DE19753201C1 - Vorrichtung und Verfahren zur Entzerrung von Signalpaaren - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Entzerrung von Signalpaaren zum Beispiel für Homodynempfänger (Direct-Conversion-Receiver). Die Vorrichtung und das Verfahren ist vor allem zur Entzerrung von winkelmodulierten Trägersignalen geeignet, insbesondere von solchen, bei denen das konvertierte Signal (ZF) einen Gleichspannungsanteil (DC- Anteil) aufweist.

Das der Erfindung zugrundeliegende Problem wird nachfolgend am Beispiel von Direct-Conversion-Receivern erläutert, die zum Beispiel aus der DE-PS 29 02 952 C2 bekannt sind. Hiernach ist es theoretisch ausreichend, das Empfangssignal gegebenenfalls nach einer Vorverstärkung mit der von einem lokalen Oszillator erzeugten Trägerfrequenz zu mischen und dabei entstehende hohe Summenfrequenzen mit einem Tiefpaß abzutrennen. Das gefilterte Signal soll dem demodulierten Signal entsprechen. Die Frequenz des lokalen Oszillators soll in einer Phasenregelschleife (Phase-Locked-Loop; PLL) auf die Trägerfrequenz eingestellt werden, wobei der empfangene Träger als Referenzsignal für die Regelung herangezogen wird. Das zur Regelung des lokalen Oszillators verwendete Fehlersignal kann, wenn das empfangene Signal sehr schwach ist und auf dem Übertragungsweg gestört wird, nicht von dem bei der direkten Umsetzung des modulierten Trägersignals entstehenden DC-Offset unterschieden werden. Die PLL- Regelung versagt dann.

In der GB-PS 2 192 506 ist ein Homodynempfänger beschrieben, bei dem ein winkelmoduliertes Eingangssignal in zwei Zweige aufgeteilt und zu den beiden Zweigen die Frequenz eines lokalen Oszillators zugemischt wird, wobei für einen Zweig eine Phasenverschiebung der zugemischten Frequenz von 90° eingestellt ist. Das Mischsignal in dem Zweig ohne Phasenverschiebung wird als Inphase-Signal (I), das Mischsignal in dem Zweig mit Phasenverschiebung wird als Quadratursignal (Q) bezeichnet. Es sind Tiefpaßfilter und Analog-/Digitalwandler vorgesehen. Die digitalen Signale aus beiden Zweigen werden einem digitalen Signalprozessor (DSP) zugeleitet. In diesem wird aus den I- und Q-Signalen das demodulierte Signal berechnet. Auch die I- und Q-Signale weisen einen DC-offset auf, der von der direkten Umsetzung des modulierten Trägersignals stammt oder durch das Übersprechen des lokalen Oszillators auf die Signaleingänge des Mischers und durch die relative Phasenlage des lokalen Oszillators zum Träger des empfangenen Signals entsteht. Gegebenenfalls eingefügte Verstärker führen ebenfalls zu einem weiteren DC-offset. Die Gesamtheit der DC-offset- Spannungen (infolge aus Betriebstemparatur, der Alterung der Bauteile, Phasenlage, Übersprechen, Verstärker-offset) kann bei sehr kleinen Eingangssignalen etliche zehntausendmal größer sein als das Nutzsignal, so daß ein AD-Wandler einen größeren Dynamikbereich haben muß, um das Nutzsignal noch auflösen zu können. Damit ist die Verwendung kostengünstiger und schneller AD-Wandler beider erforderlichen Auflösung des Nutzsignals weitestgehend ausgeschlossen.

In der US-PS 44 025 ist ein spezieller Empfänger beschrieben, bei dem durch das Zumischen einer Frequenz eine Zwischenfrequenz erzeugt wird, aus der mit einem Fehlerverstärker eine Regelung der Frequenz des lokalen Oszillators abgeleitet wird. Diese Regelung hat bekannte Nachteile, z. B. Eigenschwingverhalten. Der lokale Osillator zur Erzeugung der I- und Q-Signale wird mit einer Frequenzablage (f_offset) betrieben. Diese Frequenzablage soll größer als die halbe Kanalbreite (base band with) sein. Dies erfordert entweder eine Spiegelfrequenselektion oder das an sich brauchbare Spektrum kann nicht vollständig genutzt werden. Insbesondere bei engen Kanalabständen ist eine Nachbarkanalinterferenz nicht zu vermeiden.

