DE3300648A1 - Mikrowellen-phasenmodulationsschaltung - Google Patents

Mikrowellen-phasenmodulationsschaltung

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DE3300648A1
DE3300648A1 DE19833300648 DE3300648A DE3300648A1 DE 3300648 A1 DE3300648 A1 DE 3300648A1 DE 19833300648 DE19833300648 DE 19833300648 DE 3300648 A DE3300648 A DE 3300648A DE 3300648 A1 DE3300648 A1 DE 3300648A1
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    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03CMODULATION
    • H03C7/00Modulating electromagnetic waves
    • H03C7/02Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas
    • H03C7/025Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas using semiconductor devices
    • H03C7/027Modulating electromagnetic waves in transmission lines, waveguides, cavity resonators or radiation fields of antennas using semiconductor devices using diodes

Description

  • "Mikrowellen-Phasenmodulationsschaltung"
  • Die Erfindung betrifft eine Mikrowellen-Phasenmodulationsschaltung mit einer umschaltbaren Impedanz parallel zum Wellenleiter.
  • Es ist bekannt, Phasenmodulatoren dieser Art, bei denen die umschaltbaren Impedanzen bezüglich der Hochfrequenz Zweipole darstellen, als Reflexionsmodulatoren auszubilden.
  • Dabei wird ein am Ende kurzgeschlossenes Leitungsstück 1 (Figur 1) eingangsseitig durch den elektronischen Schalter 2 überbrückt. In der Ebene des Schalters 2 wird damit in einem Schaltzustand ein Kurzschluß, im anderen Schaltzustand der Eingangswiderstand des Leitungsstücks 1 wirksam, der bei einer Leitungslänge 1 von #/4 ein Leerlauf ist. Dadurch entsteht ein 1800-Modulator. Bei einem derartigen Modulator wird der gewünschte Schaltwinkel jedoch nur in einem engen Frequenzband eingehalten, was auf die unterschiedliche Frequenzabhängigkeit der Phasenwinkel in beiden Schaltzuständen zurückzuführen ist. Dieser Umstand wird anhand der Figur 2 deutlich, die ein Reflexionsfaktordiagramm in der komplexen Ebene darstellt. Im Kurzschlußfall beträgt die Phase des Reflexionsfaktors RF 1 1800, und zwar bei einem idealen Kurzschluß für alle Frequenzen. Im Fall des geöffneten Schalters wandert der Reflexionsfaktor RF 2 auf einem (Einheits-)Kreisbogen für Frequenzen, die von der Mittenfrequenz abweichen. Der Phasenmodulator ist daher nur in einem engen Frequenzbereich um die Mittenfrequenz brauchbar.
  • Als Phasenmodulatoren können auch Verzweigungsschaltungen benutzt werden, wobei die verzweigten Leitungen eine unterschiedliche Länge aufweisen. Die Zweige werden dabei wechselseitig durch jeweils einen elektronischen Schalter kurzgeschlossen bzw. geöffnet. Hierbei hängt die Qualität der Schaltung wesentlich davon ab, wie gut und breitbandig sich der Kurzschluß realisieren läßt. In der praktischen Anwendung werden die elektronisch-en Schalter im allgemeinen durch Dioden, insbesondere PIN Dioden, gebildet. Es hat sich gezeigt, daß sowohl bei den Reflexionsmodulatoren als auch bei den Transmissionsmodulatoren nur eine geringe nutzbare Bandbreite erreichbar ist.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Phasenmodulator der eingangs erwähnten Art so auszubilden, daß eine größere nutzbare Bandbreite zur Verfügung steht.
  • Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die umschaltbare Impedanz aus der Serienschaltung eines elektronischen Schalters mit einer konstanten, konzentrierten Kapazität gebildet ist.
  • Es hat sich gezeigt, daß durch diese Maßnahme überraschenderweise die Funktion der betreffenden Schaltungen verbessert werden kann, obwohl die Einschaltung einer Kapazität an einen Kurzschlußschalter normalerweise die Qualität des Kurzschlusses verschlechtern sollte.
