DE3618913A1 - Vorrichtung fuer elastische oberflaechenwellen - Google Patents

Description

Hitachi, Ltd. . 5. Juni 1986

6/ Kanda Surugadai 4-chome A 7074 Al/ka

Chiyoda-ku, Tokyo
Japan

Beschreibung

Vorrichtung für elastische Oberflächenwellen

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung für elastische oder akustische Oberflächenwellen (SAW-Vorrichtung), welche verbesserte Eigenschaften in bezug auf .- geringen Verlust und reduzierte Störung in den Amplitude/

Phase-Frequenzeigenschaften über eine große Bandbreite zeigt.

Bezüglich einer in einer Richtung wirkenden bzw. unidirektionalen Elektrodenvorrichtung ist von einem "Oberflächenwellen-

__ filter mit flacher Amplitude, welches eine, auf Gruppen basierende unidirektionale Interdigitalelektrodenanordnung aufweist" berichtet worden, welches geringen Verlust und reduzierte Welligkeit durch Verwendung von unidirektionalen Elektroden aufweist. Beispielsweise wird Bezug genommen auf

_oc "A Collection of Lectures 1-5-14" von Japan Acoustic Academy (von Toshiyasu Meguro et al, Dez. 1976).

In der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung wird eine elektrische Phasendifferenz auferlegt' zwischen zwei oder

mehreren Eingangs- oder Ausgangselektrodengruppen, so daß 30

die unidirektionale Ausbreitung verwirklicht wird durch die Wechselwirkung einer akustischen Eingangs- oder Ausgangswelle mit geometrischer Phasendifferenz, um hierdurch eine Verlustreduzierung zu erzielen. Im Falle der unidirektionalen

Elektrodenvorrichtung wird elektrische Energie, welche an 35

einer elektrischen Klemme eingegeben wird, in Energie akustischer Oberflächenwellen umgewandelt, welche in Richtung (Vorwärtsrichtung) auf die entgegengesetzt angeordneten Ein-

gangs- oder Ausgangsinterdigitalelektrodengruppe ausgestrahlt wird, und/oder in Energie akustischer Oberflächenwellen, welche in der Richtung (Rückwärtsrichtung) weg von der entgegengesetzten Elektrodengruppe ausgesandt wird. Im Verlaufe der nachfolgenden Beschreibung wird das Verhältnis der in Rückwärtsrichtung ausgestrahlten Energie zu der in Vorwärtsrichtung ausgestrahlten Energie als Parameter a definiert, repräsentativ für die Richtfähigkeit bzw. den Richtfaktor, wie im Falle des Artikels von Yamada et al mit dem Titel "Relation of the Insertion Loss and the Triple Echo in SAW Unidirectional Transducer", enthalten im"JJAP", Vol., 22-3 (1983) suppl. Seiten 163 - 164. Wenn der Parameter si "0"ist, bedeutet dies perfekte unidirektionale Ausbreitung, während der Wert 1 des Parameters a die in zwei Richtungen wirkende bzw. bidirektionale Ausbreitung darstellt. Bei der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung dieser Bauart ist es bei dem Entwurf übliche Praxis, daß die Eingangs- oder Ausgangskonduktanz Ga einer Phasenschieberschaltung und der Interdigitalelektroden an die äußere Lastkonduktanz Gl bei der Mittenfrequenz angepaßt ist und daß der Richtungsparameter SL so klein wie möglich über eine große Bandbreite ausgewählt ist. Solche Entwurfsbedingungen waren jedoch nicht notwendigerweise die besten Bedingungen, wie hiernach deutlich wird, wenn die Eigenschaften über das gesamte Band betrachtet werden.

Im Falle der beispielhaften Vorrichtung, offenbart in dem oben erwähnten Artikel, wird die elektrische Phasendifferenz, geschaffen zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode zur Verwirklichung der unidirektionalen Ausbreitung, mit Hilfe eines sog. Bessel-Typ-Phasenschiebers erzeugt, welcher Widerstandselemente und Induktanzelemente aufweist. Obwohl der Bessel-Typ-Phasenschieber im Entwurf bzw. Aufbau einfach ist, da er nur zwei Typen von Schaltungselementen erfordert, leidet der Phasenschieber unter dem Nachteil, daß der Bereich, in welchem die unidirektionale Ausbreitung erreicht werden kann, extrem schmal ist. Daraus ergibt sich, daß der Welligkeits-

anteil bei von der Mittenfrequenz abweichenden Frequenzen signifikant erhöht ist.

Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung folgt nunmehr eine Erörterung der Frequenzeigenschaften der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung, in welcher der oben erwähnte Bessel-Typ-Phasenschieber, welcher aus Widerstandselementen r und Induktanzelementen L besteht, verwendet wird. In Fig. 11 ist eine äquivalente Schaltung einer bisher bekannten unidirektionalen Elektrodenvorrichtung gezeigt. Eine sendende Elektrode 1 weist einen Widerstand 4 und einen Kondensator 5 auf und eine reflektierende Elektrode 2 weist einen Widerstand 4' und einen Kondensator 5¹ auf, wobei der Mittenabstand zwischen diesen Elektroden so gewählt ist, daß die geometrischen Phasendifferenz f^ gleich 2m + 1/2 ist, wobei m = 2, 3, ... ist, während ein verwendeter Phasenschieber derart entworfen ist, daß die elektrische Phasendifferenz ή> ε k^ei der Mittenfrequenz gleich -TT/2 ist. Fig. 9 illustriert grafisch die Verlust- und Frequenzeigenschaften der unidirektionalen Elektrodenvorrichtung. Es ergibt sich, daß bei der Mittenfrequenz, bei welcher die Bedingungen für die Verwirklichung der unidirektionalen Ausbreitung, wie hiernach beschrieben, erfüllt sind, der Richtfaktor (d.h. das Verhältnis der Energie, welche sich in Vorwärtsrichtung ausbreitet, dargestellt durch eine Kurve 20, zu der Energie, welche sich in Rückwärtsrichtung ausbreitet, dargestellt durch eine Kurve 21') sehr signifikant ist, während der Richtfaktor sich verringert, wenn die Frequenz von der Mittenfrequenz abweicht. Hieraus ergibt sich, daß der Welligkeitsanteil erhöht wird aufgrund der Vielzahl der Reflexionen zwischen den Elektroden oder dem Dreifach-Durchgangsecho (hiernach einfach als DDE bezeichnet). Fig. 12 illustriert grafisch eine Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Unterdrückung des DDE. Es wird angemerkt, daß das DDE stärker unterdrückt werden kann, wenn der Richtfaktor zunimmt. Um eine DDE-Unterdrückung von mehr als 40 dB zu verwirklichen, ist ein Richtfaktor von mehr als 20 dB· erforderlich, einschließlich. Bei der bisher bekannten Vorrichtung, gezeigt

Y-_M '""-' """"-361891

in Fig. 11, sind die Bedingungen für die Verwirklichung der unidirektionalen Ausbreitung gegeben durch die unten erwähnten Gleichungen unter der Voraussetzung, daß (j> ^ eine geometrische Phasenvoreilung der sendenden Elektrode 1 relativ zu der reflektierenden Elektrode 2 und daß ψ ε eine elektrische Phasenvoreilung der Elektrode darstellt, welche . am entferntesten von einer Spannungsquelle angeordnet ist.

