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"Mikrowellen-Phasenmodulationsschaltung"
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Die Erfindung betrifft eine Mikrowellen-Phasenmodulationsschaltung
mit einer umschaltbaren Impedanz parallel zum Wellenleiter.
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Es ist bekannt, Phasenmodulatoren dieser Art, bei denen die umschaltbaren
Impedanzen bezüglich der Hochfrequenz Zweipole darstellen, als Reflexionsmodulatoren
auszubilden.
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Dabei wird ein am Ende kurzgeschlossenes Leitungsstück 1 (Figur 1)
eingangsseitig durch den elektronischen Schalter 2 überbrückt. In der Ebene des
Schalters 2 wird damit in einem Schaltzustand ein Kurzschluß, im anderen Schaltzustand
der Eingangswiderstand des Leitungsstücks 1 wirksam, der bei einer Leitungslänge
1 von #/4 ein Leerlauf ist. Dadurch entsteht ein 1800-Modulator. Bei einem derartigen
Modulator wird der gewünschte Schaltwinkel jedoch nur in einem engen Frequenzband
eingehalten, was auf die unterschiedliche Frequenzabhängigkeit der Phasenwinkel
in beiden Schaltzuständen zurückzuführen ist. Dieser Umstand wird anhand der Figur
2 deutlich, die ein Reflexionsfaktordiagramm
in der komplexen Ebene
darstellt. Im Kurzschlußfall beträgt die Phase des Reflexionsfaktors RF 1 1800,
und zwar bei einem idealen Kurzschluß für alle Frequenzen. Im Fall des geöffneten
Schalters wandert der Reflexionsfaktor RF 2 auf einem (Einheits-)Kreisbogen für
Frequenzen, die von der Mittenfrequenz abweichen. Der Phasenmodulator ist daher
nur in einem engen Frequenzbereich um die Mittenfrequenz brauchbar.
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Als Phasenmodulatoren können auch Verzweigungsschaltungen benutzt
werden, wobei die verzweigten Leitungen eine unterschiedliche Länge aufweisen. Die
Zweige werden dabei wechselseitig durch jeweils einen elektronischen Schalter kurzgeschlossen
bzw. geöffnet. Hierbei hängt die Qualität der Schaltung wesentlich davon ab, wie
gut und breitbandig sich der Kurzschluß realisieren läßt. In der praktischen Anwendung
werden die elektronisch-en Schalter im allgemeinen durch Dioden, insbesondere PIN
Dioden, gebildet. Es hat sich gezeigt, daß sowohl bei den Reflexionsmodulatoren
als auch bei den Transmissionsmodulatoren nur eine geringe nutzbare Bandbreite erreichbar
ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Phasenmodulator der
eingangs erwähnten Art so auszubilden, daß eine größere nutzbare Bandbreite zur
Verfügung steht.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die umschaltbare
Impedanz aus der Serienschaltung eines elektronischen Schalters mit einer konstanten,
konzentrierten Kapazität gebildet ist.
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Es hat sich gezeigt, daß durch diese Maßnahme überraschenderweise
die Funktion der betreffenden Schaltungen verbessert werden kann, obwohl die Einschaltung
einer Kapazität an einen
Kurzschlußschalter normalerweise die Qualität
des Kurzschlusses verschlechtern sollte.
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Bei dem Reflexionsmodulator wird vorzugsweise die Länge des Leitungsstücks
und die Kapazität so dimensioniert, daß eine Umschaltung zwischen zwei Reflexionsfaktoren
erfolgt, deren Phasenwinkel gleiche Frequenz abhängigkeiten aufweisen. Dadurch bleibt
der Schaltwinkel über einen großen Frequenzbereich konstant. Bei einem 1800-Modulator
ergibt sich aus dieser Forderung eine Länge des Leitungsstücks von etwas über A
/8, also etwa die halbe Länge wie bei herkömmlichen 1800-Modulatoren.
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Die Realisierung des erfindungsgemäßen Phasenmodulators ist in allen
Mikrowellen-Leitungstechniken möglich, also bei als Hohlleitern, Finleitungen oder
Mikrostreifenleitungen ausgebildeten Wellenleitern. Vorzugsweise wird die Schaltspannung
für den elektronischen Schalter am Verbindungspunkt zwischen dem Schalter und der
Kapazität zugeführt.