  • Bei dem Reflexionsmodulator wird vorzugsweise die Länge des Leitungsstücks und die Kapazität so dimensioniert, daß eine Umschaltung zwischen zwei Reflexionsfaktoren erfolgt, deren Phasenwinkel gleiche Frequenz abhängigkeiten aufweisen. Dadurch bleibt der Schaltwinkel über einen großen Frequenzbereich konstant. Bei einem 1800-Modulator ergibt sich aus dieser Forderung eine Länge des Leitungsstücks von etwas über A /8, also etwa die halbe Länge wie bei herkömmlichen 1800-Modulatoren.
  • Die Realisierung des erfindungsgemäßen Phasenmodulators ist in allen Mikrowellen-Leitungstechniken möglich, also bei als Hohlleitern, Finleitungen oder Mikrostreifenleitungen ausgebildeten Wellenleitern. Vorzugsweise wird die Schaltspannung für den elektronischen Schalter am Verbindungspunkt zwischen dem Schalter und der Kapazität zugeführt.
  • Bei den Verzweigungsschaltungen hat es sich gezeigt, daß die Kapazität den Kurzschluß überraschenderweise verbessert, was wohl darauf zurückzuführen ist, daß der elektronische Schalter eine Induktivität aufweist, die durch die Kapazität kompensiert werden kann.
  • Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert werden.
  • Es zeigen: Figur 1 - ein Prinzipschaltbild eines herkömmlichen Reflexionsmodulators Figur 2 - ein Reflexionsfaktordiagramm für den Phasenmodulator aus Figur 1 Figur 3 - ein Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäßen Reflexionsmodulators Figur 4 - das zu dem erfindungsgemäßen Reflexionsmodulator aus Figur 3 gehörende Reflexionsfaktordiagramm Figur 5 - einen erfindungsgemäßen Reflexions-Phasenmodulator in Hohlleitertechnik Figur 6 - einen erfindungsgemäßen Reflexions-Phasenmodulator in Finleitungstechnik Figur 7 - einen erfindungsgemäßen Phasenmodulator in Mikrostreifenleitertechnik Figur 8 - ein Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen Verzweigungsschaltung Figur 9 - eine erfindungsgemäße Verzweigungsschaltung in Hohlleitertechnik Figur 10 - eine erfindungsgemäße Verzweigungsschaltung in Finleitungstechnik Figur 3 zeigt das Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Reflexionsmodulators. Ein kurzgeschlossenes Leitungsstück 1' mit der Länge 1' wird durch eine schaltbare Impedanz, die aus dem Schalter 2 in Serie mit einer konzentrierten, konstanten Kapazität 3 gebildet ist, überbrückt. Die parallel zur Leitung liegende Impedanz wird hier statt zwischen Leerlauf und Kurzschluß zwischen Leerlauf und einem kapazitiven Blindwiderstand umgeschaltet. Für einen 1800-Modulator ist das kurzgeschlossene Leitungsstück 1' ca. X /8 lang, so daß es einen induktiven Eingangswiderstand hat. Die Kapazität 3 ist so gewählt, daß sie beim Zuschalten die gesamte Eingangsimpedanz bei der Band-Mittenfrequenz in ihren bezüglich des Wellenwiderstandes inversen Wert überführt. Durch die richtige Wahl der Leitungslänge 1' und der Kapazität 3 erhält man in beiden Schaltzuständen des Modulators gleiche Frequenzabhängigkeiten (Dispersionen), wodurch die Phasendifferenz über einen großen Frequenzbereich annähernd konstant bleibt. Dieser Zusammenhang ist in Figur 4 verdeutlicht. Dem induktiven Eingangswiderstand RF 3 in der Schalterebene bei offenem Schalter 2 steht der insgesamt kapazitive Eingangswiderstand RF 4 bei geschlossenem Schalter gegenüber.
  • Die Reflexionsfaktoren RF 3 und RF 4 beider Schaltzustände bewegen. sich mit steigender Frequenz im Uhrzeigersinne am oberen und unteren Rande des Polardiagramms, wobei ihre punktsymmetrische Lage bezüglich des Koordinatenursprungs erhalten bleibt. Für einen 1800-Modulator mit einem elektronischen Schalter vernachlässigbarer Parasitäten und TEM-Leitungen ergibt sich aus der Forderung gleicher Dispersionen die einfache Dimensionierungsregel: II = 0,161# ; #= Wellenlänge und C = 0t355 f, wo = Bandmittenfrequenz ZO =Wellenwiderstand Ähnliche Formeln lassen sich auch für andere Schaltwinkel und dispersiven Wellenleiter (z. B. Hohlleiter) herleiten.
