DE2806153C2 - - Google Patents
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur
Messung zweier Phasenanteile in gemischten strömenden
Medien aus dielektrischem Material sowie eine Anordnung zur
Durchführung dieses Verfahrens.
Dabei handelt es sich insbesondere um die Messung von
relativen Phasenanteilen von (nichtleitender) Flüssigkeit
und Dampf oder von (nichtleitenden) Feststoffen und Gasen.
Solche Messungen werden beispielsweise beim Pumpen von
Brennstoff oder Öl oder bei der pneumatischen Förderung von
festen Partikeln durchgeführt.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine
Meßmöglichkeit für den vorgenannten Zweck bei gemischten
strömenden Medien mit inhomogenem Querschnittsprofil der
Mischungen anzugehen.
Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs
genannten Art erfindungsgemäß durch die Merkmale des
kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.
In Weiterbildung der Erfindung ist eine Anordnung zur
Durchführung des vorstehend definierten Verfahrens durch
die Merkmale des kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs
3 gekennzeichnet.
Es werden Kapazitätsmessungen sequentiell über
den Querschnitt der zu messenden Strömung in einer
verteilten Sequenz durchgeführt. Die Kapazitätsmessungen in
jedem Schritt der Sequenz werden summiert, wobei die
Sequenzschritte durch logisches Zählen der hochfrequenten
Erregung für die Kapazitätsmessung gesteuert werden. Die
hochfrequente Erregung hat dabei einen Frequenzwert,
welcher relativ zur Strömungsgeschwindigkeit durch einen
Sensor groß ist, so daß die Feststoffe oder die Flüssigkeit
für die zu summierenden Messungen praktisch stillstehen.
Die Frequenz der Erregung für die Kapazitätsmessung liegt
in einem Bereich von 10 bis 100 kHz und beträgt
vorzugsweise 30 kHz. Diese Werte liegen über den
gebräuchlichen Netzfrequenzen und unter den
Radiofrequenzen. Der durch mehrere Elektrodensätze
gebildete Sensor erzeugt ein Spannungsfeld im strömenden
Medium, das durch die Kapazität des strömenden Mediums
beeinflußt wird. Die summierten variablen kapazitiven
Ströme vom Sensor werden in ein Spannungssignal überführt,
verstärkt und auf einem Meßinstrument als Prozentsatz von
Feststoffen oder Flüssigkeit angezeigt. Die Elektroden für
die Kapazitätsmessungen sind vorzugsweise plattenförmig am
Umfang einer Leitung für das zu messende
strömende Material angeordnet; dabei wird vorzugsweise
die Leitungswand nicht durchbrochen, so daß die Elektroden
nicht in das strömende Medium eintreten oder dieses
in anderer Weise stören oder mit ihm in Kontakt treten.
Durch Verwendung eines transparenten (nichtleitenden) Abschnittes
der Leitung für das strömende Medium kann der
Sensor die Messung von außerhalb der Leitung für das
strömende Medium durchführen. Ein Sensorgehäuse wird
vorzugsweise durch ein Paar von halbkreisförmigen Rohrabschnitten
gebildet, welche an der Außenseite der Leitung
für das strömende Medium angeklemmt sind. Jeder
halbkreisförmige Abschnitt kann geschichtet ausgebildet
sein und enthält die Sensorelektroden an der Innenfläche,
wobei eine Isolationszwischenschicht und eine äußere
Erdebene vorgesehen sind. Die Erdebene enthält koaxiale
Verbindungsstücke, durch welche elektrische Leitungen
für die Sensorelektroden geführt sind.
Der Sensor kann daher in einfacher Weise an verschiedene
Stellen der Leitung geschoben werden, wobei er sich immer
vollständig außerhalb dieser Leitung befindet. Die
Transportfähigkeit und die Wartung des Sensors sind ohne
Beeinflussung der Vorgänge in der Leitung sichergestellt.
Die Möglichkeit der Messung von strömenden Materialien
an der Außenseite des Strömungssystems gewährleistet
eine sehr wirtschaftliche und zuverlässige Sensoranordnung
im Hinblick auf die Sensormaterialien und dessen
Betrieb.
Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren
der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Meßanordnung gemäß
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 2A bis 2F eine Folge von Diagrammen, aus denen die
sequentielle Rotation des elektrischen Feldes
im Sensor ersichtlich ist,
Fig. 3 eine detaillierte Darstellung als Blockschaltbild
einer Schaltlogik für das Ausführungsbeispiel
nach den Fig. 1 und 2A bis 2F, wobei jede
Sensorelektrode über einen jeweils identischen
Platten-Umschaltkreis an ein Signal mit einer
Frequenz von 30 kHz, an Erde oder an einen Summationspunkt
anschaltbar ist,
Fig. 4 ein Schaltbild eines Plattenschaltkreises in der
Schaltlogik nach Fig. 3,
Fig. 5 und 6 eine Längsvorderansicht bzw. einen Querschnitt
eines für die Anordnung nach den Fig.
1 bis 4 verwendbaren Sensors,
Fig. 7 und 8 eine Längsansicht bzw. einen Querschnitt
einer Leitung für ein strömendes Medium, an der
ein Sensor nach den Fig. 5 und 6 anbringbar ist,
und
Fig. 9A bis 9C jeweils ein elektrisches Schaltbild der
Hauptkomponenten der Anordnung nach Fig. 1.
Die Ausführungsform nach Fig. 1 enthält eine Sensoranordnung
S mit mehreren Kondensatorelektroden P 1 bis P 6, welche
über einen Meßbereich-Einstellkreis an eine Spannungsquelle
in Form eines Oszillators O, einen Summationspunkt
Σ sowie an einen Meßkreis angekoppelt ist.
Der Meßbereich-Einstellkreis enthält einen Spannungsteiler
VD, eine Vergleicherstufe COMP sowie Schaltlogikstufen
X und Y. Der Oszillator O, welcher vorzugsweise in Form
einer Wien-Brücke aufgebaut ist, erzeugt ein stabiles
sinusförmiges Ausgangssignal mit einer Frequenz von
30 kHz. Dieses Signal wird in einen Meßbereich-Einstellkreis
sowie die Vergleichsstufe COMP eingespeist. Die
Vergleichsstufe COMP (ein Operationsverstärker) erzeugt
ein rechteckförmiges Ausgangssignal mit Spannungen von
0 bis 5 Volt, wobei die Pegelsprünge dieses rechteckförmigen
Ausgangssignals in den Nulldurchgängen des
30-kHz-Signals liegen. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe
wird durch 16 geteilt und sodann in der Logikstufe
Y in eine Dezimalsequenz von 1 bis 6 überführt. Die Logikstufe
X steuert die Schaltsequenz der Sensorplatten über
die Logikstufe Y.
Das Ausgangssignal des Meßbereich-Regelzweiges wird über
die Schaltlogikstufe an die entsprechende Sensorplatte
und an ein Null-Einstellelement mit kleiner Impedanz
angekoppelt. Das Ausgangssignal des Null-Einstellelementes
wird invertiert und im Pegel begrenzt und sodann
über eine Kapazität CAP als Nullpunkt-Einstellstrom
in den Summationspunkt Σ eingestellt. Das Null-
Einstellelement ist dem Meßbereich-Einstellzweig nachgeschaltet,
um eine Wechselwirkung zwischen der Nullpunkt-
Einstellung und der Meßbereich-Einstellung so klein wie
möglich zu halten. Die entsprechenden Sensorelektroden sind
ebenfalls an den Summationspunkt angekoppelt. Die algebraische
Summe der Ströme im Summationspunkt wird durch
einen Strom-Spannungswandler I/E in eine Spannung überführt.
Ein Feldeffekttransistor FET dient zur Abschaltung des
Signals während Sequenzübergängen, um zu vermeiden, daß
die während des Übergangs auftretenden Impulse den folgenden
Verstärker in die Sättigung steuern. Das durch
einen Wechselspannunsverstärker ACA verstärkte und durch
einen Inverter I invertierte Signal wird zur Erzeugung
eines Gleichspannungssignals in einen Synchrongleichrichter
SYN RECT eingespeist. Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe
COMP bildet eine Schalt- und Takt-Eingangssignal
für den Synchrongleichrichter. Ein Gleichspannungsverstärker
DCA liefert ein der festen oder flüssigen Phase
im strömenden Medium proportionales Ausgangssignal
von 0 bis 10 Volt, das zur Ansteuerung eines auf einem
Armaturenbrett befindlichen Meßinstrumentes M dient. Aus
Zweckmäßigkeitsgründen ist für das Meßinstrument eine
Zeitkonstantendämpfung von einer oder 2,5 Sekunden vorgesehen.