Φ_Μ ⁺ Φ_Ε ^{= 2}*/ ^4π' ⁽¹⁾

Φ_Μ - Φ_Ε = ir/ 5ir, . . . . (2)

Iv₁I = |v₂| ..... (3)

wobei V^ die Spannung der sendenden Elektrode und V2 die Spannung der reflektierenden Elektrode darstellt. Die Frequenzabhängigkeiten der geometrischen Phasendifferenz φ^, der elektrischen Phasendifferenz φ ε und des Verhältnisses J V21/|ViI können jeweils durch die nachfolgenden Gleichungen gegeben werden:

φ S= (2m ± j) π (f/f_Q) wobei m eine natürliche Zahl

darstellt ιλ\

φ_Ε = - J - 2 (1 + _rG) (6f/f_o) (5)

|V₂| / IV₁I = 1 + (6f/f_o) ..... (6)

Es wird angemerkt, daß beide Gleichungen (5) und (6) lineare Annäherungen der Frequenzabweichung ( <S f = f - fg) sind. Fig. 7 illustriert grafisch die Frequenzeigenschaften der geometrischen Phasendifferenz und der elektrischen Phasendifferenz unter der Annahme, daß ψ^ = 2,5 7Γ (f/fg) ist, das Verhältnis zwischen der Ausstrahlungskonduktanz und der

kapazitiven Suszeptanz der Elektrode gleich 1 (Einheit) ist und daß ^ ε ⁼ ~ ("^/2) - ( 2 «5 f/fo) ist. Wenn die Gleichung (2) und (3) erfüllt sind und wenn die akustische Oberflächenwelle sich nicht in der Rückwärtsrichtung ausbreitet, kann der Riehtfaktor erheblich erhöht werden. Im Falle des bisher bekannten Phasenschiebers gilt jedoch = ³TT+ (2,5ir+ 2)

Die Abweichung vom durch die Gleichung (2) gegebenen Wert steigt daher steil an, wenn sich die Frequenz von der Mittenfrequenz entfernt.

Wie aus der vorhergehenden Beschreibung hervorgeht, weist der bisher bekannte Phasenschieber den Nachteil auf, daß der Frequenzbereich, in welchem unidirektionale Ausbreitung erreicht werden kann, extrem begrenzt ist, wobei eine große Schwierigkeit bei der Verwirklichung der Welligkeitsverringerung über eine große Bandbreite involviert ist. Eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, bei welcher anstelle des Phasenschiebers eine Verzögerungsleitungsschaltung benutzt wird in dem Bemühen, den Richtfaktor zu erhöhen, ist von R.L. Miller et al berichtet worden (es wird Bezug genommen auf " IEEE, Ultrasonics Symposium Processings", Seiten 1 bis 6). Die Verzögerungsleitung ist "jedoch kostspielig und unpraktisch.

Als Phasenschieber, bei welchem kein Widerstand verwendet wird, ist in dem japanischen Gebrauchsmuster, Veröffentlichungsnummer 3614/1983 ein Phasenschieber offenbart, in welchem eine Diode variabler Kapazität verwendet wird in Kombination mit einer Reaktanzschaltung. Es wird jedoch angemerkt, daß die Frequenzbandeigenschaften der mit dem Phasenschieber zu verbindenden Schaltung oder Vorrichtung nicht betrachtet werden, ganz zu schweigen vom Vorschlag zur Verbesserung der Frequenzeigenschaften über eine große Bandbreite.

ZL 1 Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen zu schaffen, bei welcher die Störung bzw. Verzerrung der Amplituden- und Phaseneigenschaften auf ein mögliches Minimum unterdrückt werden kann und bei welcher verbesserte Eigenschaften mit einem reduzierten Verlust über ein breites Frequenzband erzielt werden können.

Dies und andere Ziele, welche sich aus der nachfolgenden Beschreibung ergeben, werden gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung dadurch erreicht, daß eine Beziehung zwischen den Anpassungsbedingungen und dem Parameter a., repräsentativ für den Richtfaktor in einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung, so bestimmt wird, daß a. = (Gl - Ga) / (Gl + Ga) gilt, um das Dreifach-Durchgangsecho oder DDE über das gesamte Band zu unterdrücken.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird gelehrt, daß eine sendende Elektrode in Kaskade mit einer reflektierenden Elektrode durch einen Phasenschieber verbunden ist, welcher eine Serienschaltuna von zwei reinen Reaktanzelementen X^, X3 aufweist, eingefügt· zwischen beiden Elektroden,und ein reines Reaktanzelement X2, verbunden mit dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Reaktanzelementen zur Bildung einer T-Schaltung, um hierdurch die unidirektionale Ausbreitung über ein breites Band zu erzielen.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Phasenschieber derart angeordnet, daß sich die Frequenzabweichungen der geometrischen Phasendifferenz und der elektrischen Phasendifferenz gegenseitig für die Wellenausbreitung in Rückwärtsrichtung auslöschen, so daß die Ausbreitung der akustische Oberflächenwelle in der Rückwärtsrichtung an einer Zunahme gehindert wird, ungeachtet der Abweichung von der Mittenfrequenz, während eine Leitung mit konzentrierten Parametern, welche Widerstände, Induktivitäten und Kondensatoren aufweist, geschaffen wird, um die Frequenzeigenschaften zum Zwecke der Maximierung des Riehtfaktors variabel zu machen.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. Darin zeigen:
5

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm einer unidirektionalen

Elektrodenvorrichtung mit Phasenschiebern gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 ein äquivalentes Schaltdiagramm der Fig. 1,

Fig. 3 ein charakteristisches Diagramm, welches grafisch eine Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Unterdrückung des DDE illustriert,

Fig. 4 ein schematisches Diagramm einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung gemäß der Erfindung,

Fig. 5 ein Diagramm zum grafischen Illustrieren der Frequenzeigenschaften der in Fig. 1 gezeigten Schaltung,

Fig. 6 a

und 6 b Diagramme, welche eine äquivalente Schaltung und eine Konfiguration einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung mit einem Phasenschieber gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen,

Fig. 7 ein charakteristisches Diagramm zum grafischen Illustrieren der Veränderung der elektrischen Phasendifferenz als Funktion der Frequenz,

Fig. 8 a

und 8 b jeweils Diagramme einer äquivalenten Schaltung und einer Konfiguration einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 9 ein charakteristisches Diagramm, welches eine

Beziehung zwischen dem Verlust und der Frequenz illustriert,

Fig. 10 ein charakteristisches Diagramm, welches eine

Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Frequenz illustriert,

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm, welches eine bisher bekannte unidirektionale Elektrodenvorrichtung mit einem Bessel-Typ-Phasenschieber zeigt, und

Fig. 12 ein Diagramm zum grafischen Illustrieren einer Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Unterdrückung des DDE.

