DE3618913C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen (SAW-Vorrichtung), welche verbesserte Eigenschaften in bezug auf geringen Verlust und reduzierte Störung in den Amplitude/Phase-Frequenzeigenschaften über eine große Bandbreite zeigt.

Bezüglich einer in einer Richtung wirkenden bzw. unidirektionalen Elektrodenvorrichtung ist von einem "Oberflächenwellenfilter mit flacher Amplitude, welches eine auf Gruppen basierende unidirektionale Interdigitalelektrodenanordnung aufweist" berichtet worden, welches geringen Verlust und reduzierte Welligkeit durch Verwendung von unidirektionalen Elektroden aufweist. Beispielsweise wird Bezug genommen auf "A Collection of Lectures 1-5-14" von Japan Acoustic Academy (von Toshiyasu Meguro et al., Dez. 1976).

In der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung wird eine elektrische Phasendifferenz auferlegt zwischen zwei oder mehreren Eingangs- oder Ausgangselektrodengruppen, so daß die unidirektionale Ausbreitung verwirklicht wird durch die Wechselwirkung einer akustischen Eingangs- oder Ausgangswelle mit geometrischer Phasendifferenz, um hierdurch eine Verlustreduzierung zu erzielen. Im Falle der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung wird elektrische Energie, welche an einer elektrischen Klemme eingegeben wird, in Energie akustischer Oberflächenwellen umgewandelt, welche in Richtung (Vorwärtsrichtung) auf die entgegengesetzt angeordneten Eingangs- oder Ausgangsinterdigitalelektrodengruppe ausgestrahlt wird, und/oder in Energie akustischer Oberflächenwellen, welche in der Richtung (Rückwärtsrichtung) weg von der entgegengesetzten Elektrodengruppe ausgesandt wird. Im Verlaufe der nachfolgenden Beschreibung wird das Verhältnis der in Rückwärtsrichtung ausgestrahlten Energie zu der in Vorwärtsrichtung ausgestrahlten Energie als Parameter ª definiert, repräsentativ für die Richtfähigkeit bzw. den Richtfaktor, wie im Falle des Artikels von Yamada et al mit dem Titel "Relation of the Insertion Loss and the Triple Echo in SAW Unidirectional Transducer", enthalten im "JJAP", Vol., 22-3 (1983) suppl. Seiten 163-164. Wenn der Parameter ª "0" ist, bedeutet dies perfekte unidirektionale Ausbreitung, während der Wert "1" des Parameters ª die in zwei Richtungen wirkende bzw. bidirektionale Ausbreitung darstellt. Bei der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung dieser Bauart ist es bei dem Entwurf übliche Praxis, daß die Eingangs- oder Ausgangskonduktanz Ga einer Phasenschieberschaltung und der Interdigitalelektroden an die äußere Lastkonduktanz Gl bei der Mittenfrequenz angepaßt ist und daß der Richtungsparameter ª so klein wie möglich über eine große Bandbreite ausgewählt ist. Solche Entwurfsbedingungen waren jedoch nicht notwendigerweise die besten Bedingungen, wie hiernach deutlich wird, wenn die Eigenschaften über das gesamte Band betrachtet werden.

Im Falle der beispielhaften Vorrichtung, offenbart in dem oben erwähnten Artikel, wird die elektrische Phasendifferenz, geschaffen zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode zur Verwirklichung der unidirektionalen Ausbreitung, mit Hilfe eines sog. Bessel-Typ-Phasenschiebers erzeugt, welcher Widerstandselemente und Induktanzelemente aufweist. Obwohl der Bessel-Typ-Phasenschieber im Entwurf bzw. Aufbau einfach ist, da er nur zwei Typen von Schaltungselementen erfordert, leidet der Phasenschieber unter dem Nachteil, daß der Bereich, in welchem die unidirektionale Ausbreitung erreicht werden kann, extrem schmal ist. Daraus ergibt sich, daß der Welligkeitsanteil bei von der Mittenfrequenz abweichenden Frequenzen signifikant erhöht ist.

Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung folgt nunmehr eine Erörterung der Frequenzeigenschaften der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung, in welcher der oben erwähnte Bessel-Typ-Phasenschieber, welcher aus Widerstandselementen r und Induktanzelementen L besteht, verwendet wird. In Fig. 11 ist eine äquivalente Schaltung einer bisher bekannten unidirektionalen Elektrodenvorrichtung gezeigt. Eine sendende Elektrode 1 weist einen Widerstand 4 und einen Kondensator 5 auf und eine reflektierende Elektrode 2 weist einen Widerstand 4′ und einen Kondensator 5′ auf, wobei der Mittenabstand zwischen diesen Elektroden so gewählt ist, daß die geometrische Phasendifferenz Φ_M gleich 2m±1/2 ist, wobei m=2, 3, . . . ist, während ein verwendeter Phasenschieber derart entworfen ist, daß die elektrische Phasendifferenz Φ_E bei der Mittenfrequenz gleich -π/2 ist. Fig. 9 illustriert grafisch die Verlust- und Frequenzeigenschaften der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung. Es ergibt sich, daß bei der Mittenfrequenz, bei welcher die Bedingungen für die Verwirklichung der unidirektionalen Ausbreitung, wie hiernach beschrieben, erfüllt sind, der Richtfaktor (d. h. das Verhältnis der Energie, welche sich in Vorwärtsrichtung ausbreitet, dargestellt durch eine Kurve 20, zu der Energie, welche sich in Rückwärtsrichtung ausbreitet, dargestellt durch eine Kurve 21′) sehr signifikant ist, während der Richtfaktor sich verringert, wenn die Frequenz von der Mittenfrequenz abweicht. Hieraus ergibt sich, daß der Welligkeitsanteil erhöht wird aufgrund der Vielzahl der Reflexionen zwischen den Elektroden oder dem Dreifach-Durchgangsecho (hiernach einfach als DDE bezeichnet). Fig. 12 illustriert grafisch eine Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Unterdrückung des DDE. Es wird angemerkt, daß das DDE stärker unterdrückt werden kann, wenn der Richtfaktor zunimmt. Um eine DDE-Unterdrückung von mehr als 40 dB zu verwirklichen, ist ein Richtfaktor von mehr als 20 dB erforderlich, einschließlich. Bei der bisher bekannten Vorrichtung, gezeigt in Fig. 11, sind die Bedingungen für die Verwirklichung der unidirektionalen Ausbreitung gegeben durch die unten erwähnten Gleichungen unter der Voraussetzung, daß Φ_M eine geometrische Phasenvoreilung der sendenden Elektrode 1 relativ zu der reflektierenden Elektrode 2 und daß Φ_E eine elektrische Phasenvoreilung der Elektrode darstellt, welche am entferntesten von einer Spannungsquelle angeordnet ist.

