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Vorfahren und Anordnung zum Rückgewinnen der unmodulierten
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Trägerschwingung Wie schon in der DE-OS 9 101 804 beschrieben, werden
zum Übertragen schneller digitaler Signale über Verbindungen mit bcgrenztor Bandbreitc
häufig Vierphasen-Modems verwendet, d.h.
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die Signalübertragung erfolgt mit einer vierphasenmodulierten Trägerschwingung
(4-PSK-Signal). Die damit übertragenen Informationen sind enthalten in der Phasenlage
der übertragenen rrägerschwingung gegenüber einer Referenzschwingung, wobei vier
verschiedene, jeweils um 900 gegeneinander versetzte Phasenlagen vorgesehen sind.
Die Referenzschwingung wird im allgemolnen nicht übertragen, ist jedoch für die
in technisch vorteilhafter Art zu verwirklichenden Demodulatoren (Synchrondemodulatoren)
notwendig und wird daher empfangsseitig durch einen örtlichen Oszillator erzeugt,
der auf die empfangenen Signale phasenrichtig synchronisiert werden muß. Bei der
Synchrondemodulation wird das Empfangssignal, das vier um Vielfache von 900 unterschiedliche
Phasenwinkel annehmen kann, parallel in zwei Phasendiskriminatoren demoduliert.
Die Phasendiskriminatoren werden mit um 900 gegeneinander phasenverschobenen Referenzschwingungen
gesteuert, die von einem VCO (voltage controllcd oszillator = in seiner Frequenz
durch eine Spannung kontrollierter Oszillator) geliefert werden. Die Ausgangssignale
der Phasendiskriminatoren
x und y stellen das demodulierte Digitalsignal
dar. Jeder Phasendiskriminator kann aus einem Multiplizierer und einem nachgeschalteten
Tiefpaßfilter bestehen, das die bei der Multiplikation entstehende doppelte Trägerfrequenz
wegfiltert.
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Der VCO muß durch ein Steuersignal so gesteuert werden, daß er dieselbe
Frequenz hat wie das Empfangssignal und daß sein Phasenwinkel in der mitte zwischen
den vier Phasenwinkeln de Empfangssignals liegt. Um dies zu erreichen, wird in einer
Schaltung, die Trägerrückgewinnungsschaltung genannt wird, aus dem Empfaxigasignal
ein geeignetes Steuersignal abgeleitet.
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Bei einem bekannten Verfahren zur Trägerrückgewinnung wird die Frequenz
des vierphasenmodulierten Signals ververfacht, wobei die gewonnene Steuerspannung,
über der Phasenabweichung aufgetragen, sinusförmig ist. Andere Verfahren verwenden
eine Gegenmodulation caer eine Rückmodulation, Phasenregeneration oder eine digital
umgeschaltete P2L (phase-locked 100p).
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Diese bekannten Verfahren haben den Nachteil eines großen Schaltungsaufwandes,
der u.a. dadurch bedingt ist, daß die Steuerspannung für den örtlichen Oszillator
(VCO) unmittelbar aus dem emfangenen, hochfrequenten, phasenmodulierten Signal abegeleitet
werden muß. Hinzu kommt der Nachteil einer konstanten Phasendifferenz der wiedergewonnenen
Trägerfrequenz zu@dem empfangenen Signal in der Phasen-Nullage, die durch ein genau
abzugleichendes Phasendrehglied ausgeglichen werden muß.
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Schließlich ergibt sich wegen der vier möglichen Phasenlagen des Eingangssignales
einerseits und der notwendigen Forderung einer von der jeweiligen Phasenlage des
Eingangssignales unabhängigen Trägerfrequenz und damit auch unabhängigen Steuerspannung
andererseits ein verhältnismäßig sehr großer Aufwand für die bekannten Trägerrückgewinnungsschaltungen.
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Jedoch ist in der DE-OS 2 101 804 noch ein Verfanren be@@@-ben, das
eine Sonderstellung einnimmt, denn die Steuerspinnung für den VCO wird hierbei aus
dem demodulierten PSK-Signal (x und y) abgeleitet. Man kommt ohne Hochfrequenzbausteine
aus.