  • Figur 5 zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel in Hohlleitertechnik. Der Wellenleiter ist hierbei als Rechteckhohlleiter 5 ausgebildet. Ein Anschluß der den Schalter 2 bildenden Diode 4 ist mit einer Hohlleiterbreitseite verbunden. Die Kapazität 3 wird durch den Abstand des anderen Anschlusses von der gegenüberliegenden Wand des Rechteckhohlleiters 5 gebildet und kann gegebenenfalls mit einer Schraube 6 in dieser Wand abgestimmt werden. Die Schaltspannung kann durch einen dünnen Leiter 7 parallel zur Hohlleiterbreitseite zugeführt werden.
  • Der Leiter 7 stört dabei die Ausbreitung der Welle in dem Hohlleiter 5 nicht.
  • Figur 6 zeigt die Realisierung in Finleitungstechnik. Dabei ist ein wellenführender Schlitz 8 zwischen zwei Metallisierungen 9 und 10 auf der Unterseite eines Substrats ausgebildet. Auf der Oberseite des Substrats erfolgt die Befestigung der Diode 4 zwischen einer ausgedehnten Metallisierung 11, die hochfrequenzmäßig mit einer Metallisierung 9 auf der anderen Substratseite verbunden ist. Die konzentrierte Kapazität 3 ist durch eine kleinflächige Metallisierung 12 am anderen Diodenanschluß gebildet. Die Modulationsspannung (Schaltspannung ) wird über eine schmale Mikrostreifenleitung 13 zugeführt.
  • In bisheriger Technik wurde die Diode 4 zwischen den Schlitzflankenmetallisierungen 9,10 eingebaut, d. h. die Vorspannung mußte über eine der Flanken zugeführt werden. Durch die erfindungsgemäße Anordnung erübrigen sich dagegen alle mit der galvanischen Trennung einer Schlitzflanke verbundenen Probleme.
  • Figur 7 zeigt den Diodeneinbau in Mikrostreifenleitungstechnik.
  • Der Wellenleiter wird durch einen Mikrostreifen 14 gebildet.
  • Die Diode 4 liegt zwischen dem Streifen 14 und einer metallisierten Fläche 12 neben dem Streifen 14, die gegenüber einer Metallisierung 15 auf der Rückseite des Substrats die Serienkapazität 3 darstellt. Die Modulationsspannung wird wiederum über eine schmale Mikrostreifenleitung 13 zugeführt. Damit kann der Streifen galvanisch mit der Rückseitenmetallisierung verbunden werden, und es erübrigen sich Trennkondensatoren im Verlauf der Streifenleitung.
  • Figur 8 zeigt das prinzipielle Schaltbild einer Verzweigung.
  • Ein ankommender Wellenleiter 16 verzweigt sich in zwei Wellenleiter 17,18, an deren Eingang jeweils eine Schaltdiode 4a, 4b in Serie mit einer zugehörigen Kapazität 3a bzw. 3b liegt. Die Schaltdiode 4a bzw. 4b dient zum Kurzschließen des zugehörigen Leitungszweiges 17 bzw. 18. Um den jeweiligen Leitungszweig 17 bzw. 18 möglichst gut abzusperren, muß ein möglichst guter Kurzschluß durch die Schaltdioden 4a bzw. 4b erzeugt werden. Dies wird durch die Serienkapazitäten 3a bzw.
  • 3b erreicht. Diese verbessern den Kurzschluß über die zugehörige Diode 4a bzw. 4b, indem sie deren Streuinduktivitäten, die beispielsweise durch Zuleitungen verursacht sind, kompensieren.
  • Eine in Hohlleitertechnik realisierte Verzweigung ist in Figur 9 dargestellt, die im Prinzip mit zwei Anordnungen wie in Figur 5 aufgebaut ist. Auch hier ist die Kapazität durch Stellschrauben 6a, 6b variierbar.
  • Figur 10 zeigt eine realisierte Verzweigung in Finleitungstechnik. Auch diese setzt sich durch zwei Anordnungen, wie sie in Figur 6 näher beschrieben sind, zusammen. Die verwendeten Bezugsziffern sind zur Unterscheidung der beiden Leitungszweige lediglich mit den Zusätzen "a" bzw. "b" versehen.
  • - L e e r s e i t e -

