DE2910727C2

DE2910727C2 - Schaltungsanordnung zur Modulation der Phase einer Trägerschwingung

Info

Publication number: DE2910727C2
Application number: DE2910727A
Authority: DE
Inventors: Karl Ing.(Grad.) 8033 Planegg Schlosser
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1979-03-19
Filing date: 1979-03-19
Publication date: 1983-11-03
Also published as: DE2910727B1

Description

wobei π ganzzahlig gewählt ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl die phasenmodulierte Trägerschwi'gung (fo) als auch das Referenzsignal (fr) über je einen Frequenzteiler (FTi, FT2) geführt sind, der vor der Phasenvergleichsschaltung (PH) liegt

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Teilerverhältnisse (p, m) beider Frequenzteiler (FT 1, FT2) um den gleichen Faktor (auf k ■ ρ und k ■ m) zur Einstellung des Phasenhubes veränderbar sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (MD) vor dem Frequenzteiler (FTl) eingeschaltet ist

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß am -45 Nutzsignal-Ausgang (AK) eine Filterschaltung (TP2), insbesondere in Form eines Tiefpasses, zur Unterdrückung von unerwünschten Nebenwellen des phasenmodulierten Ausgangssignals (fo) vorgesehen ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Modulationssignal (Um) ein Sinussignal oder eine Rauschspannung vorgesehen ist

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleichsschaltung (PH) als UND-Verknüpfungsschaltung ausgebildet ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche i bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die &o Phasenvergleichsschaltung (PH) a\s Flip-Flep-Schaltung ausgebildet ist, wobei das eine Eingangssignal

(z. B. fz2) als Setzsignal und das zweite Eingangssignal (z. B. fz 1) als Rücksetzsignal dient.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorherge- <>⁵ henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie als Testsignalgenerator verwendet ist, bei dem das Referenzsignal im Gerät selbst erzeugt wird.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß sie als Durchgangsmodulator verwendet ist, bei dem ein ankommendes Signal in der Phase moduliert und wieder ausgesendet wird, wobei aus dem Eingangssignal das Referenzsignal (^zurückgewonnen wird.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß zur Jitteruntersuchung an Daten- bzw. PCM-Übertragungsemrichtungen ein Eingangssignal einem Schreib-Lese-Speicher (SLS) und einer Schaltung zur Taktrückgewinnung (TRG) parallel zugeführt wird, deren Ausgangssignal als Schreibtakt für die Schreib-Lese-Schaltung (SLS) dient und gleichzeitig als Referenzsignal (fr) für die Phasenmodulation herangezogen ist und daß als Lesetakt für den Schreib-Lese-Speicher (SLS) das phasenmodulierte und somit verjitterte Nutzsignal (fo)aer Phasenmodulationsschaltung dient

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Modulation der Phase einer Trägerschwingung unter Verwendung eines in seiner Frequenz fo veränderbaren Oszillators, dessen Ausgangsspannung dem einen Eingang einer Phasenvergleichsschaltung zugeführt wird, deren zweiter Eingang mit einem Referenzsignal beaufschlagt wird, wobei das Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung, gegebenenfalls nach Durchlaufen einer Tiefpaßschaltung als Stellsignal (Steuersignal, Regelsignal) dem frequenzbestimmenden Teil des Oszillators zugeführt wird.

Es ist bekannt, zur Phasenmodulation einer Trägerschwingung eine Schaltungsanordnung einzusetzen, wie sie zur Phasenregelung (phase locked loop — PLL) verwendet wird. Ein Beispiel für den zugehörigen Schaltungsaufbau ist in Fi g. 1 dargestellt Hierbei ist ein in seiner Frequenz (zum Beispie! durch eine Varaktordiode) veränderbarer Oszillator GS vorgesehen, welcher Ausgangssignale der Frequenz fo liefert, die zu einem Frequenzteiler FTi gelangen (Teilerverhältnis p:i). Außerdem wird die Ausgangsspannung des Oszillators OS an der Ausgangsklemme AK als Nutzsignal abgenommen. Der Ausgang des Frequenzteilers FTi ist mit einer Phasenvergleichsschaltung PH verbunden, deren zweiter Eingang mit einer Spannung mit der Frequenz fr 1 beaufschlagt wird, wobei dieses Signal durch einen Frequenzteiler FT2 mit dem Teilerverhältnis m ·. 1 aus einer Referenzspannung mit der Frequenz fr hergeleitet wird, welche von einer Referenzsignal-Spannungsquelle RSO geliefert wird. Hierfür kann vorteilhaft ein Quarzoszillator Verwendung finden.

