenten der Anordnung nach Fig. 1.

Die Ausführungsform nach Fig. 1 enthält eine Sensoranordnung S mit mehreren Elektrodenplatten P1 bis P6, welche über einen Meßbereich-Einstellkreis an eine Spannungsquelle in Form eines Oszillators 0, einen Summa-

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tionspunkt 2 sowie an einen Meßkreis angekoppelt ist. Der Meßbereich-Einstellkreis enthält einen Spannungsteiler VD, eine Vergleichsstufe COMP sowie Schaltlogikstufen X und Y. Der Oszillator O, welcher vorzugsweise in Form einer ^T,v^rien-Brücke aufgebaut ist, erzeugt ein stabiles sinusförmiges Ausgangssignal mit einer Frequenz von 30 kHz. Dieses Signal wird in einen Meßbereich-Einstellkreis sowie die Vergleichsstufe COMP eingespeist. Die Vergleichsstufe COMP (ein Operationsverstärker) erzeugt ein rechteckförmiges Ausgangssignal mit Spannungen von 0 bis 5 Volt, wobei die Pegelsprünge dieses rechteckförmigen Ausgangssignals in den Nulldurchgängen des 30 kHz-Signals liegen. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe wird durch 16 geteilt und sodann in der Logikstufe Y in eine Dezirsalsequenz von 1 bis 6 überführt. Die Logikstufe X steuert die Schaltsequenz der Sensorplatten über die Logikstufe Y.

Das Ausgangssignal des Meßbereich-Regelzweiges wird über die Schaltlogikstufe an die entsprechende Sensorplatte und an ein Null-Einstellelement mit kleiner Impedanz angekoppelt. Das Ausgangssignal des Null-Einsteilelementes wird invertiert und im Pegel begrenzt und sodann über eine Kapazität CAP als Nullpunkts-Einstellstrom in den Summationspunkt Σ eingestellt. Das Null-Einstellelement ist dem Meßbereich-Einstellzweig nachgeschaltet, um eine Wechselwirkung zwischen der Nullpunkts-Einstellung und der Meßbereichs-Einstellung so klein wie möglich zu halten. Die entsprechenden Sensorplatten sind ebenfalls an den Summationspunkt angekoppelt. Die algebraische Summe der Ströme im Summationspunkt wird durch einen Strom-Spannungswandler I/E in eine Spannung überführt.

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Ein Feldeffekttransistor FET dient zur Abschaltung des Signals während Sequenzübergängen, um zu vermeiden, dai3 die während des Übergangs auftretenden Impulse den folgenden Verstärker in die Sättigung steuern. Das durch einen V.'echselspannungsverstärker ACA verstärkte und durch einen Inverter I invertierte Signal wird zur Erzeugung eines Gleichspannungssignals in einen Synchrongleichrich- ~er SYN RECT eingespeist. Das Ausgangs signal der Vergleichsstufe COi-IP bildet ein Schalt- und Takt-Eingangssignal für den Synchrongleichrichter. Ein Gleichspannungsverstärker DCA liefert ein der festen, oder flüssigen Phase im strömenden Medium proportionales Ausgangssignal von 0 bis 10 Volt, das zur Ansteuerung eines auf einem Armaturenbrett befindlichen ™ei3 instrument es M dient. Aus Zweckmäßigkeitsgründen ist für das Meßinstrument eine Zeitkonstantendämpfung von einer oder 2,5 Sekunden vorgesehen. Zur Eliminierung von Gleichspannungskomponenten im Signal ist ein Gleichspannungs-Nulleinstellungselement vorgesehen.