Φ_M + Φ_E = 2π, 4π, (1)

Φ_M - Φ_E = π, 5π, (2)

|V₁| = |V₂| (3)

wobei V₁ die Spannung der sendenden Elektrode und V₂ die Spannung der reflektierenden Elektrode darstellt. Die Frequenzabhängigkeiten der geometrischen Phasendifferenz Φ_M, der elektrischen Phasendifferenz Φ_E und des Verhältnisses |V₂|/|V₁| können jeweils durch die nachfolgenden Gleichungen gegeben werden:

Es wird angemerkt, daß beide Gleichungen (5) und (6) lineare Annäherungen der Frequenzabweichung (δf=f-f₀) sind. Fig. 7 illustriert grafisch die Frequenzeigenschaften der geometrischen Phasendifferenz und der elektrischen Phasendifferenz unter der Annahme, daß Φ_M=2,5π (f/f₀) ist, das Verhältnis zwischen der Ausstrahlungskonduktanz und der kapazitiven Suszeptanz der Elektroden gleich 1 (Einheit) ist und daß

Φ_E = - (π/2) - (2 δ f/f₀)

ist. Wenn die Gleichung (2) und (3) erfüllt sind und wenn die akustische Oberflächenwelle sich nicht in der Rückwärtsrichtung ausbreitet, kann der Richtfaktor erheblich erhöht werden. Im Falle des bisher bekannten Phasenschiebers gilt jedoch

Φ_M - Φ_E = 3π + (2,5π + 2) (δ f/f₀).

Die Abweichung vom durch die Gleichung (2) gegebenen Wert steigt daher steil an, wenn sich die Frequenz von der Mittenfrequenz entfernt.

Wie aus der vorhergehenden Beschreibung hervorgeht, weist der bisher bekannte Phasenschieber den Nachteil auf, daß der Frequenzbereich, in welchem unidirektionale Ausbreitung erreicht werden kann, extrem begrenzt ist, wobei eine große Schwierigkeit bei der Verwirklichung der Welligkeitsverringerung über eine große Bandbreite involviert ist. Eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, bei welcher anstelle des Phasenschiebers eine Verzögerungsleitungsschaltung benutzt wird in dem Bemühen, den Richtfaktor zu erhöhen, ist von R.L. Miller et al berichtet worden (es wird Bezug genommen auf" IEEE, Ultrasonics Symposium Processings", Seiten 1 bis 6). Die Verzögerungsleitung ist jedoch kostspielig und unpraktisch.

Als Phasenschieber, bei welchem kein Widerstand verwendet wird, ist in dem japanischen Gebrauchsmuster, Veröffentlichungsnummer 3614/1983 ein Phasenschieber offenbart, in welchem eine Diode variabler Kapazität verwendet wird in Kombination mit einer Reaktanzschaltung. Es wird jedoch angemerkt, daß die Frequenzbandeigenschaften der mit dem Phasenschieber zu verbindenden Schaltung oder Vorrichtung nicht betrachtet werden, ganz zu schweigen vom Vorschlag zur Verbesserung der Frequenzeigenschaften über eine große Bandbreite.

Als weiterer Stand der Technik sind folgende Schriften zu nennen:

EP 01 04 314 A2 offenbart einen SAW-Filter, bei welchem nur bei Mittenfrequenz eine DDE (Dreifach-Durchgangs-Echo)-Unterdrückung (englischer Ausdruck: TTE (triple transit echo), d. h. ein geringer Verlust auftritt.

Ein derartiges SAW-Filter ist auch aus der US 44 22 000 bekannt.

In der US 38 66 154 ist ein Oberflächenwellenwandler gezeigt, der eine gute Bandbreitencharakteristik in bezug auf Verluste aufweisen soll. Zusätzlich zu dem geringen Verlust tritt eine Erhöhung der Dreifach-Durchgangs-Echo-Unterdrückung ein. Diese Unterdrückung soll in Abhängigkeit vom Richtfaktor des Wandlers erhöht werden, und zwar in einem Mittenband.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen elektroakustischen Oberflächenwellenfilter so zu konfigurieren, daß über den gesamten gewünschten Durchlaßbereich breitbandig eine optimale Unterdrückung des Dreifach-Durchgangs-Echos vorliegt. Diese Aufgabe wird durch den akustischen Oberflächenfilter gemäß Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird erreicht, daß eine Beziehung zwischen den Anpassungsbedingungen und dem Parameter ª, repräsentativ für den Richtfaktor in einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung, so bestimmt wird, daß ª=(Gl-Ga)/(Gl+Ga) gilt, um das Dreifach-Durchgangsecho oder DDE über das gesamte Band zu unterdrücken.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird gelehrt, daß eine sendende Elektrode in Kaskade mit einer reflektierenden Elektrode durch einen Phasenschieber verbunden ist, welcher eine Serienschaltung von zwei reinen Reaktanzelementen X₁, X₃ aufweist, eingefügt zwischen beiden Elektroden, und ein reines Reaktanzelement X₂, verbunden mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Reaktanzelementen zur Bildung einer T-Schaltung, um hierdurch die unidirektionale Ausbreitung über ein breites Band zu erzielen.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Phasenschieber derart angeordnet, daß sich die Frequenzabweichungen der geometrischen Phasendifferenz und der elektrischen Phasendifferenz gegenseitig für die Wellenausbreitung in Rückwärtsrichtung auslöschen, so daß die Ausbreitung der akustischen Oberflächenwelle in der Rückwärtsrichtung an einer Zunahme gehindert wird, ungeachtet der Abweichung von der Mittenfrequenz, während eine Leitung mit konzentrierten Parametern, welche Widerstände, Induktivitäten und Kondensatoren aufweist, geschaffen wird, um die Frequenzeigenschaften zum Zwecke der Maximierung des Richtfaktors variabel zu machen.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. Darin zeigt