Am Ausgang der Phasenvergleichsschaltung PH treten nach Durchlaufen des Tiefpasses Spannungen auf, deren Größe von der Differenz zwischen den Phasenlagen der Signalspannungen fo 1 und fr 1 abhängen. Der Tiefpaß TPi filtert unerwünschte höherfrequente Signalanteile aus und ist mit dem einen Eingang eines Differenzverstärkers VE verbunden, An den zugehörigen Eingang wird eine Modulationsspannung Um angelegt. Die so am Ausgang des Differenzverstärkers VE erhaltene Modulationsspannung Um 1 wird als Stellgröße (Steuersignal) dem frequenzbestimmenden Teil des Oszillators 05 zugeleitet.

Die dargestellte Schaltungsanordnung ist geeignet, große Phasenhübe zu realisieren, wobei der nichtlineare

Verlauf der Modulationskennlänie, wie er durch die i//AKennlinie des spannungsgesteuerten Oszillators OS gegeben ist, mit Hilfe des Differenzverstärkers VE linearisiert wird Der Nachteil dieser Schaltungsanordnung besteht vor allem darin, daß der Phasenvergleich in der Schaltung PH bei Frequenzen /öl bzw. fri erfolgt, die stets in einem ganzzahligen Verhältnis zur Oszillatorfrequenz fo des Oszillators OS stehen. Dadurch gelangen infolge der endlichen Dämpfung des Tiefpasses 7Pl Wechselstromsignale an den Oszillator OS zurück, die entweder subharmonisch, gleichfrequent oder ganzzahlig vielfach zu dessen Frequenz fo sind Als Folge davon treten Unstetigkeiten in der Phasenverschiebung auf, wenn die Phasenverschiebung Δφ zwischen den Frequenzen fo 1 und fr 1 gleich ist

I 7 = π · rr, wobei η = O, ± 1, ± 2 ...,

beträgt, also ganzzahlig ist

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteil zu beseitigen und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit der eine weitgehend, das heißt breitbandig lineare Phasenmodulation durchführbar ist

Gemäß der Erfindung, welche sich auf eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art bezieht wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zur Erzielung einer möglichst linearen und stetigen Charakteristik der Phasenmodulation zwischen dem Oszillator und der Phasenvergleichsschaltung ein Modulator eingeschaltet ist, der mit einer so bemessenen Hilfsfrequenz fh der Oberlagerungsschwingung arbeitet, daß für ganzzaJilige Vielfache oder Teile der der Phasenvergleichsschaltung zugeführten Frequenz fz2 bezüglich der Oszillatorfrequenz fo gilt

η fzl φ fo bzw. — -fzl 4= fo,
η

wobei η ganzzahlig gewählt ist

Durch den »or der Phasenvergleichsschaltung liegenden Modulator läßt sich die vorstehend erwähnte ungünstige Frequenzbeziehung zwischen der Oszillatorfrequenz fo einerseits und den zu vergleichenden Frequenzen fo 1 und fr 1 nach F i g. 1 andererseits so verändern, daß Unstetigkeiten in der Phasenverschiebung vermieden werden. Anstelle der vektoriellen Addition von Wechselstromanteilen im Oszillator OS nach Fig. 1, die zueinander gleichfrequent, subhermonisch oder harmonisch sind und damit ein abwechslungsweises Verzögern biw. Beschleunigen der Phasenänderungsgeschwindigkeit bewirken würden, ergeben sich durch die Erfindung am Ausgang lediglich äquidistante Seitenbänder mit den Abständen η · fri bzw. η ■ fo 1 vom Träger mit /J = 1,2,... (ganzzahlig). Es läßt sich somit über die Zumischung einer Hilfsfrequenz fh in dem zusätzlichen Modulator sicherstellen, daß