Die Fig. 2A bis F zeigen sechs Diagramme, aus denen Schritte 1 bis 6 der Spannungsfeld-Rotationsfrequenz ersichtlich sind. In jedem Schritt wird an eine Platte T eine Spannung von 30 kHz angekoppelt, wobei drei gegenüberliegende Platten zur Bildung einer gemeinsamen Empfangsplatte R zusammengeschaltet sind, von der ein kapazitiver Strom, welcher der mittleren Dielektrizitätskonstante im Sensor proportional ist, nach Erde abfließen kann. Die verbleibenden Platten sind an Erde gekoppelt, um die Übertragungsplatte T und die Empfangsplatten R zu trennen. Die äußere Hülse des Sensors liegt ebenfalls an Erde und wirkt daher als Abschirmung für den Sensor. Da eine Konfiguration nicht zu einer adäquaten Verteilung des elektrischen Feldes für die Mittel-

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A A

wertbildung der Dielektrizitätskonstante des gesamten Querschnittes des Sensors führt, schaltet die Schaltlogik die elektrische Lage jeder Platte in einer kontinuierlichen Folge von sechs Schritten weiter, so daß das Feld zur Gewährleistung einer guten Mittelwertbildung rotiert. Die Umfangsabmessung des Feldes an den R-Platten beträgt näherungsweise 180° und ist in jedem Falle größer als 90°, was zur Vermeidung von Interferenzfehlern und eines dadurch bedingten großen Korrekturaufwandes erforderlich ist.

Die Fig. 3 und 4 zeigen die Logik, wobei in Fig. 4 ein Plattenschalterkreis dargestellt ist, welcher in der Schaltung nach Fig. 3 zur selektiven Verbindung der Sensorplatten mit der Spannungsquelle in Form des Oszillators 0, dem Summationspunkt ζ oder der Erdleitung sechsmal verwendet wird. Eine Plattensequenz-Logikstufe erzeugt aus der Sequenz 1 bis 6 für jeden Plattenschalterkreis mit XMIT, GKD und REC bezeichnete logische Pegel. .

Im Schaltbild nach Fig. 4 ist ein Plattenschalterkreis dargestellt. Der Kreis enthält fünf Feldeffekttransistor-Schalter, von denen zwei in Serie geschaltet sind und einen von ihrem Verbindungspunkt nach Erde führenden Widerstand aufweisen. Diese in Serie geschalteten Stufen bilden Zweige für das Signal mit 30 kHz (T) und den Summationspunkt Σ (R)» um die nicht angeschlossene Platte zu isolieren. Der verbleibende Feldeffekttransistor-Schalter dient zur Verbindung der Platte mit Erde.

Die effektive Plattenfläche gemäß den Fig. 2A bis 2F ist für eine Signalstärke optimalisiert, welche für die in Frage kommenden Kapazitätswerte im Submikrofarad-

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Gebiet vorkommt. Die gemäß den Fig. 2A bis 2F zustande kommenden räumlichen Überlappungen führen zur Bildung einer "ersten Kapazitätsplatte" mit einem Bogenmaß von wenigstens 90° und vorzugsweise bis nahezu 180°, während die gegenüberliegende "zweite Kapazitätsplatte" auf weniger als 90° begrenzt ist, um eine dominierende ringförmige Konzentration des Feldes mit hoher Feldstärke zu vermeiden und einen ins Zentrum gerichteten V-förmigen Feldkanal zu erzeugen. Sine definierte Sequenz von Kommutierung sεehritten (mit Zwischenisolation) der Feldrotation führt zu einer Abtastung des gesamten Strömungsquerschnittes, wobei eine einzelne Querschnittsstelle in der axial in einer Leitung fließenden Strömung mehrfach abgetastet wird.