Eine unidirektionale Elektrodenvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben. Auf einem Substrat 15 für akustische Oberflächenwellen sind Gruppen von Interdigital-Eingangselektroden 9 und Interdigital-Ausgangselektroden 10 mit einer geometrischen Phasendifferenz ψ μ ⁼ (2 "Π" · 1/ λ. ) zwischen den Elektrodengruppen 9 und 10 angeordnet, wobei 1 einen Abstand zwischen den Interdigital-Elektroden in jeder Elektrodengruppe und Λ die Wellenlänge der akustischen Oberflächenwelle darstellt. Induktivitätselemente L^ und L2 sowie Kapazitätselemente Ci und C2, welche zusammenwirken, um einen Phasenschieber 3 für jede Elektrodengruppe zu bilden, werden so ausgebildet, daß eine elektrische Phasendifferenz ^E ^un<^ ^e^ⁿ Spannungsverhältnis V^ zwischen den beabstandeten Interdigitalelektroden jeder Gruppe 9, 10 gebildet werden. In diesem Falle ist der Parameter a, welcher den Riehtfaktor anzeigt, gegeben durch

_ I⁺Vt ^{+ 2V}t ^{COS (Φ}Μ ^{+ Φ}Ε^}
1 + v£ + 2V_t cos U_M - Φ_Ε)

/S-

Es wird angemerkt, daß an jeder Stirnseite des Substrats ein Absorber für akustische Oberflächenwellen angebracht ist, um eine Reflexion von diesen Stirnseiten zu unterdrücken .

Die unidirektionale Eingangselektrodenanordnung 9, kombiniert mit der Phasenschieberschaltung 3, welche aus den Elementen Lj_-, Οχ, L2 und C2 besteht, kann dargestellt werden durch ein äquivalentes Netzwerk 31, geöffnet durch drei Paare, mit zwei Paaren von mechanischen (akustischen) Toren 11 und 12, und einem Paar von elektrischen Torenl3, wie in Fig. 2 gezeigt. Mechanische charakteristische Impedanzen Zq sind jeweils mit den mechanischen Toren 11 und 12 verbunden, während eine Spannungsquellen-Konduktanz G_s mit dem elektrischen Tor 13 zur Erstellung einer Streumatrix verbunden ist, um hierdurch eine Beziehung zwischen dem Richtfaktor und der Reflexion am mechanischen Tor zu bestimmen.

Unter der Voraussetzung, daß der Verlust Null ist und die Elemente der Streumatrix real sind, gilt

Is₁₁I² ♦ Is₁₂I² ♦ Is₁₃I² - 1 Is₂₁I² ♦ Is₂₂I² * Is₂₃I² - 1

Is₃₁I^{2 +} Is₃₂I² ♦ Is₃₃!² - 1

Da Sij = Sji (reversibel) ist,und aufgrund der verlustlosen Annahme, gilt S11S13 + S12 S23 + S13 S33 = 0. Da der Verlust von der Fehlanpassung im betrachteten Schaltungssystem herrührt, gilt

|S₁₃|2 ₊ |s₂₃, 2 =f 35

unter der Bedingung, daß b = G_s/G_a ist. Der Richtfaktor a ist gegeben durch

ι 2

a - ¹^¹ (8)

l^si₃l²

demgemäß gilt

.2 _lo ,2 4b _Ις ,2 _ (b - 1)

I⁵I₃I ^+al^S1₃l -^Tl?' ^{{ 33>} " (b₊ D²

(b +-1)

/ 4b 1

^S13 ⁼ V-1 + a * (b + 1)

23

b - 1

- ₊ /HUI . ¹

- V 1 + a (b + 1

33 -b + 1

_ a- _{b_- 1)/(b » 1)

^S11 a + 1

Ις |2 _ U - r)² (9)

^lSl1' " (a ₊ 1)2
30

wobei

* " b + 1
35

gilt.

r	b	- 1
b	b	+ 1
* Gs	/Ga

Die obigen Berechnungen basieren auf der Annahme, daß die äquivalente Schaltung 31 passiv und verlustlos ist und daß die einzelnen Elemente der Streumatrix reale Zahlen sind. Im praktischen Aufbau ist es jedoch üblich, daß der Verlust in der Phasenschieberschaltung ausreichend klein für die Strahlungsenergie ist. Da auch die zusammengesetzte Suszeptanz der Vorrichtung und der Last auf der Seite des elektrischen Tors in einem gewünschten Frequenzband ausreichend klein gewählt wird für den Wert von G_a, bleibt die oben erwähnte Annahme gültig.

Die am mechanischen Tor reflektierte Welle repräsentiert durch I Sn I ^ unterliegt Vielfachreflexionen zwischen den Eingangs- und Ausgangsinterdigitalelektroden und tritt auf als ein ungewünscht verzögertes Signal am Ausgangstor oder an der Ausgangsklemme, wodurch Welligkeiten in den Amplituden- und Phaseneigenschaften über das Frequenzband verursacht werden. Die mehrfache Reflexion wird allgemein als Dreifach-Durchgangsecho bezeichnet (oder einfach als DDE). Fig. 3 illustriert grafisch die Beziehungen zwischen dem Parameter a und der Unterdrückung von DDE, wie aufgrund der Gleichung (9) bestimmt. Man erkennt, daß der Riehtfaktor a_m, welcher DDE minimiert, eine Funktion von b ist, gegeben durch

a = r =

m b + 1

^b - ¹ (12)

Obwohl G_s im wesentlichen konstant über die gewünschte Bandbreite ist, ist der Faktor G_a eine Funktion der Frequenz. Wenn daher der Parameter a., welcher den Richtfaktor anzeigt, eher dem durch die Gleichung (12) gegebenen Wert angenähert als Null (0) in dem gewünschten Band ist, ist es möglich, das Dreifach-Durchgangsecho oder DDE zu unterdrücken. Wenn beispielsweise das gewünschte Zwischenelektroden-DDE-Unterdrückungsverhältnis in einer der Eingangs- und Ausgangsinterdigitalelektrodengruppen zu l/c^ ausgewählt, ist der Richtfaktorparameter a über das gesamte Band aus Gleichung

3613913 -χί-

1 (3) wie folgt gegeben:

7»

Mit dem oben bestimmten Parameter ja kann die Reflexionswelle innerhalb des Bandes auf einen Wert kleiner als das gewünschte Unterdrückungsverhältnis gedrückt werden.

Obwohl bisher angenommen worden ist, daß die Unterdrückung von DDE erzielt werden kann, indem der Parameter a^, repräsentativ für den Richtfaktor, innerhalb des Bandes so klein wie möglich gemacht wird und G_a = G₃ bei der Mittenfrequenz gilt, ist entdeckt worden, daß tatsächlich die Unterdrückung von DDE über das gesamte Band durch eine solche Auswahl des Richtfaktors erzielt werden kann, daß die Gleichung (13) erfüllt ist,

Es wird auch noch angemerkt, daß, wenn G_s durch eine Lastkonduktanz G, hinzugefügt zu dem Ausgangstor 14, ersetzt wird, der Verlust und DDE in der Ausgangsinterdigitalelektrodengruppe 10 in ähnlicher Weise gehandhabt werden kann.