Zur Eliminierung von Gleichspannungskomponenten
im Signal ist ein Gleichspannungs-Nulleinstellungselement
vorgesehen.
Die Fig. 2A bis F zeigen sechs Diagramme, aus denen
Schritte 1 bis 6 der Spannungsfeld-Rotationsfrequenz
ersichtlich sind. In jedem Schritt wird an eine Eingangselektrode
T eine Spannung von 30 kHz angekoppelt, wobei drei gegenüberliegende
Platten zur Bildung einer gemeinsamen
Empfangselektrode R zusammengeschaltet sind, von der ein
kapazitiver Strom, welcher der mittleren Dielektrizitätskonstante
im Sensor proportional ist, nach Erde
abfließen kann. Die verbleibenden Elektroden sind an Erde
gekoppelt, um die Eingangselektrode T und die Empfangselektroden
R zu trennen. Die äußere Hülse des Sensors liegt
ebenfalls an Erde und wirkt daher als Abschirmung für
den Sensor. Da eine Konfiguration nicht zu einer adäquaten
Verteilung des elektrischen Feldes für die Mittelwertbildung
der Dielektrizitätskonstante des gesamten
Querschnittes des Sensors führt, schaltet die Schaltlogik
die elektrische Lage jeder Elektrode in einer kontinuierlichen
Folge von sechs Schritten weiter, so daß
das Feld zur Gewährleistung einer guten Mittelwertbildung
rotiert. Die Umfangsabmessung des Feldes an den
R-Elektroden beträgt näherungsweise 180° und ist in jedem
Falle größer als 90°, was zur Vermeidung von Interferenzfehlern
und eines dadurch bedingten großen Korrekturaufwandes
erforderlich ist.
Die Fig. 3 und 4 zeigen die Logik, wobei in Fig. 4 ein
Elektrodenschalterkreis dargestellt ist, welcher in der
Schaltung nach Fig. 3 zur selektiven Verbindung der
Sensorplatten mit der Spannungsquelle in Form des Oszillators
O, dem Summationspunkt Σ oder der Erdleitung
sechsmal verwendet wird. Eine Elektrodensequenz-Logikstufe
erzeugt aus der Sequenz 1 bis 6 für jeden Elektrodenschalterkreis
mit XMIT, GND und REC bezeichnete logische Pegel.
Im Schaltbild nach Fig. 4 ist ein Elektrodenschalterkreis
dargestellt. Der Kreis enthält fünf Feldeffekttransistor-
Schalter, von denen zwei in Serie geschaltet sind und
einen von ihrem Verbindungspunkt nach Erde führenden
Widerstand aufweisen. Diese in Serie geschalteten Stufen
bilden Zweige für das Signal mit 30 kHz (T) und den
Summationspunkt Σ (R), um die nicht angeschlossene Elektrode
zu isolieren. Der verbleibende Feldeffekttransistor-
Schalter dient zur Verbindung der Elektrode mit Erde.
Die effektive Elektrodenfläche gemäß den Fig. 2A bis 2F
ist für eine Signalstärke optimalisiert, welche für die
in Frage kommenden Kapazitätswerte im Submikrofarad-
Gebiet vorkommt. Die gemäß den Fig. 2A bis 2F zustande
kommenden räumlichen Überlappungen führen zur Bildung
einer "ersten Kapazitätselektrode" mit einem Bogenmaß von
wenigstens 90° und vorzugsweise bis nahezu 180°, während
die gegenüberliegende "zweite Kapazitätselektrode" auf weniger
als 90° begrenzt ist, um eine dominierende ringförmige
Konzentration des Feldes mit hoher Feldstärke zu vermeiden
und einen ins Zentrum gerichteten V-förmigen Feldkanal
zu erzeugen. Eine definierte Sequenz von Kommutierungsschritten
(mit Zwischenisolation) der Feldrotation
führt zu einer Abtastung des gesamten Strömungsquerschnittes,
wobei eine einzelne Querschnittsstelle in der axial
in einer Leitung fließenden Strömung mehrfach abgetastet
wird.