Fig. 9A zeigt ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit einem Operationsverstärker Z1A und seiner zugehörigen Schaltung zur Bildung eines stabilisierten Wien-Brückenoszillators mit automatischer Verstärkungsregelung (frequenz- und amplitudenstabile Kapazitäts-Widerstandsbrücke). Das Ausgangssignal des Oszillators wird in eine Vergleichsstufe Z2A (Vergleichsstufe COMP in Fig. 1) eingespeist. Das Ausgangssignal des Oszillators wird weiterhin in den Meßbereich-Einstellzweig (Fig. 1) eingespeist. Das Ausgangssignal des Meßbereich-Einstellzweiges wird in den nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers Z4A eingespeist, welcher als nicht invertierende Folgestufe ausgebildet ist, um eine Trennung für den Meßbereich-Einstellzweig und einen Treiber kleiner Impedanz für den Nulleinstellzweig (Fig. 1) sowie einen Sensortreiber über eine Umschaltschaltung (Fig. 9C) zu bilden. Das Ausgangssignal des Nulleinstellzweiges wird durch einen Operationsverstärker Z3A invertiert und im Pegel begrenzt und sodann als Nulleinstell-Eingangssignal in

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eine Empfängerschaltung eingespeist.

Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe wird zur Synchrongleichrichtung als Schalteingangssignal in die Empfängerschaltung eingespeist. Weiterhin wird dieses Ausgangssignal als Takteingangssignal in zwei vierstufige Schieberegister-Zähler Z6A und Z9A eingespeist. Das Ausgangssignal des Zählers Z6A ist ein Synchronausgangssignal, dessen Frequenz gleich 30 kHz dividiert durch 16 oder 1,875 kHz ist und das in einen Eingang des Zählers Z9A eingespeist wird. Parallele BDC-Ausgangssignale der vier Stufen des Zählers Z9A werden in einen Binär-Dezimalwandler Z10A eingespeist, welcher eine Sequenz von 1 bis 6 erzeugt, die durch einen Inverter Z11A invertiert und sodann als Slektrodenauswahlsignale in die Unschaltschaltung eingespeist werden. Ein siebter Zählwert des Binär-Deziraalwandlers Z10A wird auf einen Rücksetzeingang des Zählers Z9A zurückgeführt, wodurch die Dezimalzählung auf den Wert 1 rückgesetzt wird.

Die parallelen Ausgangssignale des Zählers Z6A v/erden durch eine Stufe Z7A in eine Dezimalzählung von 0 bis 16 decodiert. Zwei NAND-Gatter Z8A sind als Verriegelungsstufe geschaltet. Wird im Zähler Z7A der Zählwert 15 erreicht, so wird die Verriegelungsstufe gesetzt, während sie rückgesetzt wird, wenn der Zählwert 2 erreicht wird. Das Ausgangssignal der Verriegelungsstufe wird auf den Operationsverstärker Z5A gekoppelt, \relcher als Schmitt-Trigger geschaltet ist und ein Tastausgangssignal erzeugt, das als Kommutierungsaustastsignal in die Empfängerschaltung (Fig. 9C) eingespeist wird.

Fig. 9B zeigt ein Schaltbild der Umschaltschaltung. Die Funktion dieser Schaltung dient zur Ankopplung der Elektrodenplatten des Sensors an das Signal mit 30 kHz (XMIT-

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Eingangssignal), an die Empfängerschaltung (Ausgang zum Empfänger) oder an Erde (GND). Die Schaltfunktionen werden durch Feldeffekttransistor-Schalter Z13 bis Z73, Z153 und Z163 durchgeführt. Für jede übertragungs- oder Empfangsfunktion sind zur geeigneten Trennung zwei Schalter in Kaskade geschaltet. Die Auswahllogik enthält Dreifach-NOR-Gatter Z113 t»is Z143 mit drei Eingängen sowie Inverter ZS3 bis Z103. Die Logik ist so ausgelegt, daß bei Hochliegen einer Elektrodenauswahlleitung die zugehörige Elektrodenplatte für die Übertragung an das Signal mit 30 kHz gekoppelt ist und die vorhergehende sowie die folgenden Platten an Erde gekoppelt sind. Die verbleibenden Platten sind an die Empfängerleitung gekoppelt, da ohne Ansteuerung von einer Elektrodenauswahlleitung als Sende- oder Erdplatte die Platte automatisch mit der Snipfängerleitung verbunden ist. Zur Vermeidung einer schädlichen Beaufschlagung mit zu hohen Spannungen von den Sensorverbindungen sind Dioden vorgesehen.