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung mit Phasenschiebern gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 ein äquivalentes Schaltdiagramm der Fig. 1,

Fig. 3 ein charakteristisches Diagramm, welches grafisch eine Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Unterdrückung des DDE illustriert,

Fig. 4 ein schematisches Diagramm einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung gemäß der Erfindung,

Fig. 5 ein Diagramm zum grafischen Illustrieren der Frequenzeigenschaften der in Fig. 1 gezeigten Schaltung,

Fig. 6a und 6b Diagramme, welche eine äquivalente Schaltung und eine Konfiguration einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung mit einem Phasenschieber gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen,

Fig. 7 ein charakteristisches Diagramm zum grafischen Illustrieren der Veränderung der elektrischen Phasendifferenz als Funktion der Frequenz,

Fig. 8a und 8b jeweils Diagramme einer äquivalenten Schaltung und einer Konfiguration einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 9 ein charakteristisches Diagramm, welches eine Beziehung zwischen dem Verlust und der Frequenz illustriert,

Fig. 10 ein charakteristisches Diagramm, welches eine Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Frequenz illustriert,

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm, welches eine bisher bekannte unidirektionale Elektrodenvorrichtung mit einem Bessel-Typ-Phasenschieber zeigt, und

Fig. 12 ein Diagramm zum grafischen Illustrieren einer Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Unterdrückung des DDE.

Eine unidirektionale Elektrodenvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben. Auf einem Substrat 15 für akustische Oberflächenwellen sind Gruppen von Interdigital-Eingangselektroden 9 und Interdigital-Ausgangselektroden 10 mit einer geometrischen Phasendifferenz Φ_M=(2π · 1/λ) zwischen den Elektrodengruppen 9 und 10 angeordnet, wobei 1 einen Abstand zwischen den Interdigital-Elektroden in jeder Elektrodengruppe und λ die Wellenlänge der akustischen Oberflächenwelle darstellt. Induktivitätselemente L₁ und L₂ sowie Kapazitätselemente C₁ und C₂, welche zusammenwirken, um einen Phasenschieber 3 für jede Elektrodengruppe zu bilden, werden so ausgebildet, daß eine elektrische Phasendifferenz Φ_E und ein Spannungsverhältnis V_t zwischen den beabstandeten Interdigitalelektroden jeder Gruppe 9, 10 gebildet werden. In diesem Falle ist der Parameter ª, welcher den Richtfaktor anzeigt, gegeben durch

Es wird angemerkt, daß an jeder Stirnseite des Substrats ein Absorber für akustische Oberflächenwellen angebracht ist, um eine Reflexion von diesem Stirnseiten zu unterdrücken.

Die unidirektionale Eingangselektrodenanordnung 9, kombiniert mit der Phasenschieberschaltung 3, welche aus den Elementen L₁, C₁, L₂ und C₂ besteht, kann dargestellt werden durch ein äquivalentes Netzwerk 31, geöffnet durch drei Paare, mit zwei Paaren von mechanischen (akustischen) Toren 11 und 12, und einem Paar von elektrischen Toren 13, wie in Fig. 2 gezeigt. Mechanische charakteristische Impedanzen Z₀ sind jeweils mit den mechanischen Toren 11 und 12 verbunden, während eine Spannungsquellen-Konduktanz G_s mit dem elektrischen Tor 13 zur Erstellung einer Streumatrix verbunden ist, um hierdurch eine Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Reflexion am mechanischen Tor zu bestimmen.

Unter der Voraussetzung, daß der Verlust Null ist und die Elemente der Streumatrix real sind, gilt

|S₁₁|² + |S₁₂|² + |S₁₃|² = 1

|S₂₁|² + |S₂₂|² + |S₂₃|² = 1

|S₃₁|² + |S₃₂|² + |S₃₃|² = 1

Da S_ÿ=S_ji (reversibel) ist, und aufgrund der verlustlosen Annahme, gilt S₁ S₁₃+S₁₂ S₂₃+S₁₃ S₃₃=0. Da der Verlust von der Fehlanpassung im betrachteten Schaltungssystem herrührt, gilt

unter der Bedingung, daß b=G_s/G_a ist. Der Richtfaktor ª ist gegeben durch

demgemäß gilt

wobei

b = G_s/G_a (11)

gilt.

Die obigen Berechnungen basieren auf der Annahme, daß die äquivalente Schaltung 31 passiv und verlustlos ist und daß die einzelnen Elemente der Streumatrix reale Zahlen sind. Im praktischen Aufbau ist es jedoch üblich, daß der Verlust in der Phasenschieberschaltung ausreichend klein für die Strahlungsenergie ist. Da auch die zusammengesetzte Suszeptanz der Vorrichtung und der Last auf der Seite des elektrischen Tors in einem gewünschten Frequenzband ausreichend klein gewählt wird für den Wert von G_a, bleibt die oben erwähnte Annahme gültig.