η fri 4= fo oder —-/rl 4= fo
π

ist, wobei η ganzzahlig ist.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung können diese Seitenbänder, soweit sie störend sind, durch eine entsprechend bemessene zusätzliche Filterschaltung am Ausgang unterdrückt werden. Durch geeignete Wahl der Größe der Hilfsfrea jenz fh kann erreicht werden, daß die Nebenwellen im Abstand Af= n- fri bzw. π · fz\ vom Träger mit einer Filterschaltung in Form des Tiefpasses vom Nutzsignal fo und den durch die Phasenmodulation entstehenden Produkten fo ± k - fm getrennt werden, wobei fm der Modulationsfrequenz entspricht

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Phasenmodulation einer Trägerschwingung kann mit Vorteil für Testsignalgeneratoren verwendet werden,

ίο bei denen das Referenzsignal im Gerät erzeugt wird Es besteht darüber hinaus auch die Möglichkeit sie als »Durchgangsmodulatoren« einzusetzen, bei denen ein ankommendes Signal in der Phase moduliert und so wieder ausgesendet wird Beim Einsatz in »Durchgangsmodulatoren« muß aus dem Eingangssignal das Referenzsignal rückgewonnen werden.

Die Erfindung wird an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert Es zeigt
Fig.2 eine erste Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

Fig.3 eine als Durchgangsmodulfor verwendbare Ausführungsform.

Bei dem Blockschaltbild nach Fig.2 sind für übereinstimmende Teile die gleichen Bezeichnungen verwendet, wie sie bei F i g. 1 eingetragen sind Ar. den Ausgang des Oszillators OS mit der Ausgangsfrequenz fo ist ein Modulator (Mischer) MD angeschaltet, dessen Oberlagerungsfrequenz von einem Hilfsoszillator HSO geliefert wird Die Ausgangsspannung mit der Zwischenfrequenz fzl wird dem Frequenzteiler FTl zugeführt dessen Teilungsverhältnis wiederum ρ: 1 beträgt Dadurch ergibt sich am Ausgang des Frequenzteilers F7~l eine Frequenz fzZ, welche der Phasenvergleichsschaltung PH zugeführt wird Die vom Referenzspannungsgenerator RSO gelieferte Referenzspannung mit der Frequenz fr wird nach Durchlaufen des Frequenzteilers FT2 (Teilerverhältnis m:\) als Frequenz fr 1 der Phasenvergleichsschaltung PHzugeleitet. Die beiden Frequenzteiler FTl und FT2 sind nicht unbedingt notwendig.

Durch entsprechende Wahl der Größe der Hilfsfrequerz fh der Oberlagerungsschwingung für den Modulator MDläßt sich sicherstellen, daß η ■ fz2 φ fo ist, wobei π sowohl ganzzahlig als auch gebrochen

ganzzahlig (das heißt^' ...) sein kann. Es ist damit

vermieden, daß zueinander gleichfrequent subharmonisch oder harmonisch auftretende Wechselstromanteile vektoriell im Oszillator OS addiert werden. Somit ist sichergestellt, daß ein abwechslungsweises Verzögern bzw. Beschleunigen der Phasenänderungsgeschwindigkeit vermieden ist

Die Ausgangssignale in der Phasenvergleichsschaltung PH sind wieder über den Tiefpaß TP1 zu dem Differenzverstärker VE geführt, an dessen zweitem Eingang die Modu'ationsspannung Um nrt der Frequenz fm liegt. Das so erhaltene Stellsignal wird dem frequenzbestimmenden Teil des Oszillators OS zugeleitet.