In der DE 196 48 057 A1 ist ein Quadraturdetektor beschrieben, bei dem die Quadratursignale mit einem Referenzsignal s_r(t) = A cos (ωt + θr) und einem um 90° verschobenen Referenzsignal s_rd(t) = A cos (ωt + θr -π/2) gemischt werden. Das Problem hierbei ist, die Frequenz des Referenzsignales auf die Frequenz des Trägersignales abzustimmen.

In der DE 44 30 679 C1 ist in Verfahren beschrieben, bei dem mittels Ausgleichsrechnung zunächst der Amplitudenfehler und anschließend der Phasenfehler von Quadratursignalen berechnet und korrigiert wird. Es ist ein Oszillatorfrequenz mit einem Frequenz-Offset vorgesehen, so daß eine überlagerte Rotation der im Phasendiagramm dargestellten Vektoren des Quadratursignals erfolgt.

In der DE-OS 42 36 546 ist ein Homodynempfänger und ein Verfahren zur direkten Konvertierung eines insbesondere winkelmodulierten Trägersignals beschrieben, bei dem einerseits bauteil- und anordnungsbedingte DC-offsets abgetrennt werden, andererseits aber die eigentlichen DC- Anteile des konvertierten Signals für die Demodulation erhalten bleiben. Hierzu weist der lokale Oszillator eine konstante Frequenzablage zur Trägerfrequenz des empfangenen Signals auf. Die Frequenz des lokalen Oszillators unterscheidet sich von der Trägerfrequenz so weit, daß die eigentlichen DC-Anteile des konvertierten Signals, die nominell bei der Trägerfrequenz liegen würden, in den Durchlaßbereich der hinter die Mischer geschalteten Bandpässe angehoben werden. Die Frequenzablage bzw. Frequenzabweichung ist folglich auf den unteren Durchlaßbereich der Bandpässe abgestimmt und liegt innerhalb des Spektrums des zu empfangenden Signals. Zur Auswahl des optimalen Betrags der Frequenzablage muß jedoch die Trägerfrequenz bekannt sein, die in der Praxis nicht absolut sicher bestimmt ist.

Aufgabe der Erfindung war es, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Entzerrung von Signalpaaren gemäß dem Oberbegriff der Ansprüche 1 bzw. 3 zu schaffen, bei dem das Signal des lokalen Oszillators zur Mischung der Quadratursignale optimiert ist.

Die Aufgabe wird durch die Vorrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und durch das Verfahren nach Anspruch 3 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Indem die Oszillatorsignale mit einem determinierten bandbegrenztem Signal frequenzmoduliert werden, ist mit Sicherheit eine optimale Frequenzablage gewährleistet. Dies hat den Vorteil, daß im Gegensatz zu der herkömmlicherweise konstanten Frequenzablage die Höhe der Frequenzablage nicht vorher in Abhängigkeit von der Trägerfrequenz festgelegt werden muß und die Qualität der Entzerrung verbessert werden kann.

Das um die Frequenzablage versetzte Basisbandsignal wird digitalisiert, in einem digitalen Signalprozessor demoduliert und so korrigiert, daß die durch die Frequenzablage erzeugte Verzerrung kompensiert wird. Die Korrektur kann zum Beispiel mit dem in der DE-PS 44 30 679 beschriebenen Verfahren erfolgen.

Es ist vorteilhaft, wenn die Differenzfrequenz zwischen der Trägerfrequenz und dem maximalen Hub des determinierten bandbegrenzten Signals kleiner als der halbe Wert der Differenz zwischen dem Kanalmittenabstand und der genutzten Kanalbreite ist.

Ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens und der Vorrichtung wird anhand der beigefügten Fig. 1 erläutert, die ein Blockschaltbild eines Homodynempfängers mit nachgeschaltetem Rechenwerk in schematischer Darstellung zeigt.