Die am mechanischen Tor reflektierte Welle, repräsentiert durch |S₁₁|², unterliegt Vielfachreflexionen zwischen den Einngangs- und Ausgangsinterdigitalelektroden und tritt auf als ein ungewünscht verzögertes Signal am Ausgangstor oder an der Ausgangsklemme, wodurch Welligkeiten in den Amplituden- und Phaseneigenschaften über das Frequenzband verursacht werden. Die mehrfache Reflexion wird allgemein als Dreifach-Durchgangsecho bezeichnet (oder einfach als DDE). Fig. 3 illustriert grafisch die Beziehungen zwischen dem Parameter a und der Unterdrückung von DDE, wie aufgrund der Gleichung (9) bestimmt. Man erkennt, daß der Richtfaktor a_m, welcher DDE minimiert, eine Funktion von b ist, gegeben durch

Obwohl G_s im wesentlichen konstant über die gewünschte Bandbreite ist, ist der Faktor G_a eine Funktion der Frequenz. Wenn daher der Parameter ª, welcher den Richtfaktor anzeigt, eher dem durch die Gleichung (12) gegebenen Wert angenähert als Null (0) in dem gewünschten Band ist, ist es möglich, das Dreifach-Durchgangsecho oder DDE zu unterdrücken. Wenn beispielsweise das gewünschte Zwischenelektroden-DDE-Unterdrückungsverhältnis in einer der Eingangs- und Ausgangsinterdigitalelektrodengruppen zu 1/c² ausgewählt, ist der Richtfaktorparameter ª über das gesamte Band aus Gleichung (9) wie folgt gegeben:

Mit dem oben bestimmten Parameter ª kann die Reflexionswelle innerhalb des Bandes auf einen Wert kleiner als das gewünschte Unterdrückungsverhältnis gedrückt werden.

Obwohl bisher angenommen worden ist, daß die Unterdrückung von DDE erzielt werden kann, indem der Parameter ª, repräsentativ für den Richtfaktor, innerhalb des Bandes so klein wie möglich gemacht wird und G_a=G_s bei der Mittenfrequenz gilt, ist entdeckt worden, daß tatsächlich die Unterdrückung von DDE über das gesamte Band durch eine solche Auswahl des Richtfaktors erzielt werden kann, daß die Gleichung (13) erfüllt ist.

Es wird auch noch angemerkt, daß, wenn G_s durch eine Lastkonduktanz G, hinzugefügt zu dem Ausgangstor 14, ersetzt wird, der Verlust und DDE in der Ausgangsinterdigitalelektrodengruppe 10 in ähnlicher Weise gehandhabt werden kann.

Fig. 4 zeigt schematisch eine unidirektionale Elektrodenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei welcher die Interdigitalelektroden in einer gruppierten, unidirektionalen normierten Elektrodenanordnung angeordnet sind, welche zehn Gruppen von jeweils zwei Paaren aufweist, wobei die Eingangs- und Ausgangselektroden in identischem Aufbau ausgeführt sind. In jeder Gruppe wird die geometrische Phasendifferenz zwischen den Interdigitalelektroden 1 und 2 mit π/2 ausgewählt. Das Substrat wird gebildet von einem LiNbO₃-Einkristall mit 128°-gedrehtem Y-Schnitt und X-Ausbreitung. Die Mittenfrequenz wird mit 100 MHz gewählt. Die Filmdicke der Aluminiumelektrode ist 5000 Å. Die Konstanten für den Phasenschieber sind mit C₃=1pF und L₃=220 nH ausgewählt. Der Spannungsquellenwiderstand und der Lastwiderstand Gl sind beide ungefähr 29 mS.

Fig. 5 ist ein Diagramm zur grafischen Illustrierung der Frequenzeigenschaften der Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen mit dem Phasenschieber gemäß der Ausführungsform, gezeigt in Fig. 1. Die Interdigitalelektrode hat den gleichen Aufbau wie im Falle der vorher erwähnten Ausführungsform. Die Konstanten des Phasenschiebers sind so ausgebildet, daß L₁=1,3 µH, L₂=230 nH, C₁=2,2 pF und C₂=2 pF ist. Mit dieser Anordnung ist es möglich, die Parameter a_m₂₅ und a_m₂₆ angenähert zueinander ohne das Erfordernis des variablen Widerstandes R₃ zu machen. In Fig. 5 stellt eine Kurve 22 den Verlust in Vorwärtsrichtung, eine Kurve 23 den Verlust in Rückwärtsrichtung und eine Kurve 24 die Unterdrückung von DDE dar, wobei eine Kurve 25 den Parameter a₂₅ zeigt, welcher den Richtfaktor angibt, welcher die maximale Unterdrückung von DDE gewährleistet, und eine Kurve 26 die tatsächlich gemessenen Werte des den Richtfaktor angebenden Parameters a₂₆ zeigt. Im Falle dieses Ausführungsbeispiels wird der variable Widerstand R₃ nicht benutzt. Demzufolge kann der Verlust verbessert werden auf weniger als 3 dB, während DDE mehr als 44 dB über die gesamte Bandbreite unterdrückt werden kann. Die Amplitudenwelligkeit ist 0,1 dB von Spitze zu Spitze (p-p) und die Gruppenverzögerungszeitwelligkeit ist 11 nS_p-p.

Die vorhergehende Beschreibung erfolgte für die gruppierte unidirektionale Elektrodenanordnung. Es ist jedoch klar, daß die unidirektionale Elektrodenvorrichtung der dreiphasigen Anregungsart oder dergleichen die gleichen Vorteile aufweisen kann, indem so konstruiert wird, daß die durch Gleichung (7) gegebenen Bedingungen erfüllt sind.