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Dabei wira uie Vorschrift z = x sign(y) - y sign(x) (1) angewendet,
worin z die Steuerspannung für den VCO ist, während x bzw. y jeweils die Ausgangssignale
der den heiden Phezendiskriminatoren nachgeschalteten Tiefpäse sind und in Abhängigkeit
von der Phasenabweichung ## von der Phasen-Nullage der Trägerschwingung einen cosinus-
bzw. sinusförmigen Verlauf haben, also x = cos## und y = sin ## (2) Zur Gewinnung
von z läßt sich die Verzeichenbewerung mit Transistormischern, die Differenzbildung
mit einem Differenzverstärker durchführen. Es sind also vorteilhafterweise nur Niederfrequenzbaustein
erforderlich. Nachteile zeigt aber die folgende Überlegung auf: Setzt nan die Beziehungen
(2) in Gleichung (1) ein, so erhält man für z (##) einen Kurvenzug, dessen für die
Steuerung des VCO geeignete Nullstellen bei ## = 45° + n . 90° (3) liegen, mit n
= 1, 2, 3 Diese Nullstellen verschieben sich aber auf der ##-Achse, wenn die Amplituden
von x und y unterschiedlich groß werden. Alle
Amplitudenfehler von
x und y führen daner zu Fehlern in der Lage der Nullstellen. Da bei diesem Verfahren
eine Reihe von Vorverstärkern gebraucht werden, entstehen solche Fehler relativ
leicht. Man kann sie nur durch einen langwierigen und aufwendigen Abgeichvorgang
vermeiden.
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Da die Parameter von Gleichspannungsverstärkern jedoch stark temperaturabhängig
sind, stimmt der Abgleich meist nur in einem kleinen Temperaturbereich. Man kann
daher prinzipIell nit den Verfahren nur eine begrenzte Genauigkeit der Lage der
Nullstellen erzielen.
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Es ergibt sich daraus die Aufgabe, eine Möglichkeit zur Träger rückgewinnung
zu schaffen, bei der ebenfalls nur Niederfrequenzbau-teine benötigt werden, wobei
aber Amplitudenfehler der demodulierten PSK-Signale x und y die Lage der Nullstellen
des Steuersignals z nicht beeinflussen sollen.
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Diese Aufgabe wird durch das Verfahren nach Patentanepruch 1 und die
An3ranung nach Patentanspruch 3 gelöst. Eine bevorzugte Weiterbildung ist im Patentanspruch
2 angegeben.
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Anhand der Zeichnungen wird die Erfindung und ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
näher erläutert: Fig. 1 zeigt das Ausführungsbeispiel; in Fig. 2 sind zugehörige
Kurvenverläufe dargestellt.
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Der in Fig. 1 gezeigten Anordnung zum Rückgewinden der unmodulierten
Trägerschwingung T (#0) wird an der Eingangsklemme 1 die phasenmodulierte Trägerschwingung
T (#) zugeführt. Zwei parallel betriebene, mit der modulierten Trägerschwingung
gespeiste Phasendiskriminatoren, die ausgangsseitig je einen Tiefpaß 4 und 5 enthalten,
erhalten die modulierte Trägerschwingung
zugeführt. Gesteuert werden
die Phasediskriminatoren 2 und mit zwei um 90° gegeneinander phasenverschobanen
schwingungen, von denen eine, nämlich g (#0) die zurückgewonnene, unmodulierte Trägerschwingung
ist ist der gesteuerte Oszillator (VCO) 6 vorgesehen, den zur Steuerung ein Steuersignal
z zugeführt wrd. An den Ausgängen der Tiefpässe 4 und 5 erscheinen die demodulierten
Signale y = sin (# - #0) =sin ##.
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x = cos (# - #0) =cos ##.
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Bezüglich der bishergenanten Baustein stimmut die in Fig. 1 dargestellte
Anordnung mit dem Stand der Technik überein.
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In dem strichpunktierten Rahmen S ist n@n das We@en@liche des Ausfürungsbeispieles
nach Fig. 1 dargestellt. Die Baueinheit S verarbeitet die Signale x und y zu dem
Steuersignal z für den Oszillator 6. Dazu ist den Ausgägen den Phasendiskriminatoren
2 mit 4 bzw. 3 mit 5 in Parallelschantung eIn Addierer ? und ein Subtrahierer 8
jeweils für die Ausgangssignale y bzw. x beider Phasendiskriminatoren nachgeschaltet.
Die Ausgangssignale des Subtrahierers 8, nämlich x- y, und des Addierers 8, nämlich
x + y sind einem Multiplizieren 9 eberso zugeführt wie die Signale xund y, so daß
in dem Multiplizierer 9 eine Multiplikation aller ihm zugeführten Signa-e miteinander
zu dem Steuersignal z für den Oszillator 6 stautfinder.