Fig. 9C zeigt ein Schaltbild der Empfängeranordnung. Die Nulleinstellspannung von der Treiberschaltung (Fig. 9A) wird auf eine Kapazität mit einem Kapazitätswert von 100 Picofarad gegeben, welche einen kapazitiven Strom in den Summationspunkt eines Operationsverstärkers Z1C einspeist, der in bezug auf den in den Summationspunkt vom Sensor über die Umsehaltschaltung eingespeisten Strom um 180° in der Phase verschoben ist. Eine Kapazität im Rückkopplungszweig des Verstärkers Z1C überführt die summierten Eingangsströme in eine Spannung und schiebt die Spannung in Phase mit dem Oszillator und dem Synchroneingangssignal von der Treiberschaltung. Ein Feldeffekttransistor E105 wird durch ein negatives Tastsignal von der Treiberschaltung während der Platten-

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Sequenzkommutierungen gesperrt. Dies erfolgt zur Vermeidung der Sättigung eines folgenden Operationsverstärkers Z2C durch Xommutierungsspitzen.

Der Operationsverstärker Z2C bewirkt eine Spannungsverstärkung, während ein Operationsverstärker Z3C als Inverter mit der Verstärkung 1 arbeitet. Die invertierten und nicht invertierten Signale v/erden über zwei Feldeffekttransistor-Schalter eines Schalters Z5C weitergekoppelt. Die beiden Schalter werden abwechselnd durch das Synchronsignal eingeschaltet, um die Synchrongleichrichtung des Signals durchzuführen. Sin dritter Abschnitt des Schalters Z5C liefert ein invertiertes Synchronsignal für einen "Invertierungssignal"-Schalter.

Sin Operationsverstärker Z4C mit kleiner Äusgangsimpedanz verstärkt das gleichgerichtete Signal und steuert das Meßinstrument mit einer Ausgangsspannung von O bis 10 Volt an, welche dem durch die zu messende feste oder flüssige Phase eingenommenen Volumen des Sensors proportional ist. Die Nulleinstellung auf dem Armaturenbrett eliminiert in der Schaltung auftretende Gleichspannungsverschiebungen, während eine Meßinstrumentkalibrierung die Einstellung des vollen Skalenbereiches des Meßinstrumentes auf exakt 10 Volt ermöglicht.

Die Fig. 5 bis 8 zeigen den mechanischen Aufbau des Sensors mit zwei halbkreisförmigen Rohrhälften 1, welche sich aus einer leitenden Erdebene 2, einer isolierenden Schicht 3 sowie leitenden Sensorplatten 4 zusammengesetzt sind, die sich auf oder in der Isolationsschicht 3 befinden. Die leitenden Sensorplatten sind mit elektrischen Leitern 5 verbunden, welche sich durch die isolierende Schicht erstrecken und mit koaxialen Verbindungsstücken

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6 verbunden oder Teil dieser Verbindungsstücke sind. Die koaxialen Verbindungsstücke 6 sind ihrerseits mit der Erdebene verbunden.

Der durch die zwei halbkreisförmigen Rohrstücke gebildete Sensor sitzt auf der Außenseite eines elektrisch transparenten (nichtleitenden) Abschnittes eines Strömungsrohrs 7, in dem ein zu messendes Material 8 strömt.

Die halbkreisförmigen Abschnitte sind mit Klammern 9 auf den Strömungsrohr befestigt und stehen in engem Kontakt mit der Außenfläche des Strönungsrohres, wobei lediglich ein minimaler Spalt 10 an benachbarten Rändern der Abschnitte verbleibt. Die Anordnung der Sensorplatten erfolgt symmetrisch zu einem Durchmesser des Strömungsrohres, v/ob ei ihre sxiale Länge so gewählt ist, daß die Enden einen ausreichenden Abstand in der geschützten isolierten Schutzstruktur besitzen, um äußere elektrische Störungen zu eliminieren. Diese axiale Länge kann beispielsweise mindestens gleich einem Zoll sein.