Fig. 4 zeigt schematisch eine unidirektionale Elektrodenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei welcher die Interdigitalelektroden in einer gruppierten, unidirektionalen normierten Elektrodenanordnung

3Q angeordnet sind, welche zehn Gruppen von jeweils zwei Paaren aufweist, wobei die Eingangs- und Ausgangselektroden in identischem Aufbau ausgeführt sind. In jeder Gruppe wird die geometrische Phasendifferenz zwischen den Interdigitalelektroden 1 und 2 mit TT/2 ausgewählt. Das Substrat wird

3g gebildet von einem LiNbO3-Einkristall mit 128"-gedrehtem Y-Schnitt und X-Ausbreitung. Die Mittenfrequenz wird mit 100 MHz gewählt. Die Filmdicke der Aluminiumelektrode ist 5000 Ä. Die Konstanten für den Phasenschieber sind mit C3

= IpF und L3 = 220 nH ausgewählt. Der Spannungsquellenwiderstand und der Lastwiderstand Gl sind beide ungefähr 29mS.

Fig. 5 ist ein Diagramm zur grafischen Illustrierung der Frequenzeigenschaften der Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen mit dem Phasenschieber gemäß der Ausführungsform, gezeigt in Fig. 1. Die I nterdigitalelektrode hat den gleichen Aufbau wie im Falle der vorher erwähnten Ausführungsform. Die Konstanten des Phasenschiebers sind so ausgebildet, daß Li = 1,3 μΗ, L2 = 230 nH, Ci = 2,2 pF und C2 = 2 pF ist. Mit dieser Anordnung ist es möglich, die Parameter a_m 25 ^und ^am26 angenähert zueinander ohne das Erfordernis des variablen Widerstandes R3 zu machen. In Fig. 5 stellt eine Kurve 22 den Verlust in Vorwärtsrichtung, eine Kurve 23 den Verlust in Rückwärtsrichtung und eine Kurve 24 die Unterdrückung von DDE dar, wobei eine Kurve 25 den Parameter a25 zeigt, welcher den Richtfaktor angibt, welcher die maximale Unterdrückung von DDE gewährleistet, und eine Kurve 26 die tatsächlich gemessenen Werte des den Richtfaktor angebenden Parameters a26 zeigt. Im Falle dieses Ausführungsbeispieles wird der variable Widerstand R3 nicht benutzt. Demzufolge kann der Verlust verbessert werden auf weniger als 3 dB, während DDE mehr als 44 dB über die gesamte Bandbreite unterdrückt werden kann. Die Amplitudenwelligkeit ist 0,1 dB von Spitze zu Spitze (p-p) und die Gruppenverzögerungszeitwelligkeit ist 11 nSp_p.

Die vorhergehende Beschreibung erfolgte für die gruppierte unidirektionale Elektrodenanordnung. Es ist jedoch klar, daß die unidirektionale Elektrodenanordnung der dreiphasigen Anregungsart oder dergleichen die gleichen Vorteile aufweisen kann, indem so konstruiert wird, daß die durch Gleichung (7) gegebenen Bedingungen erfüllt sind.

Fig. 6a zeigt eine äquivalente Schaltung einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung mit einem Phasenschieber bei der Mittenfrequenz gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden

Erfindung. Die unidirektionale Elektrodenanordnung weist einen Satz von sendenden und reflektierenden Elektroden auf, wobei jede dieser Interdigitalelektroden repräsentiert werden kann durch eine äquivalente Parallelschaltung von Strahlungskonduktanz G und elektrischer Kapazität C. In der Fig. stellen G2 ι durch ein Bezugszeichen 4 gekennzeichnet, und C2* durch ein Bezugszeichen 5 gekennzeichnet, jeweils die sendenden Elektroden 1 dar, während Gj_-, durch das Bezugszeichen 4 gekennzeichnet, und Cj_-, durch das Bezugszeichen 5 gekennzeichnet, jeweils die reflektierenden Elektroden 2 darstellen. Der Phasenschieber wird durch eine T-Schaltung gebildet, welche aus Reaktanzelementen 6, 7 und 8 mit jeweils Werten von ^xl' ^X2 ^un<^ ^X3 besteht. Die sendende Elektrode und die reflektierende Elektrode sind gegenseitig durch den Phasenschieber in Kaskade geschaltet. Unter der Annahme, daß die an den Eingangsklemmen 41 und 41" auftretende Spannung Vj_- ist und die an der sendenden Elektrode auftretende Spannung V2 ist und daß die Phasendifferenz zwischen beiden Spannungen, welche durch den Phasenschieber verursacht wird, durch j> ε (hiernach wird der Winkel in rad angegeben) gegeben ist, sind die Bedingungen zur Verwirklichuna von ^vl ^{= V}2 * ^e"* ^{E w:}*-^e folgt:

(~L + 1) . G₂X₃ +

wobei X2 Φ 0 ist

= cos Φ_Ε ... (14)

= sin

(15)

(16)

Die Werte von X]_-, X2 und X3, welche die obigen Bedingungen erfüllen, sind bestimmt. Für die positiven Werte von Xj_-, X2 und X3 wird der Phasenschieber durch Induktivitätselemente gebildet. Andererseits wird der Phasenschieber von Kapazitätselementen für negative Werte von X^, X2 und X3 gebildet. Da der Phasenschieber kein Widerstandselement aufweist, kann der

Phasenschieber verlustlos gemacht werden.

Es wird angemerkt, daß die Werte von Χχ, X2 und X3 nicht definitiv unter dem oben erwähnten Bedingungen bestimmt werden können, sondern daß ein Spiel im Design verbleibt. Von den Erfindern durchgeführte Experimente haben gezeigt, daß die Variation oder Veränderung in der elektrischen Phasendifferenz φ g in Abhängigkeit von der Frequenz durch eine solche Auswahl von Xi und X3 minimiert werden kann, daß Χχ = X3 gilt. Die obige Beschreibung basiert auf der Annahme, daß die Elektroden von normierter Bauart sind. In diesem Zusammenhang wird angemerkt, daß der Wert des Parameters a, welcher die konstante elektrische Phasendifferenz über einen weiten Bereich gewährleisten kann, nicht notwendigerweise "1" ist, sondern einen geeigneten Wert annehmen kann, wenn die Veränderung in der Strahlungskonduktanz aufgrund der Gewichtung oder der gleichen Modifikation variiert. Die Elementkonstanten Χχ, X2 und X3 werden insbesondere so bestimmt, daß die elektrische Phasendifferenz, gegeben durch den aus den Gleichungen (14) und (15) abgeleiteten arc tan konstant ist. Unter der Bedingung, daß Χχ = X3 ist, ergibt sich aus den Gleichungen (14) und (15).