Fig. 9A zeigt ein Schaltbild einer Ansteuerschaltung mit
einem Operationsverstärker Z 1A und seiner zugehörigen
Schaltung zur Bildung eines stabilisierten Wien-Brückenoszillators
mit automatischer Verstärkungsregelung (frequenz-
und amplitudenstabile Kapazitäts-Widerstandsbrücke).
Das Ausgangssignal des Oszillators wird in eine Vergleichsstufe
Z 2A (Vergleichsstufe COMP in Fig. 1) eingespeist.
Das Ausgangssignal des Oszillators wird weiterhin in den
Meßbereich-Einstellzweig (Fig. 1) eingespeist. Das Ausgangssignal
des Meßbereich-Einstellzweiges wird in den
nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers
Z 4A eingespeist, welcher als nicht invertierende Folgestufe
ausgebildet ist, um eine Trennung für den Meßbereich-
Einstellzweig und einen Treiber kleiner Impedanz
für den Nulleinstellzweig (Fig. 1) sowie einen Sensortreiber
über eine Umschaltschaltung (Fig. 9C) zu bilden.
Das Ausgangssignal des Nulleinstellzweiges wird durch
einen Operationsverstärker Z 3A invertiert und im Pegel
begrenzt und sodann als Nulleinstell-Eingangssignal in
eine Empfängerschaltung eingespeist.
Das Ausgangssignal der Vergleichsstufe wird zur Synchrongleichrichtung
als Schalteingangssignal in die Empfängerschaltung
eingespeist. Weiterhin wird dieses Ausgangssignal
als Takteingangssignal in zwei vierstufige Schieberegister-
Zähler Z 6A und Z 9A eingespeist. Das Ausgangssignal
des Zählers Z 6A ist ein Synchronausgangssignal,
dessen Frequenz gleich 30 kHz dividiert durch 16 oder
1,875 kHz ist und das in einen Eingang des Zählers Z 9A
eingespeist wird. Parallele BDC-Ausgangssignale der vier
Stufen des Zählers Z 9A werden in einen Binär-Dezimalwandler
Z 10A eingespeist, welcher eine Sequenz von 1 bis
6 erzeugt, die durch einen Inverter Z 11A invertiert und
sodann als Elektrodenauswahlsignale in die Umschaltschaltung
eingespeist werden. Ein siebter Zählwert des Binär-
Dezimalwandlers Z 10A wird auf einen Rücksetzeingang des
Zählers Z 9A zurückgeführt, wodurch die Dezimalzählung
auf den Wert 1 rückgesetzt wird.
Die parallelen Ausgangssignale des Zählers Z 6A werden
durch eine Stufe Z 7A in eine Dezimalzählung von 0 bis 16
decodiert. Zwei NAND-Gatter Z 8A sind als Verriegelungsstufe
geschaltet. Wird im Zähler Z 7A der Zählwert 15
erreicht, so wird die Verriegelungsstufe gesetzt, während
sie rückgesetzt wird, wenn der Zählwert 2 erreicht
wird. Das Ausgangssignal der Verriegelungsstufe wird auf
den Operationsverstärker Z 5A gekoppelt, welcher als
Schmitt-Trigger geschaltet ist und ein Tastausgangssignal
erzeugt, das als Kommutierungsaustastsignal in
die Empfängerschaltung (Fig. 9C) eingespeist wird.
Fig. 9B zeigt ein Schaltbild der Umschaltschaltung. Die
Funktion dieser Schaltung dient zur Ankopplung der Elektroden
des Sensors an das Signal mit 30 kHz (XMIT-
Eingangssignal), an die Empfängerschaltung (Ausgang zum
Empfänger) oder an Erde (GND). Die Schaltfunktionen werden
durch Feldeffekttransistor-Schalter Z 1B bis Z 7B,
Z 15B und Z 16B durchgeführt. Für jede Übertragungs- oder
Empfangsfunktion sind zur geeigneten Trennung zwei
Schalter in Kaskade geschaltet. Die Auswahllogik enthält
Dreifach-NOR-Gatter Z 11B bis Z 14B mit drei Eingängen sowie
Inverter Z 8B bis Z 10B. Die Logik ist so ausgelegt,
daß bei Hochliegen einer Elektrodenauswahlleitung die
zugehörige Elektrode für die Übertragung an das
Signal mit 30 kHz gekoppelt ist und die vorhergehende
sowie die folgenden Elektroden an Erde gekoppelt sind. Die
verbleibenden Elektroden sind an die Empfängerleitung gekoppelt,
da ohne Ansteuerung von einer Elektrodenauswahlleitung
als Sende- oder Erdelektrode die Elektrode automatisch
mit der Empfängerleitung verbunden ist. Zur Vermeidung
einer schädlichen Beaufschlagung mit zu hohen
Spannungen von den Sensorverbindungen sind Dioden vorgesehen.