Zur Unterdrückt .ig unerwünschter Nebenwellen zum Träger im Abstand Af= η ■ fri bzw. η ■ fz2 ist eine Filterschaltung 7P2 vor dem Ausgang AK vorgesehen, die bevorzugt als Tiefpaßfilter ausgebildet ^St.

In Fig.3 ist eine Schaltung zur Untersuchung der

b5 Jitterübertragungsfunktion von Datenübertragungseinrichtungen, insbesondere PCM-Einrichtungen, dargestellt. Dabei wird ein Datensignal der Eingangsklemme EK zugeführt und zum einen in einen Schreib-Lese-

Speicher SLS und zum anderen in eine Schaltung zur Taktrückgewinnung TAG eingegeben.

Vom Ausgang der Schaltung TRG gelangt der so gewonnene Schreibtakt zum Schreib-Lese-Speicher SLS, wobei diesem Schreibtakt die Frequenz fr aus F i g. 2 entspricht. Dementsprechend erfolgt im nachgeschalteten Teiler FT2 eine Umsetzung in die Frequenz Fr \, welche der Phasenvergleichsschaltung PH zugeführt wird. An der Klemme AB wird der in F i g. 2 links davon gezeichnete Schaltungsteil mit dem frequenzvariablen Oszillator angeschlossen. Als Lesetakt für den Schreib-Lese-Speicher SLS dient das an der Klemme AK zugeführte Nutzsignal mit der Frequenz fo, das entsprechend verjittert ist und es so gestattet, die Jitterverträglichkeit bzw. die Jitterübertragungsfunktion der Daten- oder PCM-Einrichtung zu ermitteln. Dabei ist es abhängig vom gestellten Meßproblem erforderlich, entweder große Phasenhübe bei niedrigen Modulationsfrequenzen oder kleinere Phasenhube bei relativ hohen Modulationsfrequenzen einstellen zu können. Die Grenzen liegen etwa bei Phasenhüben von ± 10 Perioden bzw.einer Modulationsfrequenz, die 10% der Trägerfrequenz beträgt. Diese Forderungen können mit der erfindungsgemäßen Schaltung eingehalten werden.

Als Phasenvergleichsschaltungen eignen sich bei den Anordnungen nach F i g. 2 und F i g. 3 besonders UND-Verknüpfungen oder Flip-Flop-Schallungen, wobei z.B. mit der Frequenz fz2 gesetzt und mit der Frequenz fr 1 rückgesetzt oder umgekehrt.

Durch gleichmäßiges Verändern der Teilerverhältnisse der Frequenzteiler FTl und FT2 um den Faktor k. also auf k ■ ρ und k · m läßt sich der einstellbare Phasenhub der Schaltung auf den Anfachen Wert bringen.

Als Modulationsspannung Um wird zweckmäßig ein Sinusgenerator oder eine Rauschspannungsquelle verwendet.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Modulation der Phase einer Trägerschwingung unter Verwendung eines in seiner Frequenz fo veränderbaren Oszillators, dessen Ausgangsspannung dem einen Eingang einer Phasenvergleichsschaltung zugeführt wird, deren zweiter Eingang mit einem Referenzsignal beaufschlagt wird, wobei das Ausgangssignal der Phasen- vergleichsschaltung, gegebenenfalls nach Durchlaufen einer Tiefpaßschaltung als Stellsignal (Steuersignal, RegelsignaT) dem frequenzbestimmenden Teil des Oszillators zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung einer mög- liehst linearen und stetigen Charakteristik der Phasenmodulation zwischen dem Oszillator (OS) und der Phasenvergleichsschaltung (PH) ein Modulator (MD) eingeschaltet ist, der mit einer so bemessenen Hilfsfrequenz fh der Oberlagerungsschwingung arbeitet, daß für ganzzahlige Vielfache oder Teile der der Phasenvergleichsschaltung (PH) zugeführten Frequenz fz2 bezüglich der Oszillatorfrequenz/o gilt

25

η fzl 4 fo bzw. — -/z2 4 /o