X₁ ■ X₃= (17)

1 3 U₀C₂ + G₂

Zu dieser Zeit ist die Eingangsadmittanz Yq der Vorrichtung, wie am Tor 1 - I¹ beobachtet, gegeben durch

Y₀ = 2G₂ (19)

Hierdurch wird die elektrische Phasendifferenz von 7Γ/2 erreicht und gleichzeitig an eine komplexe Konjugationsanpassung erzielt werden. Unter diesen Bedingungen ist die

-ie-

elektrische Phasendifferenz <p g ^an der Mittenfrequenz gleich

TT /2 und deren Veränderung als Funktion der Frequenz wird durch eine Kurve 27, gezeigt in Fig. 7, dargestellt. Der Phasenschieber, welcher nur aus Reaktanzelementen gemäß der Lehre der vorliegenden Erfindung besteht, bringt einen verbesserten und neuen Effekt mit sich, daß die Phasendifferenz <j> ε einen konstanten Wert von ΊΓ/2 über ein großes Frequenzband annimmt, wie durch Vergleich der ausgezogenen Kurve 27 mit einer gestrichelten Kurve 27' deutlich wird, welche die entsprechende Veränderung der elektrischen Phasendifferenz in dem bisher bekannten Bessel-Typ-Phasenverschieber darstellt.

Wenn andererseits X3 = 0 in den Gleichungen (14) und (15) gilt, folgt

sin φ_

X₁ = —£—- (20)

2
20

sin φ-ρ .

ν -

^Λ2

2 Ui₀C₂ sin<|>_E - G₂ (1 - cos<|>_E)

Der Phasenschieber kann daher verwirklicht werden, indem nur zwei Reaktanzelemente benutzt werden. In diesem Falle sind jedoch die Werte der beiden Reaktanzelemente definitiv bestimmt. Obwohl der Fall eintreten kann, bei welchem die Veränderung der elektrischen Phasendifferenz φ ε in Abhängigkeit von der Frequenz nicht so klein ist, wie im Falle des Phasenschiebers, der von drei Elementen gebildet wird, kann der Verlust des Phasenschiebers mit zwei Elementen signifikant erniedrigt werden im Vergleich mit dem Bessel-Typ-Phasenschieber.

Fig. 6b zeigt eine andere Ausführungsform der Erfindung, angewandt auf eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, welche in einer Zwischenfrequenzstufe eines Färb-

-vh- Xb fernsehempfängers benutzt wird. Das piezoelektrische Substrat, das Elektrodenmaterial und der Herstellungsprozeß des Elektrodenfilms sind die gleichen, wie diejenigen, welche vorher in Verbindung mit der ersten Ausführungsform der Erfindung beschrieben worden sind. Die Mittenfrequenz ist 56,5 MHz und die Eingangselektroden 9 sind verwirklicht in einer gruppierten unidirektionalen Elektrodenanordnung mit fünfGruppen jeweils von vier Paaren von Elektroden. Der Mittenabstand 51 wird mit 154,5 μΐη gewählt, so daß die geometrische Phasendifferenz 7Γ/2 ist. Die Ausgangselektroden weisen vierzig Paare von gewichteten Elektroden von dupliziertem Aufbau auf. Die öffnungslänge der Elektrode ist 1000 μπι. Die Strahlungskonduktanzen Gi und G2 der Eingangselektroden (welche sendende Elektroden und reflektierende Elektroden einschließen) sind so gewählt, daß Gi = G2 = 2,3 mS ist, während die Kapazität mit 9,3 pF ausgewählt ist. Der Phasenschieber besteht aus zwei Induktivitäten Li und L2* wobei Li und L2 jeweils mit 1,2 μΗ und 2,8 μΗ ausgewählt sind, um die elektrische Phasendifferenz von ~ü~/2 zu verwirklichen. In der Fig. bezeichnen die Bezugszeichen 6 und 7 jeweils die Induktivitäten Li und L2. Als Kopplungsbedingungen der Vorrichtung wird die Steuerimpedanz mit 210 -ß. festgelegt, wobei die Lastimpedanz 120 -ß. beträgt.

Mit dieser Anordnung kann eine breitbandige Amplitudencharakteristik erzielt werden. Das Dreifach-Durchgangsecho oder DDE kann auf 45 dB unterdrückt werden, während die Gruppenverzögerungscharakteristikkurve 25 flach ist bei 20 nSp_p. Der Verlust ist 7,3 dB bei der Mittenfrequenz, was einer Verbesserung von ungefähr 3,2 dB über den bekannten Phasenschieber mit einer Reaktanz und einem Widerstand bedeutet. Indem der Phasenschieber mit drei reinen Reaktanzelementen gebildet wird, kann im Design eine große Freiheit erreicht werden. Die unidirektionalen Ausbreitungseigenschäften werden über eine große Bandbreite erzielt. Der Phasenschieber ist verlustlos. Es kann daher eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen verwirklicht werden, welche vorteilhafte Eigenschaften aufweist.

Fig. 8a zeigt ein äquivalentes Schaltungsdiagramm zur Illustrierung des Prinzips einer unidirektionalen Elektrodenvorrichtung in einem Phasenschieber gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung. Die unidirektionale Elektrodenanordnung weist eine sendende Elektrode 1 und eine reflektierende Elektrode 2 auf. Jede der Elektroden wird durch eine äquivalente Parallelschaltung der Strahlungskonduktanz (G) 4, 4¹, Kapazität (C) 5, 5" und Strahlungssuszeptanz Ba, Ba¹ gebildet. Der Phasenschieber 3 wird von einem Widerstand (R)6 gebildet, der in Reihe mit einer Parallelschaltung einer Induktivität (L_m) 7 und einer Kapazität (C_m) 8 verbunden ist. Der Phasenschieber 3 ist in Reihe mit der reflektierenden Elektrode 2 verbunden, wobei die Reihenschaltung des Phasenschiebers 3 und der Elektrode 2 parallel mit der sendenden Elektrode 1 verbunden ist. Mit dieser Anordnung sind die Bedingungen, unter welcher die elektrische Phasendifferenz <j> ^ gleich - ΊΓ/2 (in rad) und [ViI = (V^lbei der Mittenfrequenz von fg (= i^Dq/2TT) ist, gegeben durch

k 1 1

k + 1

^ωο m k + 1 1
2— —- = -5 'H=¹¹ (23)

wobei k = ω_ο C/G ⁽²⁴⁾

Unter der Annahme, daß in der Nähe der Mittenfrequenz

- 2* (f - f_o) -... (25)

gilt, bestimmt die Beziehung zwischen dem Richtfaktor und C_m, L_m unter den Bedingungen, welche die Gleichungen (22) und (23) erfüllen, den Wert der Schaltungskonstanten C_m und L_m, so daß die unidirektionale Ausbreitung erhöht wird.

