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Breitbandiger Mikrowellen-Oszillator in der Verwendung als Phasenmodulator
(Zusatz zur Patentanmeldung P 27 10 i64.o) Die vorliegende Erfindung befaßt sich
mit einem breitbandigen Mikrowellen-Oszillator mit niedriger belasteter Güte, bestehend
aus einem aktiven Element, beispielsweise einem Festkörperzweipol, mit negativem
Widerstand in einem Resonanzkreis aus einem unterhalb seiner Grenzfrequenz betriebenen
Hohlleiter von rechteckigem Querschnitt und einer Koppelanordnung zur Auskopplung
der Energie, wobei die Koppelanordnung so weit von den Enden des Hohlleiters entfernt
ist, daß die erzeugte Grundwelle von den Abschlüssen des IIohlleiters nicht beeinflußbar
und das aktive Element mit einer Zusatzkapazität nahe der Auskopplung angeordnet
sind, nach Patent . .. ... (Patentanmeldung P 27 10 164.0).
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Im Hauptpatent .. .. ... (Patentanmeldung P r97 10 i64.o) ist ein
breitbandiger i4ikrowellen-Oszillator beschrieben, der in einem unterhalb seiner
Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiter angeordnet ist. Dieser liohlleiter hat im fletriebsfrequonzbe
reich keine Leitungseigenschaft, sondern stellt eine lnduktivität dar. Die Induktivität
kann als quasikonzentriert botrachtet werden. Gleiches gilt auch für eine durch
eine Abstimmschraube hervorgerufene Kapazität.
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Die elektrischen Eigenschaften dieser beiden Blindelemente kann inan,
da sie als konzentrierte Bauelemente betrachtet werden können, zur Reflexion ankommender
Wellen ausnutzen und sehr genau definierte Phasenbeziehungen der reflektierten Welle
mit der ankommenden Welle einstellen. Aus dieser Eigenschaft heraus kann man diese
Anordnung auch als Phasenmodulator verwenden.
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Für die Übertragung von Digitalsignalen über Richtfunksysteine hat
sich die Phasenumtastung (PSK) als das günstigste Hodulationsverfahren erwiesen.
Sie ist bezüglich des Leistungs- und Bandbreitenbedarfs allen anderen bekannten
Nodulationsarten überlegen.
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Besonders spricht für dieses Modulationsverfahren, daß es Mit Hilfe
digitaler Phasenmodulatoren sehr einfach und mit geringen Verlusten realisierbar
ist.
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Digitale Roflexions-Phasenmodulstoren werden in zwei Ausführungsformen
angewendet: 1. Mit einem 3-dB-Koppler, der an zwei Armen mit einem verlustarmen
Abschluß vorschen ist (vg). Fig. la). Die in der Bezugsebene E zulaufende Welle
wird zu gleichen Teilen auf die beiden vorlustarmen Abschlüsse aufgeteilt.
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Die Teilwellon werden dort mit einem bostimmtenb auf zwei Werte einstellbaren
Winkel reflektiert und lanzen wieder auf den 3-dB-Xoppler zu. Sie addieren sich
in Bezugsebene A und laschen sich bei z aus.
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2. >iit einem Zirkulator, der an einem Arm mit einem vcrlustarmen
Abschluß versehen ist (vgl. Fig. ib). hier gelangt die zulaufende Welle zum Abschluß.
Sie wird dort mit cinem bestimmten, auf zwei Werte einstellbaren Phasenwinkel reflektiert
und läuft dann zum Ausgang A.
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Der verlustarme Abschluß hat einen Eingangsreflexionsfator, der sich
unter dem Einfluß des zu übertragenden Digitalsignals betragsmäßig kaum und winkelmäßig
um einen bestimmten Betrag von 1800, 900, 450 usw. ändern kann.
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Beispiel: hat das Digitalsignal den logischen Zustand 0, so ist der
Winkel 9 des Reflexionsfaktors re gleich o°; ist der logische Zustand des Digitalsignals
gleich 1, so ist der Winkel 9 des Reflexionsfaktors re gleich 180° (90°, 45° usw.)
Da
bei idealem 3-dB-Kopplor und idealem Zirkulator der Winkel @ auch als Winkel des
Transmissionsfaktors SA,E erscheint, wird beim Wechsel des logischen Zustands des
Digitalsignals der Phasenwinkel der durchlaufenden Mikrowelle um die Winlceldifferenz
@ = 1800, 900 usw. geändert.
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Aufgabe des Phasenmodulators ist es, don Phasenwinkel der ablaufenden
Welle am Ausgang A durch Umpolung des aktiven Elementes, z.B. einer Schaltdiode,
um einen bestimmten Betrag #@ zu ändern.
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Dies tritt ein, wenn sich der Winkel des Reflexionsfaktors r bei Umpolung
der Schaltdiode um den Betrag #@ ändert und der Betrag von re dabei konstant bleibt.
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Der Reflexionsfaktor r ist bei leitender Schaltdiode r', a bei gesperrter
Schaltdiode ratt. Aufgrund der parasitären a Wirk- und Blindelemente der Schaltdiode
sind r ' und r a a nicht betragsgleich und unterscheiden sich im allgemeinen in
ihrem Phasenwinkel nicht um , sondern um einen anderen Wert. Daher müssen die Diodenreflexionsfaktoren
ra' und ra" mit einem Transformationsnetzwerk in die Reflexionsfaktoren r | und
r " transformiert werden.
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e e Solche Transformationsnetzwerke sind bisher mit Leitungselementen
in Hohlleiter-Koaxial- oder Streifenleitungstechnik
aufgebaut worden.