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Bei den Verzweigungsschaltungen hat es sich gezeigt, daß die Kapazität
den Kurzschluß überraschenderweise verbessert, was wohl darauf zurückzuführen ist,
daß der elektronische Schalter eine Induktivität aufweist, die durch die Kapazität
kompensiert werden kann.
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Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten
Ausführungsbeispielen näher erläutert werden.
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Es zeigen: Figur 1 - ein Prinzipschaltbild eines herkömmlichen Reflexionsmodulators
Figur 2 - ein Reflexionsfaktordiagramm für den Phasenmodulator aus Figur 1 Figur
3 - ein Prinzipschaltbild eines erfindungsgemäßen Reflexionsmodulators Figur 4 -
das zu dem erfindungsgemäßen Reflexionsmodulator aus Figur 3 gehörende Reflexionsfaktordiagramm
Figur 5 - einen erfindungsgemäßen Reflexions-Phasenmodulator in Hohlleitertechnik
Figur 6 - einen erfindungsgemäßen Reflexions-Phasenmodulator in Finleitungstechnik
Figur 7 - einen erfindungsgemäßen Phasenmodulator in Mikrostreifenleitertechnik
Figur 8 - ein Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen Verzweigungsschaltung Figur
9 - eine erfindungsgemäße Verzweigungsschaltung in Hohlleitertechnik Figur 10 -
eine erfindungsgemäße Verzweigungsschaltung in Finleitungstechnik
Figur
3 zeigt das Prinzipschaltbild des erfindungsgemäßen Reflexionsmodulators. Ein kurzgeschlossenes
Leitungsstück 1' mit der Länge 1' wird durch eine schaltbare Impedanz, die aus dem
Schalter 2 in Serie mit einer konzentrierten, konstanten Kapazität 3 gebildet ist,
überbrückt. Die parallel zur Leitung liegende Impedanz wird hier statt zwischen
Leerlauf und Kurzschluß zwischen Leerlauf und einem kapazitiven Blindwiderstand
umgeschaltet. Für einen 1800-Modulator ist das kurzgeschlossene Leitungsstück 1'
ca. X /8 lang, so daß es einen induktiven Eingangswiderstand hat. Die Kapazität
3 ist so gewählt, daß sie beim Zuschalten die gesamte Eingangsimpedanz bei der Band-Mittenfrequenz
in ihren bezüglich des Wellenwiderstandes inversen Wert überführt. Durch die richtige
Wahl der Leitungslänge 1' und der Kapazität 3 erhält man in beiden Schaltzuständen
des Modulators gleiche Frequenzabhängigkeiten (Dispersionen), wodurch die Phasendifferenz
über einen großen Frequenzbereich annähernd konstant bleibt. Dieser Zusammenhang
ist in Figur 4 verdeutlicht. Dem induktiven Eingangswiderstand RF 3 in der Schalterebene
bei offenem Schalter 2 steht der insgesamt kapazitive Eingangswiderstand RF 4 bei
geschlossenem Schalter gegenüber.
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Die Reflexionsfaktoren RF 3 und RF 4 beider Schaltzustände bewegen.
sich mit steigender Frequenz im Uhrzeigersinne am oberen und unteren Rande des Polardiagramms,
wobei ihre punktsymmetrische Lage bezüglich des Koordinatenursprungs erhalten bleibt.
Für einen 1800-Modulator mit einem elektronischen Schalter vernachlässigbarer Parasitäten
und TEM-Leitungen ergibt sich aus der Forderung gleicher Dispersionen die einfache
Dimensionierungsregel:
II = 0,161# ; #= Wellenlänge und C = 0t355
f, wo = Bandmittenfrequenz ZO =Wellenwiderstand Ähnliche Formeln lassen sich auch
für andere Schaltwinkel und dispersiven Wellenleiter (z. B. Hohlleiter) herleiten.
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Figur 5 zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel in Hohlleitertechnik.