-3τ9-

Die Frequenzeigenschaften von j Vj| I |V2I und φ ε in der Nähe der Mittenfrequenz f(j sind gegeben durch

Iv₁IZlV₂I= 1 + F · δω¹, und daher gilt 5

F = I₊ 2U²Gn₀C_n ♦ Ru,_oC_A (26)

Φ_Ε = -ττΖ2 - Καώ¹ , wonach gilt K = ω Cu {2(1 + o»₀C_mu) + -^) (2?)

unter der Annahme, daß ^{ω " ^ω _ο ^)/ωο ^{= δω}/^ω _ο ^{= δω}' ist. Es wird angemerkt, daß der Wert von L_m nicht positiv in den Gleichungen (26) und (27) auftritt, da L_m durch seine Be-

Ziehung zu C_m bestimmt ist.

Nunmehr wird Vorwärtserregung und Rückwärtserregung betrachtet. Die Störungsgröße der akustischen Oberflächenwelle wird dargestellt durch Uf in der Vorwärtsrichtung und durch U_r in der Rückwärtsrichtung. Unter der Annahme, daß der Frequenzverlauf H(f) der Elektrode über die Bandbreite flach ist, ist Uf gegeben durch

Uf= H(f) V₀ { jd>_ + IV- I / Iv^ I io } c?n\ «c ■*· ' 2¹ e^JYE i^v-]i'i^v2i e^J9M ···· \*o)

während U_r gegeben ist durch

u_r - H(f) |v₂|{_eJ«j>_E + Iv₁IZIv₂I _e-j4_M> ... (29)

Die Bedingungen für die unidirektionale Ausbreitung sind = JV2I und daß gilt

^ΦΜ " ^ΦΕ ^{= 2τ> 4ir}' ^{30)

Φ_Μ + Φ_Ε = ir, 3π, (31)

wobei die Gleichung (30) für die Vorwärtserregung gilt und die Gleichung (31) für die Rückwärtserregung.

Für die geometrische Phasendifferenz γ ^ = A( to/ lo q) i^st der einfachste Fall gegeben durch

A = (2m - ■-)*, m = 1 , 2, (32)

Im Lichte der Gleichungen (26), (27), (28), (29) und (30) wird angemerkt, daß die Gleichungen (30) und (31) vollständig bei der Mittenfrequenz erfüllt werden können. In dem Falle, in welchem A = (2m + 1/2)TT ist, kann die Polarität der reflektierenden Elektrode umgekehrt werden für die Verarbeitung in der gleichen Weise. In Vorwärtsrichtung gilt durch die Annäherung der normierten Frequenzabweichung ο uo auf den Ausdruck erster Ordnung

uf	=. H	(f)	(-j)	[(2 + F	2 + (K	.K-A
	·— TJT —. η	(f)	(-j)	[2 + /F		J 2
Ur		(f)	(-j)	[(2 + F	οω j 3	- A)2 ,j
	- A ί
2

=. H(f) (-j) C- /F² + (K-A)² _β,ξδω'] ... (34)

Unter der Annahme, daß

.^f . 2_ F * j (K - A) _] _ _Λ

• ü "· " δω' _F2 _{+ (K} _ _A)2

und daß -^-τ > 1 ist·.

(35)

'U ' ^νδω'
r

wobei ξ = tan "¹ {-(K - A)/F)

In Kombination mit den Gleichungen (26), (27) und (32) kann der Richtfaktor |Uf/U_r| ² durch Quadrieren der Gleichung (32) erhalten werden. Aus Gleichung (35) ist C_m = C^, bei dem |Uf/U_r | maximiert werden kann, wie folgt bestimmt:

^{A -

^m ~ ¹³O * ²U C)² + G²}

(36)

Da der Ausdruck innerhalb der Wurzel der Gleichung (35) eine quadratische Gleichung von C_m ist, wird das Verhältnis I UfJ / |U_rl erhöht, wenn C_m = O innerhalb des Bereiches ist, welcher durch O<C_m < 2Cm bestimmt ist. Wenn C_m weiter erhöht wird, so daß es gegeben ist durch

ο
20

dann ist K=A. Dies bedeutet, daß die Veränderungsrate in der elektrischen Phasendifferenz des Phasenschiebers 3 als eine Funktion der Frequenz zusammenfällt mit derjenigen der geometrischen Phasendifferenz. Im Unterschied zu dem Fall einer Verzögerungsleitung beruhen die Frequenzeigenschaften auf I Vi I / I V2 I und sind proportional zu C_m, wie sich aus Gleichung (26) ergibt. Demzufolge kann der minimale Wert von ( Uf | / | U_r | der Gleichung (35) nicht gegeben werden. Verglichen mit dem Riehtfaktor der bisher bekannten Phasenschieberanordnung oder des Bessel-Typ-Phasenschiebers, dessen Richtfaktor gegeben ist durch

& 1² = {(A) ^{}2 (38)}

^Ur ^δω /F² +(K₊ A)²

wird der Wert von I Uf I / I U_r| durch die Gleichung (35) bestimmt unter der Annahme, daß C_m ist gleich C_m gemacht wird, gegeben durch die Gleichung (37), und daß K=A offensichtlich größer als der Wert ist, welcher entsprechend der obigen Gleichung (38) bestimmt ist. Darüber hinaus wird angemerkt, daß der Wert von C^ einen Wert darstellt, welcher sich der oberen Grenze von C_m nähert, bei welcher der Wert von j Uf | / |u_r|über diejenigen erhöht wird, welche vom bekannten Phasenschieber verwirklicht worden sind. Daher wird der Wert C^ von C_m, gegeben durch die Gleichung (37), für praktische Zwecke als obere Grenze ausgewählt.

Im folgenden wird die Erfindung verglichen mit dem Standder Technik für das einfachste Modell, bei welchem Ui₀C = G, R=O, u = l/G = 1/W_OC und C& = 0 gilt.

In Verbindung mit der vorliegenden Erfindung wird C_m = (A - 3)C/4, gegeben durch die Gleichung (36), bei dem I ^üf I / I ^ür I maximal ist, als Wert von C_m gewählt. Dann gilt

F= (A - l)/2 und K= (A + l)/2 Der Richtfaktor \ Uf / U_r|2 ist gegeben durch

Andererseits gilt im Falle der bekannten Anordnung unter der Annahme von F=I und K = 2

Im Falle, in welchem fg = 600 MHz, δ f = 15 MHz und daher Svo = S f/fo = 1/40 und die Bandbreite 30 MHz ist, werden die Beziehungen zwischen den Werten von A und denjenigen des Richtfaktors I Uf/U_r|² an den Bandseiten in der nach- ° folgenden Tabelle 1 zusammengefaßt.

Tabelle 1

A	ι Richtfaktor	dB	lUf	/υ ι	(dB)	.3	dB
	Erfindunq	dB	Stand	der V		.3	dB
3 π/2	29.7	dB	21.4	dB	Differenz	.3	dB
5 π/2	24.4	dB	18.1	dB	8	.8	dB
7 π/2	21.1	dB	15.8	dB	6	5	dB
9 π/2	18.7	13.9	dB	5
11 π/2	16.8	12.3	dB	4
4

Wie aus der obigen Tabelle hervorgeht, stellt die vorliegende Erfindung eine signifikante Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik dar.