Diese Netzwerke weisen jedoch folgende Nachteile auf: 1. Beschränkte Bandbreite
aufgrund der Frequenzabhängigkeit, die bei Netzwerken aus Leitungsstücken endlicher
Länge prinzipiell besteht.
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2. Großes Volumen, da Leitungslängen von bis zu h/4, /2 oder X vorkommen
können.
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3. Komplizierter Schaltungsentwurf.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Transferrnationsschaltung anzugeben,
die auf einfache Weise realisierbar ist, geringes Volumen hat und billig herstellbar
ist.
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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Induktivität
des unterhalb seiner Grenzfrequenz betriebenen Hohlleiters, der Scheinwiderstand
des aktiven Elements -einem Schaltelement oder einer Schaltdiode - und die Zusatzkapazität
so bemessen sind, daß ihr Reflexionsfaktor
ist, wobei re der Reflexionsfaktor bei leitendem, e re" der Reflexionsfaktor bei
gesperrtem aktiven Element und die Anderung des Phasenwinkels der reflektierten
Welle bei Umpolung des aktiven Elements - einem Schaltelement oder einer Schaltdiode
- sind wobei der Phasenmodulator-Anordnung ein
mindestens drei-armigor
Zirkulator mit Eingang, Ausgang und Nodulatoranschluß nachseschaltot ist.
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Diese Anordnung stellt eine wesentliche Vereinfachung dadurch dar,
daß kein gesondertes Netzwerk zur Transformation erforderlich ist, indem die Transformation
in die Elemente des Phasenmodulators selbst verlegt worden sind.
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Anhand der Zeichnung wird die Erfindung noch näher an einem Ausführungsbeispiel
erläutert.
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In den Fig. la und Ib ist das Prinzipschaltbild nach dem Stand der
Technik in Ulocksclialtungcn dargestellt. Es wurde bereits in der Beschreibung erläutert.
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In der Fig. 2 ist das Prinzip des Erfindungssedanlcens an einem Schaltbild
dargestellt und in der Fig. 3 der Aufbau des Phasenmodulators nach der Erfindung.
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In der Fig. 2 ist schematisch in einem Blockschaltbild die Wirkung
des Phasenmodulators dargestellt. Eine am Eingang E einfallende Welle gelangt in
den Zirkulator Z und tritt am Arm M wieder aus, wird einem Transformationsnetzwerk
TN mit dem Reflexionsfaktor r reflektiert. Der Betrag des Refloe xionswinkols 9
, der dabei auftritt, hängt ab von dem Reflexionsfaktor
ra des
aktiven Elements D, das von über den Modulationseingang ME liegenden Digital signalen
leitend oder gesperrt gesteuert wird. Wird nun der Schaltzustand der Diode D durch
das Digitalsignal geändert, so geht der Roflexionsfaktor r von dem Wert r ' auf
den Wert r (1 über. Uas Transa a a formationsnetzwerk transformiert diese Reflexionsfaktoren
so daß an seinem Eingang die betragsgleichen Reflexionsfaktoren re' und re" auftreten,
deren Winkel sich gerado um den Betrag untcrschoidon, der dem Mikrowellenträger
aufmodulicrt worden soll. Die am Ausgang A ablaufende Welle wird daher bei konstantem
Betrag um #@ in ihrem Phasenwinkel geändert.
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In der Fig. 3 ist der praktische Aufbau eines Phasenmodulators nach
der Erfindung dargestellt. Ein Rechteckhohlleiter 1 mit den Kantenlängen a und b
wird mit einem zweiten Rechteckhohlleiter 2 mit den Kantenlängen a' und b' über
einen Koppelschlitz 3 in der dargestellten Weise verbunden. Die Betriebsfrequenz
wird so gewählt, daß die H10-Welle im Rccnteckhohlleiter 1 ausbreitungsfähig ist,
im Rechtockhehlleiter 2 jedoch nicht. Der Rechteckhohlleiter 2 wird also in seinem
Sperrbereich betrieben, in dem der Wellenwiderstand der H10 Welle rein induktiv
ist. Er enthält das aktive Element i, z.B. eine Schaltdiode, und mindestens eine
veränderbare Kapazität 5, die als Abstimmschraube ausgebildet sein kann, dicht daneben.
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Die Länge 1, des Rechteckhohlleiters 2 in Z-Richtung so so groß, daß
die Abschlüsse an seinen beiden Enden ohne wirkung sind. Somit liegen parallel zur
Admittanz der Schaltdiede 4 der induktive Leitwert des Rochteckhohlleiters 2 und
die Ka-Pazitiven Leitwerte der veränderbaren Kapazität 5 und eventuell weiterer
Kapazitäten.
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Die Impulssignalo werden über eine für die hohe Frequenz darstellende
Kurzschlußkapazität dem aktiven Element 4, also der Schaltdiode, zugeführt. An den
Rochteckhohlleiter 1 ist der mittlere Arm M des Zirkulators Z (nicht dargestellt)
angeschlossen.
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Mit dieser Schaltung aus quasikonzentrierten Blindelementen ist es
nun möglich, die gestellte Transformationsaufgabe breitbandig und verlustarrn durchzuführen.
Man kommt damit zu Reflexionsphasenmodulatorcn, die gegenüber bisherigen Schaltungen
folgende Vorteile aufweisen: 1. Große Breitbandigkeit. Beim kritischsten Fall des
1800 Modulators wurde bei geringen Verlusten eine relative Bandbreite von 10 erzielt.
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2. Einfacher und kostengünstiger Aufbau.
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3. Leichte Abgleichbarkeit.
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4. Geringes Volumen.
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L e e r s e i t e