Fig. 6a zeigt eine äquivalente Schaltung einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung mit einem Phasenschieber bei der Mittenfrequenz gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die unidirektionale Elektrodenanordnung weist einen Satz von sendenden und reflektierenden Elektroden auf, wobei jede dieser Interdigitalelektroden repräsentiert werden kann durch eine äquivalente Parallelschaltung von Strahlungskonduktanz G und elektrischer Kapazität C. In der Figur stellen G₂, durch ein Bezugszeichen 4 gekennzeichnet, und C₂, durch ein Bezugszeichen 5 gekennzeichnet, jeweils die sendenden Elektroden 1 dar, während G₁, durch das Bezugszeichen 4 gekennzeichnet, und C₁, durch das Bezugszeichen 5 gekennzeichnet, jeweils die reflektierenden Elektroden 2 darstellen. Der Phasenschieber wird durch eine T-Schaltung gebildet, welche aus Reaktanzelementen 6, 7 und 8 jeweils Werten von X₁, X₂ und X₃ besteht. Die sendende Elektrode und die reflektierende Elektrode sind gegenseitig durch den Phasenschieber in Kaskade geschaltet. Unter der Annahme, daß die an den Eingangsklemmen 41 und 41′ auftretende Spannung V₁ ist und die an der sendenden Elektrode auftretende Spannung V₂ ist und daß die Phasendifferenz zwischen beiden Spannungen, welche durch den Phasenschieber verursacht wird, durch Φ_E (hiernach wird der Winkel in rad angegeben) gegeben ist, sind die Bedingungen zur Verwirklichung von V₁=V₂ · e^{j Φ}E wie folgt:

wobei

X₂≠0 ist. (16)

Die Werte von X₁, X₂ und X₃, welche die obigen Bedingungen erfüllen, sind bestimmt. Für die positiven Werte von X₁, X₂ und X₃ wird der Phasenschieber durch Induktivitätselemente gebildet. Andererseits wird der Phasenschieber von Kapazitätselementen für negative Werte von X₁, X₂ und X₃ gebildet. Da der Phasenschieber kein Widerstandselement aufweist, kann der Phasenschieber verlustlos gemacht werden.

Es wird angemerkt, daß die Werte von X₁, X₂ und X₃ nicht definitiv unter den oben erwähnten Bedingungen bestimmt werden können, sondern daß ein Spiel im Design verbleibt. Von den Erfindern durchgeführte Experimente haben gezeigt, daß die Variation oder Veränderung in der elektrischen Phasendifferenz Φ_E in Abhängigkeit von der Frequenz durch eine solche Auswahl von X₁ und X₃ minimiert werden kann, daß X₁=X₃ gilt. Die obige Beschreibung basiert auf der Annahme, daß die Elektroden von normierter Bauart sind. In diesem Zusammenhang wird angemerkt, daß der Wert des Parameters ª, welcher die konstante elektrische Phasendifferenz über einen weiten Bereich gewährleisten kann, nicht notwendigerweise "1" ist, sondern einen geeigneten Wert annehmen kann, wenn die Veränderung in der Strahlungskonduktanz aufgrund der Gewichtung oder der gleichen Modifikation variiert. Die Elementkonstanten X₁, X₂ und X₃ werden insbesondere so bestimmt, daß die elektrische Phasendifferenz, gegeben durch den aus den Gleichungen (14) und (15) abgeleiteten arc tan konstant ist. Unter der Bedingung, daß X₁=X₃ ist, ergibt sich aus den Gleichungen (14) und (15).

Zu dieser Zeit ist die Eingangsadmittanz Y₀ der Vorrichtung, wie am Tor 1-1′ beobachtet, gegeben durch

Y₀ = 2G₂ (19)

Hierdurch wird die elektrische Phasendifferenz von π/2 erreicht und gleichzeitig an eine komplexe Konjugationsanpassung erzielt werden. Unter diesen Bedingungen ist die elektrische Phasendifferenz Φ_E an der Mittenfrequenz gleich π/2 und deren Veränderung als Funktion der Frequenz wird durch eine Kurve 27, gezeigt in Fig. 7, dargestellt. Der Phasenschieber, welcher nur aus Reaktanzelementen gemäß der Lehre der vorliegenden Erfindung besteht, bringt einen verbesserten und neuen Effekt mit sich, daß die Phasendifferenz Φ_E einen konstanten Wert von π/2 über ein großes Frequenzband annimmt, wie durch Vergleich der ausgezogenen Kurve 27 mit einer gestrichelten Kurve 27′ deutlich wird, welche die entsprechende Veränderung der elektrischen Phasendifferenz in dem bisher bekannten Bessel-Typ-Phasenverschieber darstellt.

Wenn andererseits X₃=0 in den Gleichungen (14) und (15) gilt, folgt

Der Phasenschieber kann daher verwirklicht werden, indem nur zwei Reaktanzelemente benutzt werden. In diesem Falle sind jedoch die Werte der beiden Reaktanzelemente definitiv bestimmt. Obwohl der Fall eintreten kann, bei welchem die Veränderung der elektrischen Phasendifferenz Φ_E in Abhängigkeit von der Frequenz nicht so klein ist, wie im Falle des Phasenschiebers, der von drei Elementen gebildet wird, kann der Verlust des Phasenschiebers mit zwei Elementen signifikant erniedrigt werden im Vergleich mit dem Bessel-Typ-Phasenschieber.

Fig. 6b zeigt eine andere Ausführungsform der Erfindung, angewandt auf eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, welche in einer Zwischenfrequenzstufe eines Farbfernsehempfängers benutzt wird. Das piezoelektrische Substrat, das Elektrodenmaterial und der Herstellungsprozeß des Elektrodenfilms sind die gleichen, wie diejenigen, welche vorher in Verbindung mit der ersten Ausführungsform der Erfindung beschrieben worden sind. Die Mittenfrequenz ist 56,5 MHz und die Eingangselektroden 9 sind verwirklicht in einer gruppierten unidirektionalen Elektrodenanordnung mit fünf Gruppen jeweils von vier Paaren von Elektroden. Der Mittenabstand 51 wird mit 154,5 µm gewählt, so daß die geometrische Phasendifferenz π/2 ist. Die Ausgangselektroden weisen vierzig Paare von gewichteten Elektroden von dupliziertem Aufbau auf. Die Öffnungslänge der Elektrode ist 1000 µm. Die Strahlungskonduktanzen G₁ und G₂ der Eingangselektroden (welche sendende Elektroden und reflektierende Elektroden einschließen) sind so gewählt, daß G₁=G₂=2,3 mS ist, während die Kapazität mit 9,3 pF ausgewählt ist. Der Phasenschieber besteht aus zwei Induktivitäten L₁ und L₂, wobei L₁ und L₂ jeweils mit 1,2 µH und 2,8 µH ausgewählt sind, um die elektrische Phasendifferenz von π/2 zu verwirklichen. In der Figur bezeichnen die Bezugszeichen 6 und 7 jeweils die Induktivitäten L₁ und L₂. Als Kopplungsbedingungen der Vorrichtung wird die Steuerimpedanz mit 210 Ω festgelegt, wobei die Lastimpedanz 120 Ω beträgt.