Im Grundaufbau gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Phasenschieber 3 aus einem Widerstand R bestehen, der in Reihe mit einer Reihenschaltung einer Induktivität L_m und einer Kapazität C_m, wie in Fig. gezeigt, verbunden ist. In dem Phasenschieber sind die Bedingungen, unter welchen die elektrische Phasendifferenz ε gleich -TT/2 und | Vi I = ( V2 | bei der Mittenfrequenz ) ist, gegeben durch

R =

k - 1

u L o m

^k -

k² + 1

(41)

wobei k = UdqC/G ist. Die Schaltungskonstanten werden in der gleichen Weise, wie oben beschrieben, bestimmt. Der Wert von C_m (= cJJ) , welcher den Richtfaktor | Uf/U_r / ² maximieren kann, ist gegeben durch

m " {A - (1 + RG) (2 + C /C) } C- (1 + RC-ω )G/u

^Λ A O O

(42)

Der Bereich von C_m , in welchem der Richtfaktor verbessert wird über die bekannte Phasenschieberanordnung und den Bessel-Typ-Phasenschieber, ist gegeben durch 15

^Cm * ^Cm ⁼ A - (2 + C_A/C) (1 + RG) ^{43)

Fig. 8b zeigt eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen gemäß einem noch weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung. Das piezoelektrische Substrat 15 ist gebildet aus einem LiNbOß-Einkristall mit 128° gedrehtem Y-Schnitt und X-Ausbreitung. Die Eingangselektroden sind in zwanzig Paaren vorgesehen und bestehen jeweils aus einer unidirektrionalen Elektrode mit einer konstanten Öffnungslänge. Die Ausgangselektroden sind in sechzig Paaren vorgesehen, wobei die einzelnen unidirektionalen Elektroden gewichtet sind durch Veränderung der Kreuzungsbreite. Die Mittenfrequenz ist 612 MHz. Die Linienbreite der Elektrode ist 1,6 um im Falle der festen Elektrode mit der Öffnungslänge der Elektrode von 1000 μπι. Diese Elektroden werden gebildet aus einem

Aluminiumfilm mit einer Dicke von 1000 A durch Dampfablagerung und nachfolgender Fotolithographie.

Die Strahlungskonduktanz G der Eingangselektroden ist 9mS und die Kapazität C ist 26 pF, während die Ausgangselektroden

eine Strahlungskonduktanz G von 10 mS und eine Kapazität C von 34 pF zeigen. In der Ausgangselektrodenanordnung ist der Gradient (C&) der Strahlungssuszeptanz in der Nähe der Mittenfrequenz im wesentlichen Null. Die Konstanten des Phasenschiebers werden so bestimmt, daß der Riehtfaktor maximal wird auf der Grundlage der Gleichungen (36) und (23). Wenn A gleich 7 7Γ /2 gesetzt wird in der geometrischen Phasendifferenz ψ jj[ = A(f/fo) der unidirektionalen sendenden und reflektierenden Elektroden, dann gilt auf der Eingangsseite R = 9-il , L_m = 2 nH und C_m = 3 pF, während auf der Ausgangsseite R= 7 Ώ- , L_m = 2,1 nH und C_m = 1 pF ist. Fig. 9 illustriert die Frequenzeigenschaften des derzeitigen Ausführungsbeispiels. In der Figur stellt eine Kurve 20 Energie dar, welche sich in Vorwärtsrichtung ausbreitet, und eine Kurve Energie, welche sich in Rückwärtsrichtung ausbreitet. Wie aus Fig. 9 hervorgeht, wird die Frequenzcharakteristik, welche kaum Welligkeitsanteile enthält, über eine große Bandbreite erhalten. An der Grenze eines Bandes von ;+ 15 MHz ist der Richtfaktor 21 dB, die Unterdrückung von DDE mehr als 40 dB und der Verlust gleich 1,2 dB. Fig. 10 zeigt vergleichsweise den Richtfaktor 22, verwirklicht durch die Erfindung, und den Richtfaktor 22' der bisher bekannten unidirektionalen Elektrodenvorrichtung. Wie aus Fig. 10 hervorgeht, ist der Bereich, in welchem der Riehtfaktor erhöht werden kann, um das zweifache vergrößert im Vergleich zu dem Bereich, der von der bisher bekannten Vorrichtung verwirklicht werden konnte.

Wie aus der vorhergehenden Beschreibung hervorgeht, schafft die Erfindung eine Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, welche eine geringe Welligkeit, kleinen Verlust und andere verbesserte Eigenschaften über eine große Bandbreite aufweist durch Verwendung eines Phasenschiebers mit einem sehr vereinfachten Aufbau, welcher nur einen Widerstand, eine Induktivität und einen Kondensator erfordert.

Claims (9)

1. PATENT- UND RECHTSANWÄLTE

   BARDEHLE · PAGENBERG · DO3T:-*ÄLTENBÜRG --PROMWITTER

   RECHTSANWÄLTE ** * PATENTANWÄLTE - EUROPEAN PATENT ATTORNEYS

   JOCHEN PAGENBERG dr. jur. ll. m. harvard·· HEINZ BARDEHLE dipl.-ing.

   BERNHARD FROHWITTER dipl-ing.·· WOLFGANG A. DOST dr..dipl-chem.

   JÜRGEN KROHER dr. jur.ll.m.queensuniv.· UDO W. ALTENBURG dipl.-phys.

   BERNHARD H. GEISSLER dipl.-phys. dr. jur.

   MCL(GWU). AUCH RECHTSANWALT· UND US ATTORNEY AT LAW·"

   POSTFACH 860620 8000 MÜNCHEN β6

   3618913 TELEFON (089)900361

   TELEX 522 791 padd TELEFAX (089)909763

   HYPOBANK MUC 6 860130600 (BLZ 70020001) PGA MUC 307 37-808(BLZ 7O010080) BÜRO GALILEIPLATZ 1.8000MUNCHEN 80

   datum 5. Juni 1986
   A 7074 Al/ka

   Patentansprüche

   Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen mit einem
   piezoelektrischen Substrat (15) für akustische Oberflächenwellen, einer Vielzahl von Interdigitalelektroden, welche
   auf dem Substrat angeordnet sind und als Eingangselektroden

   (9) und als Ausgangselektroden (10) dienen, wobei mindestens eine der Eingangselektroden (9) und der Ausgangselektroden

   (10) eine sendende Elektrode (1) und eine reflektierende
   Elektrode (2) aufweist, mit einem Phasenschieber (3), welcher zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode vorgesehen ist, um elektrisch eine Phasen-

   differenz zwischen diesen zu erzeugen, wobei diese Vorrichtung die nachfolgenden Bedingungen erfüllt:

   Ga φ Gl, a φ 0

   bei einer Mittenfrequenz eines Frequenzbandes, und

   a = Gl - Ga

   Gl + Ga

   bei einer Bandfrequenz, ausgenommen die Mittenfrequenz, wobei a. das Verhältnis der Energie, ausgestrahlt von den Ausgangselektroden (10) zu den Eingangselektroden (9), zu der Energie, ausgestrahlt von den Eingangselektroden zu den Ausgangselektroden, Ga eine zusammengesetzte Konduktanz des Phasenschiebers (3) und der Interdigitalelektroden, welche die sendende Elektrode (1) und die reflektierende Elektrode (2) enthalten, und Gl eine äußere Konduktanz, äußerlich mit der Vorrichtung gekoppelt, darstellt.
2. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenschieberschaltung (3) ein Induktanzelement (L2) und ein Kapazitanzelement (C2) aufweist, welche parallel miteinander verbunden sind und zwischen jede Interdigitalelektrode (9, 10) auf der ungeerdeten Seite und Masse eingefügt sind, und eine Reihenschaltung eines Induktanzelementes (Li) und eines Kapazitanzelementes (C]J, welche zwischen der reflektierenden Elektrode und der sendenden Elektrode auf der ungeerdeten Seite verbunden sind.
3. 3. Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, gekennzeichnet durch ein piezoelektrisches Substrat (15) für akustische Oberflächenwellen, eine Vielzahl von Interdigitalelektroden (9, 10), welche auf dem Substrat angeordnet sind und als Eingangselektrode und Ausgangselektrode dienen, wobei mindestens eine der Eingangselektroden und Ausgangselektroden eine sendende Elektrode (1) und eine reflektierenden Elektrode (2) aufweist, und durch einen Phasenschieber (3), welcher von drei Reaktanzelementen (6, 7, 8) gebildet wird, welche so verbunden sind, daß sie eine T-Schaltung bilden, und welche zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode angeordnet sind, wobei zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode mit Hilfe des Phasenschiebers eine elektrische Phasendifferenz erzeugt wird, um eine unidirektionale Elektrode zu vollenden.
4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Elemente (Χχ, X3 (6, 8)) der Reaktanzelemente (6, 7, 8), welche den Phasenschieber (3) bilden, in Reihe miteinander verbunden sind und zwischen der sendenden Elektrode (1) und der reflektierenden Elektrode (2) eingefügt sind, während ein Element (X2 (7)) der Reaktanzelemente mit der Verbindung zwischen diesen beiden Reaktanzelementen verbunden ist, wobei die Werte (Xi, X2/ X3) der Reaktanzelemente so gewählt sind, daß die nachfolgenden Bedingungen für die elektrische Phasendifferenz ψ % erfüllt sind:

   ₍_! + i) . (i - O)₀C₂X₃) - U)₀C₂X₁ = cos tf_E

   X₁

   (3^ + 1) .G₂X₃ + G₂X₁ = sin Φ_Ε

   ^X2 ^φ °

   wobei la 0 = 2 7Γ f 0

   ±q: Mittenfrequenz der Vorrichtung für akustische

   Oberflächenwellen

   G2: Strahlungskonduktanz der sendenden Elektrode C2* Elektrische Kapazitanz der sendenden Elektrode ist.
5. 5. Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, gekennzeichnet durch ein piezoelektrisches Substrat (15) für akusti-

   gQ sehe Oberflächenwellen, eine Vielzahl von Interdigitalelektroden, welche auf dem Substrat als Eingangselektroden (9) und als Ausgangselektroden (10) angeordnet sind, wobei mindestens eine der Eingangselektroden und der Ausgangselektroden eine sendende Elektrode (1) und eine

   gg reflektierenden Elektrode (2) aufweist, und durch einen Phasenschieber (3), welcher aus einem Widerstand (6), einer Induktivität (7) und einem Kondensator (8) besteht, welche in Reihe miteinander verbunden sind und zwischen

   1 der sendenden Elektrode (1) und der reflektierenden Elektrode (2) eingeschaltet sind, wobei eine elektrische Phasendifferenz zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode mit Hilfe des Phasenschie-

   5 bers (3) erzeugt wird, um eine unidirektionale Elektrode zu vollenden.
6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet,

   daß der Widerstand (R), die Induktivität (L_m) und die 10 Kapazität (C_m), welche den Phasenschieber bilden, die nachfolgenden Bedingungen erfüllen:

   K-I 1

   R = · -χ

   K^ + 1
   15

   _{ω L} ι ₌ k + ι ι

   ° ^{m w}o^Cm K² + 1 " ^G

   c >

   20 ^m 4n-l Κ2 + κ

   —_— _π _

   ¹ K² + 1

   25 wobei K = B/G

   η : eine ganze Zahl

   UO₀ : 2Trfo

   fo : Mittenfrequenz der Vorrichtung für akustische

   Oberflächenwellen
   30 G : Strahlungskonduktanz der Interdigitalelektrode B : Suszeptanz der Interdigitalelektrode

   ist.
   35
7. 7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität (C_m), welche einen Teil des Phasenschiebers bildet, die nachfolgende Gleichung erfüllt:

   1 k²- 2B 4n-l K²- ω
   O 2 Hc f 1
8. 8. Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen, gekennzeichnet durch ein piezoelektrisches Substrat (15) für akustische Oberflächenwellen, eine Vielzahl von Interdigitalelektroden (10), welche auf dem Substrat angeordnet sind, um als Eingangselektroden (9) und als Ausgangselektroden

   (10) zu dienen, wobei mindestens eine der Eingangselektroden und eine der Ausgangselektroden eine sendende Elektrode (1) und eine reflektierende Elektrode (2) aufweist, und durch einen Phasenschieber (3), welcher durch eine Parallelschaltung eines Induktanzelementes (7) und eines Kapazitanzelementes (8) und durch einen Widerstand (6), welcher in Reihe mit der Parallelschaltung verbunden ist, gebildet wird, wobei der Phasenschieber zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode eingefügt ist und wobei eine elektrische Phasendifferenz zwischen der sendenden Elektrode und der reflektierenden Elektrode mit Hilfe des Phasenschiebers erzeugt wird, um eine unidirektionale Elektrode zu schaffen.
9. 9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandselement mit einem Widerstand (R), das Induktanzelement mit einer Induktivität (L_m) und das Kapazitanzelement mit einer Kapazität (C_m), welche den Phasenschieber bilden, die nachfolgenden Gleichungen erfüllen:

   R
   ^ωο K - 1 1 C
   O 1 1 ^Cm κ^{2
   L}m + 1 G
   K ^ωο 1 G
   ^U0Jo^CA O²V A - K
   2uid C = ω
   ο 2u²

   wobei K = uji qC/G

   A : Änderungsrate der geometrischen Phasendifferenz μ zwischen der sendenden Elektrode und der

   reflektierenden Elektrode als Funktion der

   Frequenz ( S ^ = A χ (l^>/U3q))

   ¹^₀ : 2"Tf₀ fg : Mittenfrequenz der Vorrichtung für akustische Oberflächenwellen

   G : Strahlungskonduktanz der Interdigitalelektrode

   C : Kapazität der Interdigitalelektrode C^ : A'nderungsrate der Suszeptanz (Ba) der Interdigitalelektrode in der Nähe der Mittenfrequenz