Das empfangene Signal 1 wird verstärkt und bildet das Eingangssignal 2, 3, welches in zwei identische Anteile aufgeteilt wird, die als erster Anteil 2 und zweiter Anteil 3 bezeichnet werden. Der erste Anteil 2 wird einem ersten Mischer 4 zugeführt und mit dem am ersten Ausgang 5 des lokalen Oszillators 6 anliegenden Signal gemischt. Hierdurch entsteht im ersten Mischer 4 das Inphase-Signal I, das einem Bandpaß 7 zur Abtrennung von unerwünschten Mischprodukten, Trägerfrequenzresten, aber auch DC-offsets zugeführt wird. Das gefilterte Signal wird über einen Signalverstärker 8 und gegebenenfalls nach Zwischenschaltung eines AD-Wandlers 9 zur Entzerrung in ein Rechenwerk 10 geleitet. Der zweite Anteil 3 wird einem zweiten Mischer 11 zugeführt, in dem das am zweiten Ausgang 12 des lokalen Oszillators 6 anliegende Signal, das zum Signal am ersten Ausgang 5 phasenverschoben ist, mit dem zweiten Anteil 3 gemischt wird. Das als Quadratursignal Q bezeichnete Mischprodukt wird ebenfalls über einen Bandpaß 13, einen Signalverstärker 14 und gegebenenfalls über einen Analog/Digitalwandler 15 in das Rechenwerk 10 geführt. Im Rechenwerk 10 wird in bekannter Weise die Demodulation durchgeführt, wobei das demodulierte Signal wegen der Frequenzablage des lokalen Oszillators verzerrt ist. Wenn das I- und das um 90° phasenverschobene Q- Signal als rotierende Zeiger in einem Koordinatensystem dargestellt wird, stellt das verzerrte Signal eine im Ursprung eines Koordinatensystems verschobene Ellipse dar. Mit bekannten Optimierungsmethoden wird die Mittelpunktsverschiebung der Ellipse, die den DC-offset darstellt, beseitigt und ein optimal in die Ellipse eingepaßter Kreis bestimmt. Dann stellen die auf dem Kreis umlaufenden I- und Q-Zeigerpaare das entzerrte Signal dar.

Der lokale Oszillator 6 erzeugt in bekannter Weise ein Oszillatorsignal, das mit einem determinierten bandbegrenztem Signal S frequenzmoduliert ist. Dieses Signal kann eine Sinusschwingung einer bestimmten Frequenz oder ein Frequenzgemisch sein. Dadurch wird eine Frequenzablage bewirkt, deren Betrag variiert. Der Betrag der Frequenzablage ist so häufig in optimaler Position, daß die Verfahren zur Korrektur der I- und Q-Signale hinreichend genau arbeiten können.

Claims (4)

1. Vorrichtung zur Entzerrung von Signalpaaren, die aus Inphase- (I) und Quadratursignalen (Q) bestehen, mit einem lokalen Oszillator (6), zwei Mischern (4, 11) und einem Rechenwerk (10) zur Entzerrung, wobei ein Eingangssignal (2, 3) in den zwei Mischern (4, 11) mit zueinander phasenverschobenen Qszillatorsignalen (5, 12) des lokalen Oszillators (6) zur Erzeugung des Inphase- (I) und des Quadratursignals (Q) gemischt wird und die Entzerrung des Signalpaars (I, Q) in an sich bekannter Weise erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorsignale (5, 12) mit einem determinierten bandbegrenztem Signal (S) frequenzmoduliert sind.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzfrequenz zwischen der Trägerfreguenz und dem maximalen Hub des mit dem determinierten bandbegrenzten Signale (S) frequenzmodulierten Oszillatorsignal (5, 12) kleiner als der halbe Wert der Differenz zwischen dem Kanalmittenabstand und der genutzten Kanalbreite ist.

3. Verfahren zur Entzerrung von Signalpaaren, die aus Inphase- (I) und Quadratursignalen (Q) bestehen, durch Mischen eines Eingangssignals (2, 3) mit zueinander phasenverschobenen Oszillatorsignalen (5, 12) des lokalen Oszillators (6) zur Erzeugung des Inphase- (I) und des Quadratursignals (Q) und Entzerren des Signalpaars (I, Q) in an sich bekannter Weise, gekennzeichnet durch Frequenzmodulieren der Oszillatorsignale (5, 12) mit einem determinierten bandbegrenztem Signal (S).

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzfrequenz zwischen der Trägerfrequenz und dem maximalen Hub des mit dem determinierten bandbegrenzten Signale (S) frequenzmodulierten Oszillatorsignal (5, 12) kleiner als der halbe Wert der Differenz zwischen dem Kanalmittenabstand und der genutzten Kanalbreite ist.