Mit dieser Anordnung kann eine breitbandige Amplitudencharakteristik erzielt werden. Das Dreifach-Durchgangsecho oder DDE kann auf 45 dB unterdrückt werden, während die Gruppenverzögerungscharakteristikkurve 25 flach ist bei 20 nS_p-p. Der Verlust ist 7,3 dB bei der Mittenfrequenz, was einer Verbesserung von ungefähr 3,2 dB über den bekannten Phasenschieber mit einer Reaktanz und einem Widerstand bedeutet. Indem der Phasenschieber mit drei reinen Reaktanzelementen gebildet wird, kann im Design eine große Freiheit erreicht werden. Die unidirektionalen Ausbreitungseigenschaften werden über eine große Bandbreite erzielt. Der Phasenschieber ist verlustlos. Es kann daher eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen verwirklicht werden, welche vorteilhafte Eigenschaften aufweist.

Fig. 8a zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm zur Illustrierung des Prinzips einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung in einem Phasenschieber gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung. Die unidirektionale Elektrodenanordnung weist eine sendende Elektrode 1 und eine reflektierende Elektrode 2 auf. Jede der Elektroden wird durch eine äquivalente Parallelschaltung der Strahlungskonduktanz (G) 4, 4′, Kapazität (C) 5, 5′ und Strahlungssuszeptanz Ba, Ba′ gebildet. Der Phasenschieber 3 wird von einem Widerstand (R)6 gebildet, der in Reihe mit einer Parallelschaltung einer Induktivität (L_m) 7 und einer Kapazität (C_m) 8 verbunden ist. Der Phasenschieber 3 ist in Reihe mit der reflektierenden Elektrode 2 verbunden, wobei die Reihenschaltung des Phasenschiebers 3 und der Elektrode 2 parallel mit der sendenden Elektrode 1 verbunden ist. Mit dieser Anordnung sind die Bedingungen, unter welchen die elektrische Phasendifferenz Φ_E gleich -π/2 (in rad) und |V₁|=|V₂| bei der Mittenfrequenz von f₀ (=ω₀/2π) ist, gegeben durch

wobei

k = ω₀ C/G (24)

Unter der Annahme, daß in der Nähe der Mittenfrequenz

B_a = C_A (ω-ω₀) = C_A · 2π (f-f₀) (25)

gilt, bestimmt die Beziehung zwischen dem Richtfaktor und C_m, L_m unter den Bedingungen, welche die Gleichungen (22) und (23) erfüllen, den Wert der Schaltungskonstanten C_m und L_m, so daß die unidirektionale Ausbreitung erhöht wird.

Die Frequenzeigenschaften von |V₁|/|V₂| und Φ_E in der Nähe der Mittenfrequenz f₀ sind gegeben durch

|V₁|/|V₂| = 1 + F · δω′,

und daher gilt

F = 1 + 2u²Gω₀C_m + Rω₀C_A (26)

Φ_E = -π/2 - Kδω′,

wonach gilt

unter der Annahme, daß (ω-ω₀)/ω₀=δω/ω₀=δω′ ist. Es wird angemerkt, daß der Wert von L_m nicht positiv in den Gleichungen (26) und (27) auftritt, da L_m durch seine Beziehung zu C_m bestimmt ist.

Nunmehr wird Vorwärtserregung und Rückwärtserregung betrachtet. Die Störungsgröße der akustischen Oberflächenwelle wird dargestellt durch U_f in der Vorwärtsrichtung und durch U_r in der Rückwärtsrichtung. Unter der Annahme, daß der Frequenzverlauf H(f) der Elektrode über die Bandbreite flach ist, ist U_f gegeben durch

U_f = H(f) |V₂|{_ejΦ_E + |V₁|/|V₂| _ejΦ_M} (28)

während U_r gegeben ist durch

U_r = H(f) |V₂|{_ejΦ_E + |V₁|/|V₂| _e-jΦ_M} (29)

Die Bedingungen für die unidirektionale Ausbreitung sind

|V₁| = |V₂| und daß gilt

Φ_M - Φ_E = 2π, 4π, (30)

Φ_M + Φ_E = π, 3π, (31)

wobei die Gleichung (30) für die Vorwärtserregung gilt und die Gleichung (31) für die Rückwärtserregung.

Für die geometrische Phasendifferenz Φ_M=A(ω/ω₀) ist der einfachste Fall gegeben durch

Im Lichte der Gleichungen (26), (27), (28), (29) und (30) wird angemerkt, daß die Gleichungen (30) und (31) vollständig bei der Mittenfrequenz erfüllt werden können. In dem Falle, in welchem A=(2m+1/2)π ist, kann die Polarität der reflektierenden Elektrode umgekehrt werden für die Verarbeitung in der gleichen Weise. In Vorwärtsrichtung gilt durch die Annäherung der normierten Frequenzabweichung δω′ auf den Ausdruck erster Ordnung

Unter der Annahme, daß

und daß

ist.

wobei

ξ = tan^-1 {-(K - A)/F}

In Kombination mit den Gleichungen (26), (27) und (32) kann der Richtfaktor |U_f/U_r|² durch Quadrieren der Gleichung (32) erhalten werden. Aus Gleichung (35) ist C_m=C_m ^M, bei dem |U_f/U_r| maximiert werden kann, wie folgt bestimmt:

Da der Ausdruck innerhalb der Wurzel der Gleichung (35) eine quadratische Gleichung von C_m ist, wird das Verhältnis |U_f|/|U_r| erhöht, wenn C_m=0 innerhalb des Bereiches ist, welcher durch 0<C_m<2C_m ^M bestimmt ist. Wenn C_m weiter erhöht wird, so daß es gegeben ist durch

dann ist K=A. Dies bedeutet, daß die Veränderungsrate in der elektrischen Phasendifferenz des Phasenschiebers 3 als eine Funktion der Frequenz zusammenfällt mit derjenigen der geometrischen Phasendifferenz. Im Unterschied zu dem Fall einer Verzögerungsleitung beruhen die Frequenzeigenschaften auf |V₁|/|V₂| und sind proportional zu C_m, wie sich aus Gleichung (26) ergibt. Demzufolge kann der minimale Wert von |U_f|/|U_r| der Gleichung (35) nicht gegeben werden. Verglichen mit dem Richtfaktor der bisher bekannten Phasenschieberanordnung oder des Bessel-Typ-Phasenschiebers, dessen Richtfaktor gegeben ist durch

wird der Wert von |U_f|/|U_r| durch die Gleichung (35) bestimmt unter der Annahme, daß C_m ist gleich C_m ^A gemacht wird, gegeben durch die Gleichung (37), und daß K=A offensichtlich größer als der Wert ist, welcher entsprechend der obigen Gleichung (38) bestimmt ist. Darüber hinaus wird angemerkt, daß der Wert von C_m ^A einen Wert darstellt, welcher sich der oberen Grenze von C_m nähert, bei welcher der Wert von |U_f|/|U_r| über diejenigen erhöht wird, welche vom bekannten Phasenschieber verwirklicht worden sind. Daher wird der Wert C_m ^A von C_m, gegeben durch die Gleichung (37), für praktische Zwecke als obere Grenze ausgewählt.

Im folgenden wird die Erfindung verglichen mit dem Stand der Technik für das einfachste Modell, bei welchem

ω₀C = G, R=0, u=1/G=1/ω₀C und C_A=0

gilt.

In Verbindung mit der vorliegenden Erfindung wird C_m=(A-3)C/4, gegeben durch die Gleichung (36), bei dem |U_f|/|U_r| maximal ist, als Wert von C_m gewählt. Dann gilt

F = (A - 1)/2 und K = (A + 1)/2

Der Richtfaktor |U_f/U_r|² ist gegeben durch

Andererseits gilt im Falle der bekannten Anordnung unter der Annahme von F=1 und K=2

Im Falle, in welchem f₀=600 MHz, δf=15 MHz und daher δω′=δf/f₀=1/40 und die Bandbreite 30 MHz ist, werden die Beziehungen zwischen den Werten von A und denjenigen des Richtfaktors |U_f/U_r|² an den Bandseiten in der nachfolgenden Tabelle 1 zusammengefaßt.

Tabelle 1

Wie aus der obigen Tabelle hervorgeht, stellt die vorliegende Erfindung eine signifikante Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik dar.

Im Grundaufbau gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Phasenschieber 3 aus einem Widerstand R bestehen, der in Reihe mit einer Parallelschaltung einer Induktivität L_m und einer Kapazität C_m, wie in Fig. 8a gezeigt, verbunden ist. In dem Phasenschieber sind die Bedingungen, unter welchen die elektrische Phasendifferenz Φ_E gleich -π/2 und |V₁|=|V₂| bei der Mittenfrequenz f₀ (=ω₀/2π) ist, gegeben durch

wobei k=ω₀C/G ist. Die Schaltungskonstanten werden in der gleichen Weise, wie oben beschrieben, bestimmt. Der Wert von C_m (=C_m ^M), welcher den Richtfaktor |U_f/U_r|² maximieren kann, ist gegeben durch

Der Bereich von C_m, in welchem der Richtfaktor verbessert wird über die bekannte Phasenschieberanordnung und den Bessel-Typ-Phasenschieber, ist gegeben durch

Fig. 8b zeigt eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen gemäß einem noch weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung. Das piezoelektrische Substrat 15 ist gebildet aus einem LiNbO₃-Einkristall mit 128° gedrehtem Y-Schnitt und X-Ausbreitung. Die Eingangselektroden sind in zwanzig Paaren vorgesehen und bestehen jeweils aus einer unidirektionalen Elektrode mit einer konstanten Öffnungslänge. Die Ausgangselektroden sind in sechzig Paaren vorgesehen, wobei die einzelnen unidirektionalen Elektroden gewichtet sind durch Veränderung der Kreuzungsbreite. Die Mittenfrequenz ist 612 MHz. Die Linienbreite der Elektrode ist 1,6 µm im Falle der festen Elektrode mit der Öffnungslänge der Elektrode von 1000 µm. Diese Elektroden werden gebildet aus einem Aluminiumfilm mit einer Dicke von 1000 Å (0,1 µm) durch Dampfablagerung und nachfolgender Fotolithographie.