Fig. 9C zeigt ein Schaltbild der Empfängeranordnung. Die
Nulleinstellspannung von der Treiberschaltung (Fig. 9A)
wird auf eine Kapazität mit einem Kapazitätswert von
100 Picofarad gegeben, welche einen kapazitiven Strom
in den Summationspunkt eines Operationsverstärkers Z 1C
einspeist, der in bezug auf den in den Summationspunkt
vom Sensor über die Umschaltschaltung eingespeisten Strom
um 180° in der Phase verschoben ist. Eine Kapazität im
Rückkopplungszweig des Verstärkers Z 1C überführt die
summierten Eingangsströme in eine Spannung und schiebt
die Spannung in Phase mit dem Oszillator und dem Synchroneingangssignal
von der Treiberschaltung. Ein Feldeffekttransistor
E 105 wird durch ein negatives Tastsignal
von der Treiberschaltung während der Elektroden-
Sequenzkommutierungen gesperrt. Dies erfolgt zur Vermeidung
der Sättigung eines folgenden Operationsverstärkers
Z 2C durch Kommutierungsspitzen.
Der Operationsverstärker Z 2C bewirkt eine Spannungsverstärkung,
während ein Operationsverstärker Z 3C als Inverter
mit der Verstärkung 1 arbeitet. Die invertierten
und nicht invertierten Signale werden über zwei Feldeffekttransistor-
Schalter eines Schalters Z 5C weitergekoppelt.
Die beiden Schalter werden abwechselnd durch
das Synchronsignal eingeschaltet, um die Synchrongleichrichtung
des Signals durchzuführen. Ein dritter Abschnitt
des Schalters Z 5C liefert ein invertiertes Synchronsignal
für einen "Invertierungssignal"-Schalter.
Ein Operationsverstärker Z 4C mit kleiner Ausgangsimpedanz
verstärkt das gleichgerichtete Signal und steuert das
Meßinstrument mit einer Ausgangsspannung von 0 bis 10 Volt
an, welche dem durch die zu messende feste oder flüssige
Phase eingenommenen Volumen des Sensors proportional ist.
Die Nulleinstellung auf dem Armaturenbrett eliminiert in
der Schaltung auftretende Gleichspannungsverschiebungen,
während eine Meßinstrumentkalibrierung die Einstellung
des vollen Skalenbereiches des Meßinstrumentes auf exakt
10 Volt ermöglicht.
Die Fig. 5 bis 8 zeigen den mechanischen Aufbau des Sensors
mit zwei halbkreisförmigen Rohrhälften 1, welche
sich aus einer leitenden Erdebene 2, einer isolierenden
Schicht 3 sowie leitenden Sensorelektroden 4 zusammengesetzt
sind, die sich auf der in der Isolationsschicht 3 befinden.
Die leitenden Sensorelektroden sind mit elektrischen
Leitern 5 verbunden, welche sich durch die isolierende
Schicht erstrecken und mit koaxialen Verbindungsstücken
6 verbunden oder Teil dieser Verbindungsstücke sind. Die
koaxialen Verbindungsstücke 6 sind ihrerseits mit der
Erdebene verbunden.
Der durch die zwei halbkreisförmigen Rohrstücke gebildete
Sensor sitzt auf der Außenseite eines elektrisch transparenten
(nichtleitenden) Abschnittes eines Strömungsrohrs
7, in dem ein zu messendes Material 8 strömt.
Die halbkreisförmigen Abschnitte sind mit Klammern 9 auf
dem Strömungsrohr befestigt und stehen in engem Kontakt
mit der Außenfläche des Strömungsrohres, wobei lediglich
ein minimaler Spalt 10 an benachbarten Rändern der Abschnitte
verbleibt. Die Anordnung der Sensorelektroden erfolgt
symmetrisch zu einem Durchmesser des Strömungsrohres,
wobei ihre axiale Länge so gewählt ist, daß die
Enden einen ausreichenden Abstand in der geschützten
isolierten Schutzstruktur besitzen, um äußere elektrische
Störungen zu eliminieren. Diese axiale Länge kann
beispielsweise mindestens gleich einem Zoll sein.