Der Wellenleiter ist hierbei als Rechteckhohlleiter 5 ausgebildet. Ein Anschluß
der den Schalter 2 bildenden Diode 4 ist mit einer Hohlleiterbreitseite verbunden.
Die Kapazität 3 wird durch den Abstand des anderen Anschlusses von der gegenüberliegenden
Wand des Rechteckhohlleiters 5 gebildet und kann gegebenenfalls mit einer Schraube
6 in dieser Wand abgestimmt werden. Die Schaltspannung kann durch einen dünnen Leiter
7 parallel zur Hohlleiterbreitseite zugeführt werden.
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Der Leiter 7 stört dabei die Ausbreitung der Welle in dem Hohlleiter
5 nicht.
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Figur 6 zeigt die Realisierung in Finleitungstechnik. Dabei ist ein
wellenführender Schlitz 8 zwischen zwei Metallisierungen 9 und 10 auf der Unterseite
eines Substrats ausgebildet. Auf der Oberseite des Substrats erfolgt die Befestigung
der Diode 4 zwischen einer ausgedehnten Metallisierung 11, die hochfrequenzmäßig
mit einer Metallisierung 9 auf der anderen Substratseite verbunden ist. Die konzentrierte
Kapazität 3 ist durch eine kleinflächige Metallisierung 12 am anderen Diodenanschluß
gebildet. Die Modulationsspannung (Schaltspannung
) wird über eine
schmale Mikrostreifenleitung 13 zugeführt.
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In bisheriger Technik wurde die Diode 4 zwischen den Schlitzflankenmetallisierungen
9,10 eingebaut, d. h. die Vorspannung mußte über eine der Flanken zugeführt werden.
Durch die erfindungsgemäße Anordnung erübrigen sich dagegen alle mit der galvanischen
Trennung einer Schlitzflanke verbundenen Probleme.
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Figur 7 zeigt den Diodeneinbau in Mikrostreifenleitungstechnik.
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Der Wellenleiter wird durch einen Mikrostreifen 14 gebildet.
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Die Diode 4 liegt zwischen dem Streifen 14 und einer metallisierten
Fläche 12 neben dem Streifen 14, die gegenüber einer Metallisierung 15 auf der Rückseite
des Substrats die Serienkapazität 3 darstellt. Die Modulationsspannung wird wiederum
über eine schmale Mikrostreifenleitung 13 zugeführt. Damit kann der Streifen galvanisch
mit der Rückseitenmetallisierung verbunden werden, und es erübrigen sich Trennkondensatoren
im Verlauf der Streifenleitung.
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Figur 8 zeigt das prinzipielle Schaltbild einer Verzweigung.
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Ein ankommender Wellenleiter 16 verzweigt sich in zwei Wellenleiter
17,18, an deren Eingang jeweils eine Schaltdiode 4a, 4b in Serie mit einer zugehörigen
Kapazität 3a bzw. 3b liegt. Die Schaltdiode 4a bzw. 4b dient zum Kurzschließen des
zugehörigen Leitungszweiges 17 bzw. 18. Um den jeweiligen Leitungszweig 17 bzw.
18 möglichst gut abzusperren, muß ein möglichst guter Kurzschluß durch die Schaltdioden
4a bzw. 4b erzeugt werden. Dies wird durch die Serienkapazitäten 3a bzw.
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3b erreicht. Diese verbessern den Kurzschluß über die zugehörige
Diode
4a bzw. 4b, indem sie deren Streuinduktivitäten, die beispielsweise durch Zuleitungen
verursacht sind, kompensieren.
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Eine in Hohlleitertechnik realisierte Verzweigung ist in Figur 9 dargestellt,
die im Prinzip mit zwei Anordnungen wie in Figur 5 aufgebaut ist. Auch hier ist
die Kapazität durch Stellschrauben 6a, 6b variierbar.
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Figur 10 zeigt eine realisierte Verzweigung in Finleitungstechnik.
Auch diese setzt sich durch zwei Anordnungen, wie sie in Figur 6 näher beschrieben
sind, zusammen. Die verwendeten Bezugsziffern sind zur Unterscheidung der beiden
Leitungszweige lediglich mit den Zusätzen "a" bzw. "b" versehen.
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- L e e r s e i t e -