DE69815591T2

DE69815591T2 - Frequenzsynthetisierer

Info

Publication number: DE69815591T2
Application number: DE69815591T
Authority: DE
Inventors: Peter Henry Saul
Original assignee: Zarlink Semiconductor Ltd
Current assignee: Microchip Technology Caldicot Ltd
Priority date: 1997-05-01
Filing date: 1998-04-09
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2018-04-10
Also published as: GB2324917B; JPH10341179A; DE69815591D1; US6060917A; EP0875987B1; EP0875987A1; GB9708943D0; GB2324917A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Frequenzsynthetisierer und insbesondere auf einen Frequenzsynthetisierer, der einen direkten, digitalen Frequenzsynthetisierer verwendet.
Direkte, digitale Synthese (DDS) ist eine wohlbekannte Schaltungstechnik, die in Frequenzsynthetisierern für Anwendungen verwendet wird, für welche ein weiter Frequenzbereich oder ein sehr schnelles Frequenzspringen oder beides erforderlich sind. Ein solcher Synthetisierer, der diese Technik verwendet, ist der direkte, digitale Frequenzsynthetisierer (DDFS) SP2002 mit 400 MHz, der von GEC Plessey Semiconductors hergestellt wird. Dieser Synthetisiererchip kann rechteckige, dreieckige und sinuswellenförmige, gleichphasige und um 90º phasenverschobene Ausgangssignale mit Frequenzen erzeugen, die von einer verwendeten Taktfrequenz und einem verwendeten binären Wort abhängen. Jedoch können die Niveaus von Störsignalen an den Ausgängen von solchen Frequenzsynthetisierern zum Beispiel für die Verwendung als Lokaloszillatoren in Funkempfängern zu hoch sein, um praktikabel zu sein.
Die unerwünschten Störungssignale oder Störungen treten mit Amplituden und phasenbezogenen Zeitdauern auf, die mit einer gewöhnlichen Frequenzspektrum-Analysatoranzeige nicht aufgelöst werden können, obwohl sie als Vektoren angesehen werden können. In dieser Hinsicht sind phasenbezogene Störungen orthogonal zu der Trägerwelle, während amplitudenbezogene Störungen phasengleich oder gegenphasig zu der Trägerwelle sind. Die Größe, die Anzahl und die Lage der Störungen in dem Ausgangsspektrum bezieht sich auf die ROM- Nachschlagetabellengröße, die Nichtlinearitäten der DACs, den Betrag des Phasenakkumulator-Abbruchs und die Frequenzauswahlbefehle eines DDFS. Eine Erörterung dieser Effekte zusammen mit einer vorgeschlagenen Veränderung, um sie teilweise zu vermeiden, kann in der Schrift von H. T. Nicholas und H. Samueli mit dem Titel "An Analysis of the Output Spectrum of Direct Digital Frequency Synthesisers in the Presence of Phase-Accumulator Truncation" auf den Seiten 495-502 der veröffentlichten Proceedings of the 41st IEEE Annual Frequency Control Symposium gefunden werden.
Mehrere andere Techniken existieren, um diese Störsignale zu entfernen, obwohl jede die Eigenschaften des DDFS beeinträchtigt. Die Hauptanwendung dieser DDFS wurde daher auf diese beschränkt, wo die Störsignale akzeptabel sind oder wo die Filterung zum Beispiel durch Techniken mit phasenstarren Schleifen möglich ist.
Die vorliegende Erfindung wurde von dem Erfinder als Ergebnis der Untersuchung der mathematischen Grundlagen eines DDFS und der dadurch erzeugten Ausgangssignale gemacht. Betrachtet wird der Fall, in dem ein einzelnes Paar von Störsignalen vorhanden ist, können das gleichphasige und um 90º phasenverschobene Signal dann mathematisch als U bzw. V dargestellt werden:
U = A&sub0; cos(2πF&sub0;t) + A&sub1; sin(2πt(F&sub0; + F&sub1;)) + A&sub1; sin(2πt(F&sub0; - F&sub1;))