Die Strahlungskonduktanz G der Eingangselektroden ist 9 mS und die Kapazität C ist 26 pF, während die Ausgangselektroden eine Strahlungskonduktanz G von 10 mS und eine Kapazität C von 34 pF zeigen. In der Ausgangselektrodenanordnung ist der Gradient (C_A) der Strahlungssuszeptanz in der Nähe der Mittenfrequenz im wesentlichen Null. Die Konstanten des Phasenschiebers werden so bestimmt, daß der Richtfaktor maximal wird auf der Grundlage der Gleichungen (36) und (23). Wenn A gleich 7 π/2 gesetzt wird in der geometrischen Phasendifferenz Φ_M=A(f/f₀) der unidirektionalen sendenden und reflektierenden Elektroden, dann gilt auf der Eingangsseite R=9 Ω, L_m=2 nH und C_m=3 pF, während auf der Ausgangsseite R=7 Ω, L_m=2,1 nH und C_m=1 pF ist. Fig. 9 illustriert die Frequenzeigenschaften des derzeitigen Ausführungsbeispiels. In der Figur stellt eine Kurve 20 Energie dar, welche sich in Vorwärtsrichtung ausbreitet, und eine Kurve 21 Energie, welche sich in Rückwärtsrichtung ausbreitet. Wie aus Fig. 9 hervorgeht, wird die Frequenzcharakteristik, welche kaum Welligkeitsanteile enthält, über eine große Bandbreite erhalten. An der Grenze eines Bandes von ±15 MHz ist der Richtfaktor 21 dB, die Unterdrückung von DDE mehr als 40 dB und der Verlust gleich 1,2 dB. Fig. 10 zeigt vergleichsweise den Richtfaktor 22, verwirklicht durch die Erfindung, und den Richtfaktor 22′ der bisher bekannten unidirektionalen Elektrodenvorrichtung. Wie aus Fig. 10 hervorgeht, ist der Bereich, in welchem der Richtfaktor erhöht werden kann, um das zweifache vergrößert im Vergleich zu dem Bereich, der von der bisher bekannten Vorrichtung verwirklicht werden konnte.

Wie aus der vorhergehenden Beschreibung hervorgeht, schafft die Erfindung eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, welche eine geringe Welligkeit, kleinen Verlust und andere verbesserte Eigenschaften über eine große Bandbreite aufweist durch Verwendung eines Phasenschiebers mit einem sehr vereinfachten Aufbau, welcher nur einen Widerstand, eine Induktivität und einen Kondensator erfordert.

Claims (6)

1. Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen mit
einem piezoelektrischen Substrat (15) für akustische Oberflächenwellen,
einem Eingangswandler (9), welcher auf dem Substrat gebildet und mit einer Signalquelle verbunden ist zum Umwandeln eines elektrischen Signals von der Signalquelle in eine akustische Oberflächenwelle,
einem Ausgangswandler (10), welcher auf dem Substrat gebildet und mit einer Lastschaltung verbunden ist zum Umwandeln der akustischen Oberflächenwelle in ein elektrisches Signal,
wobei der Eingangswandler und/oder der Ausgangswandler eine Sendeelektrodengruppe (1) und eine Reflexionselektrodengruppe (2) aufweist, und
einem Phasenschieber (3), welcher zwischen der Sendeelektrodengruppe und der Reflexionselektrodengruppe angeordnet ist, um elektrisch eine Phasendifferenz zwischen diesen zu erzeugen,
wobei eine zusammengesetzte Konduktanz Ga, die durch die Konduktanzen des Phasenschiebers (3) und des Wandlers bestimmt ist, und ein Verhältnis a der Energie, die von dem Ausgangswandler zum Eingangswandler verläuft, zu der Energie, die von dem Eingangswandler zum Ausgangswandler verläuft, durch den Aufbau der Sendeelektrodengruppe (1), der Reflexionselektrodengruppe (2), dem Phasenschieber (3) und einer mechanischen Phasendifferenz zwischen der Sendeelektrodengruppe (1) und der Reflexionselektrodengruppe (2) bestimmt sind,
wobei die Signalquelle oder die Lastschaltung eine Konduktanz Gs aufweisen, dadurch gekennzeichnet, daß die zusammengesetzte Konduktanz Ga und/oder die Konduktanz Gs nach den folgenden Bedingungen ausgelegt sind: Ga ≠ Gs, a ≠ 0bei einer Mittenfrequenz eines gewünschten Frequenzbandes, und mit bei einer Bandfrequenz, ausgenommen die Mittenfrequenz, wobei 1/c² ein gegebenes Unterdrückungsverhältnis des Dreifach-Durchgangs-Echos zwischen den Elektroden ist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (3) durch eine T-Schaltung gebildet ist, die aus Reaktanzelementen (6, 7, 8) besteht, wobei zwei Reaktanzelemente (6, 8) in Reihe geschaltet sind und ein Reaktanzelement (7) zwischen den zwei Reaktanzelementen angeschlossen ist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die den Reaktanzelementen (6, 7, 8) zugeordneten Werte (X₁, X₂, X₃) so gewählt sind, daß die nachfolgenden Bedingungen für die elektrische Phasendifferenz Φ_E erfüllt sind: wobei:
ω₀ = 2 π f₀
f₀: Mittenfrequenz der Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen
G₂: Strahlungskonduktanz der Sendeelektrodengruppe
C₂: Elektrische Kapazität der Sendeelektrodengruppe
ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (3) einen Widerstand (6), eine Induktivität (7) und einen Kondensator (8) aufweist, die seriell miteinander verbunden sind und deren Werte (R, L_m, C_m) nachfolgende Bedingungen erfüllen: wobei
K = B/G
n: eine ganze Zahl
ω₀: 2 π f₀
f₀: Mittenfrequenz der Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen
G: Strahlungskonduktanz der Interdigitalelektrode
B: Suszeptanz der Interdigitalelektrode
ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert (C_m) des Kondensators (8) die nachfolgende Gleichung erfüllt:

6. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (3) eine Parallelschaltung einer Induktivität (7) und eines Kondensators (8) und einen Widerstand (6) aufweist, der seriell mit der Parallelschaltung verbunden ist, wobei die Werte (R, C_m, L_m) des Widerstandes (6), der Induktivität (7) und des Kondensators (8) nachfolgende Bedingungen erfüllen: wobei
K = ω₀C/G
A: Änderungsrate der geometrischen Phasendifferenz Φ_M zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode als Funktion der Frequenz (Φ_M=A×(ω/ω₀))
ω: 2 π f₀
f₀: Mittenfrequenz der Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen
G: Strahlungskonduktanz der Interdigitalelektrode
C: Kapazität der Interdigitalelektrode
C_A: Änderungsrate der Suszeptanz (Ba) der Interdigitalelektrode in der Nähe der Mittenfrequenz
ist.