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Wenn w = x + y und v = x - y gesetzt wird, bildet der Multiplizierer
9 also das Produkt x y . v w.
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In Fig. 2 sind die Spannungen x und y in Abhangigkeit von der Phasendifferenz
#-#0 = ## zwischen der mittleren Phase # der modulierten Trägerschwingung T (#)
und der Phase #0 der unmodulierten Trägerschwingung T (#0) dargestellt. Es handelt
t) während die andere nach Durchlaufen eines 900-Phasenschiebers 10 dem Phasendiskriminator
2 zugeführt wird. Für die Erzeugung der Referenzschwigungen
sich
um eine Kosinusfunktion und eine Sinusfunktion. Durch Subtraktion von x und y entsteht
die Größe v = x - y, durch Addition die Größe w = x + y. Diese Größen v und w sind
um 45° bzw. 135° gegenüber x phasenverschoben.
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Mit den Größen x, y, v und w liegen vier Sinusfunktionen vor, die
gegeneinander um ganzzahlige Vielfache vcn 450 phasenverschoben sind. Das Produkt
z aus diesen vier Funktionen ist eine Sinusfunktion mit vierfacher Frequenz mit
Nullstellen bei ganzzahligen Vielfachen von 45°.
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Steuert man mit der Steuerspannung z den Oszillator 6 an, so wird
dessen Frequenz erhöht oder erniedrigt, bis einer der Punkte z = 0 bei ## = 450
+ n 90° erreicht ist (n)ganzzahlig). Da dort die Steurspannung z Null ist, erfolgt
nach Erreichung dieser Punkte keine Korrektur der Frequenz des Oszillators 6 mehr.
Die Nullstellen bei 0° + n 900 sind labile Arbeitspunke Ist die Abstimmcharakterisk
des Oszillators 6 so geartet, daß er in die Punkte## o Oo + n . 900 läuft (in diesem
Falle sind die Punkte ## = 45° + n.90° labile Arbeitspunkte), so muß die Steuerspannung
z mit einem invertierenden Verstärker noch mit einem Minuszeichen multipliziert
werden, damit das erwünschte Regelverhalten zustande kommt.
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Es ist sehr wichtig, daß die Nullstellen der Steuerspannung z möglichst
nahe bei A8 = 450 + n 900 liegen, da Phasenfehler des Oszillators 6 unmittelbar
in die Fehlerrate bei der Demodulation durch die Phasendiskriminatoren eingehen.
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Während nun bei dem in der DE-OS 2 101 804 beschriebenen Verfahren
die Nullstellen der Steuerspannung durch die Differenzbildung zwischen x sign (y)
und y sign (x) zustande kommen, werden die Nullstellen von z beim erfindungsgemäßen
Verfahren *) positiv und
durch Mutiplikation gebildet. Damit ist
gewähleistet, daß die Nullstellen der Steuerspannung z die gewünschte Lage flben,
wenn nur die Nullstellen der Größen x, y, v und w die richtige Lage einnehmen. Jede
der vier Größen x, y, v, w ist für eine Nullstelle verantwortlich. Da die Nulldurchgänge
von x une y von den Phasendiskriminatoren her vorgegeben sind, braucht man nur bei
v und w durch einen einfachen Abgleichvorgang <ur die richtige Lage der Nullstellen
zu sorgen. Außerdem kann man den Einfluß der Differenzbildung x - y und der Null
stelle von w " x + y auf die Steuerung des Oszillators 6 dadurch eliminieren, daß
man die den Nullstellen von v und w entsprechenden Nullstellen in der Steuerspannung
z als labile Arbeitspunkte und die restlichen Nullstellen von z als stabile Arbeitspunkte
wählt, die Ja nur durch die Nullstellen von x und y bestimmu sind. Im übrigen ist
bemerkenswert, daß bei dem erfindungsgemäßen Verfahren Fehler in der Amplitude von
x, y, v und w keine Rolle spielen.
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Die Vorteile des Verfahrens sind daher: einfacher, unkritischer Abgleich,
da jede Nullstelle für sich allein beeinflußt werden kann; höhere Genauigkeit, da
die implituden der miteinander multiplizierten Größen die Nullstellen der Steuergröße
z nicht beeinflussen.
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*) (bei## = 90° + n.90°)