Der vorstehend beschriebene Aufbau gewährleistet eine sehr genaue Anordnung der Sensorplattenreihe, welcher für die beschriebene Messung erforderlich ist, wobei jedoch ein leichter Zusammenbau und die Transportfähigkeit erhalten bleiben.

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Claims

Patentansprüche

^/ 1 .J Verfahren zur Messung der Phasenanteile in gemischten ^K'^ strömenden Medien aus dielektrischem Material, dadurch gekennzeichnet, daß dem strömenden Medium eine zyklische Folge von gegeneinander versetzten Spannungsfeldern in verteilter, räumlich überlappender, zeitsequentieller Form aufgeprägt wird, wobei jedes Feld der Folge zwischen einer vergleichsweise schmalen Eingangselektrode und einer dieser gegenüberliegenden relativ breiten Empfangselektrode in konischer Form aufgebaut wird, und daß die durch die Felder im strömenden Medium erzeugten und durch die Dielektrizitätskonstanten des strömenden Mediums beeinflußten kapazitiven Ströme zur Erzeugung eines Signals summiert v/erden, das unter Ausmittlung von richtungsabhängigen Änderungen mit den Phasenanteilen des strömenden Mediums korreliert ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die kapazitiven Messungen mit einer Umfangsaufweitung des Spannungsfeldes von wenigs"
Elektrode durchgeführt werden.

des Spannungsfeldes von wenigstens 90° an der breiteren

Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 und 2, gekennzeichnet durch eine um den Strömungsweg angeordnete Umfangsfolge von Kondensatorelektroden (P1 bis P6), durch eine Einphasen-Hochfrequenz-Oszillatorspannungsquelle (0), durch eine Schaltung zur sequentiellen Ankopplung der Spannung an die Kondensatorelektroden zwecks Erzeugung eines Feldes in diskreten Schritten, durch eine Schaltung zur Messung von durch die Kondensatorelektroden fließenden Strömen und

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durch einen Summationskreis für die gemessenen Ströme zur Erzeugung eines Phasenanteilsignals.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Ankopplung der Spannung an die Kondensatorelektroden so ausgebildet ist, daß bei sequentieller Ansteuerung jeder Kondensatorelektrode als Eingangselektrode wenigstens eine benachbarte Kondensatorelektrode geerdet ist und mehrere nicht benachbarte Kondensatorelektroden relativ zur Übertragungselektrode als Empfangselektroden angesteuert sind.

5. Anordnung nach Anspruch 3 und 4, gekennzeichnet durch eine Umfangsfolge von sechs kreisförmig in gleichem Abstand angeordneten Kondensatorelektroden (P1 bis P6) mit gleicher Breite, von denen drei auf dem Kreis einen Bogen von 180° belegende Kondensatorelektroden in jedem gegebenen Zeitpunkt als Empfangselektroden (R) angesteuert sind und einer gleichzeitig angesteuerten Übertragungselektrode (T) gegenüberliegen.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung und der Summationskreis einen Synchrongleichrichter für die summierten Ströme zur Erzeugung eines Meßgleichspannungssignals aus der in die Kondensatorelektroden (P1 bis P6) eingespeisten hochfrequenten Schwingung enthalten.

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung zur Ankopplung der Spannung an die Kondensatorelektroden (P1 bis P6) einen Kreis zur Abschaltung der Elektrodenspeisung während Sequenzumschaltungen enthält.

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8. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Abschaltkreis in Kaskade geschaltete Feldeffekttransistoren enthält.

9. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatorelektroden (P1 bis ?6) in einer rohrförmigen Hülle (1) vorgesehen sind, v/elche auf einen elektrisch nichtleitenden rohrförmigen Abschnitt einer Leitung (7) für die zu messende Strömung aufsetzbar ist.

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