Claims (10)

  1. Patentansprüche: Mikrowellen-Phasenmodulationsschaltung mit einer umschaltbaren Impedanz parallel zum Wellenleiter, dadurch gekennzeichnet, daß die umschaltbare Impedanz aus einer Serienschaltung eines elektronischen Schalters (2) mit einer konstanten, konzentrierten Kapazität (3) gebildet ist.
  2. 2. Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die umschaltbare Impedanz in Parallelschaltung mit einer nicht geschalteten Impedanz als Reflektor für die Wellen geschaltet ist.
  3. 3. Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die nicht geschaltete Impedanz die Eingangsimpedanz eines am Ende kurzgeschlossenen Wellenleiterstücks (1,1') ist.
  4. 4. Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die konzentrierte Kapazität (3) und die nicht geschaltete Impedanz so dimensioniert sind, daß die Reflexionsfaktoren (RF 3, RF4) beider Schaltzustände sich in analoger Weise mit der Frequenz ändern.
  5. 5. Phasenmodulationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter durch eine Diode (4) gebildet ist.
  6. 6. Phasenmodulationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter durch einen Hohlleiter (5) und die Kapazität (3) durch einen Abstand zwischen einem Anschluß des elektronischen Schalters (3,4) und einer Hohlleiterwand gebildet ist.
  7. 7. Phasenmodulationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter durch eine Finleitung und die Kapazität durch eine räumlich begrenzte Metallisierung (12) auf der einer Schlitzflanke (9) bzw.
    (10) abgewandten Substratseite gebildet ist.
  8. 8. Phasenmodulationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellenleiter durch eine Mikrostreifenleitung (14) und die Kapazität durch eine räumlich begrenzte Metallisierung (12) des Substrats neben der Streifenleitung (14) gebildet ist.
  9. 9. Phasenmodulationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltspannung für den elektronischen Schalter (2) am Verbindungspunkt zwischen dem Schalter (2) und der Kapazität (3) zugeführt wird.
  10. 10. Phasenmodulationsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an einen Wellenleiter (16) weitere Wellenleiter (17,18) angeschlossen sind, denen eingangsseitig je eine Anordnung eines elektronischen Schalters (4a, 4b) mit der seriellen konzentrierten Kapazität (3a, 3b) parallelgeschaltet ist.
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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3454906A (en) * 1967-05-02 1969-07-08 Texas Instruments Inc Bisected diode loaded line phase shifter
DE2804538A1 (de) * 1977-03-09 1979-08-09 Licentia Gmbh Breitbandiger mikrowellen-oszillator in der verwendung als phasenmodulator

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3454906A (en) * 1967-05-02 1969-07-08 Texas Instruments Inc Bisected diode loaded line phase shifter
DE2804538A1 (de) * 1977-03-09 1979-08-09 Licentia Gmbh Breitbandiger mikrowellen-oszillator in der verwendung als phasenmodulator

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