Der vorstehend beschriebene Aufbau gewährleistet eine
sehr genaue Anordnung der Sensorelektrodenreihe, welcher
für die beschriebene Messung erforderlich ist, wobei
jedoch ein leichter Zusammenbau und die Transportfähigkeit
erhalten bleiben.
Claims (6)
1. Verfahren zur Messung zweier Phasenanteile in
gemischten strömenden Medien aus dielektrischem
Material, dadurch gekennzeichnet, daß dem strömenden
Medium eine zyklische Folge von gegeneinander
versetzten Spannungsfeldern in verteilter, räumlich
überlappender, zeitsequentieller Form aufgeprägt
wird, wobei jedes Feld der Folge zwischen einer
vergleichsweise schmalen Eingangselektrode und einer
dieser gegenüberliegenden relativ breiten
Empfangselektrode in konischer Form aufgebaut wird,
und daß durch die Spannungsfelder im strömenden
Medium erzeugte und durch die
Dielektrizitätskonstanten des strömenden Mediums
beeinflußte kapazitive Ströme gemessen und zur
Erzeugung eines mit den Phasenanteilen des strömenden
Mediums korrelierten Signals summiert werden, wobei
richtungsabhängige Änderungen ausgemittelt werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der konische Aufbau der Spannungsfelder in Form
einer Umfangsaufweitung von wenigstens 90° an der
Empfangselektrode durchgeführt werden.
3. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach
Anspruch 1 und 2, gekennzeichnet durch eine um den
Strömungsweg angeordnete Umfangsfolge von
Kondensatorelektroden (P 1 bis P 6), durch eine
Einphasen-Hochfrequenz-Oszillatorspannungsquelle (O),
durch eine Schaltung zur sequentiellen Ankopplung der
Spannung an die Kondensatorelektroden zwecks
Erzeugung eines Spannungsfeldes in diskreten
Schritten, durch eine Schaltung zur Messung von durch
die Kondensatorelektroden fließenden Strömen und
durch einen Summationskreis für die gemessenen Ströme
zur Erzeugung eines Phasenanteilsignals.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die Schaltung zur Ankopplung der Spannung an die Kondensatorelektroden
so ausgebildet ist, daß bei sequentieller
Ansteuerung jeder Kondensatorelektrode als Eingangselektrode
wenigstens eine benachbarte Kondensatorselektrode
geerdet ist und mehrere nicht benachbarte
Kondensatorelektroden relativ zur Eingangselektrode als
Empfangselektroden angesteuert sind.
5. Anordnung nach Anspruch 3 und 4, gekennzeichnet durch
eine Umfangsfolge von sechs kreisförmig in gleichem
Abstand angeordneten Kondensatorelektroden (P 1 bis P 6)
mit gleicher Breite, von denen drei auf dem Kreis einen
Bogen von 180° belegende Kondensatorelektroden in jedem
gegebenen Zeitpunkt als Empfangselektroden (R) angesteuert
sind und einer gleichzeitig angesteuerten Eingangselektrode
(T) gegenüberliegen.
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltung zur Messung der durch
die Kondensatorelektroden fließenden Ströme und der
Summationskreis einen Synchrongleichrichter für die
summierten Ströme zur Erzeugung eines Meßgleichspannungssignals
aus der in die Kondensatorelektroden (P 1 bis P 6)
eingespeisten hochfrequenten Schwingung enthalten.
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schaltung zur Ankopplung der Spannung
an die Kondensatorelektroden (P 1 bis P 6) einen Kreis
zur Abschaltung der Elektrodenspeisung während Sequenzumschaltungen
enthält.
8. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Abschaltkreis in Kaskade geschaltete
Feldeffekttransistoren enthält.9. Anordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die Kondensatorelektroden (P 1 bis P 6)
in einer rohrförmigen Hülle (1) vorgesehen sind, welche
auf einen elektrisch nichtleitenden rohrförmigen Abschnitt
einer Leitung (7) für die zu messende Strömung
aufsetzbar ist.
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