V = A&sub0; sin(2πF&sub0;t) + A&sub1; cos(2πt(F&sub0; - F&sub1;)) + A&sub1; cos(2πt(F&sub0; - F&sub1;))
wobei:
A&sub0; die Trägerwellenamplitude ist,
A&sub1; die Störsignalamplitude ist,
F&sub0; die Trägerwellenfrequenz, und
F&sub1; die Verschiebung des Störsignalpaares
zu der Trägerwelle.
Obwohl das gleichphasige und das um 90º phasenverschobene Signal in Wirklichkeit mehr Seitenbänder haben werden, ist die Analyse eines einzelnen Paares angemessen, um die vorliegende Erfindung zu erklären.
Durch Multiplikation dieser Ausdrücke folgt:
U V = 1/2 sin(4πF&sub0;t) + 2A&sub0;A&sub1; cos(4πF&sub1;t) + Ausdruck mit
Der größte Ausdruck hat die Frequenz 2 Fo; das bedeutet die Trägerwellenfrequenz wurde durch Multiplikation des gleichphasigen und um 90º phasenverschobenen Signals verdoppelt. Ausdrücke mit dem Koeffizienten A&sub1;² sind so klein, daß sie vernachlässigt werden können, wenn die DACS über, sagen wir, 6 Bits groß sind. Für die 8-Bit-DACs eines SP2002- Chips sind die A&sub1;²-Störungen 96 dB geringer. Die Ausdrücke, welche um ±F&sub1; verschoben waren, wurden bei der doppelten Frequenz 2Fo ausgelöscht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Frequenzsynthetisierer zur Erzeugung eines Signals mit einer erwünschten Frequenz vorgesehen, der einen direkten, digitalen Frequenzsynthetisierer aufweist, der betreibbar ist, um gleichphasige und um 90º phasenverschobene Ausgangssignale mit der halben, erwünschten Frequenz zu erzeugen; und ein Gegentakt-Mischer, der dafür ausgelegt ist, die gleichphasigen und um 90º phasenverschobenen Signale zu mischen, um das erwünschte Frequenzsignal zu erzeugen.
Die Verwendung eines erfindungsgemäßen Frequenzsynthetisierers sorgt für ein Signal mit geringeren Störsignalniveaus im Verhältnis zu dem Trägerfrequenzsignalniveau als die Signale, die durch den direkten digitalen Frequenzsynthetisierer erzeugt werden, welcher dabei verwendet wird.
Vorzugsweise weist der Frequenzsynthetisierer einen Gegentaktmischer und einen direkten, digitalen Frequenzsynthetisierer auf, der als eine einzelne, integrierte Schaltung hergestellt ist. Auf diese Art kann die Massenfertigung mit geringeren Kosten erreicht werden, als es für diskrete Komponenten möglich ist.
Vorzugsweise ist der direkte, digitale Frequenzsynthetisierer betreibbar, um sinusförmige, gleichphasige und um 90º phasenverschobene Ausgangssignale zu erzeugen, wodurch ein Sinuswellensignal mit der erwünschten Frequenz von dem Gegentaktmischer erzeugt wird. Dieses besondere Merkmal macht den Frequenzsynthetisierer besonders für Lokaloszillator- und ähnliche Anwendungen geeignet.
Ausführungsformen werden nun nur beispielhaft mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 in Blockdiagrammform eine erste Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Frequenzsythetierers zeigt;
Fig. 2 das Spektrum eines Ausgangssignals eines direkten, digitalen Frequenzsynthetisierers SP2002 zeigt;
Fig. 3 das Spektrum eines Ausgangssignals eines erfindungsgemäßen Frequenzsynthetisierers zeigt, und
Fig. 4 in Blockdiagrammform eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Frequenzsynthetisierers zeigt.
Mit Bezugnahme auf Fig. 1 wird zuerst ein Frequenzsynthetisierer mit einem DDFS SP2002, der allgemein mit 1 bezeichnet ist, und eine Mikromischerschaltung 2 gezeigt.
Der DDFS 1 weist 30 Frequenzauswahleingänge FS0-FS29 auf, die entlang einer Eingangsfreigabeelektrode 3 mit einer Anzahl von Festkörper-Latches verbunden sind, die im allgemeinen mit 4 bezeichnet sind. Diese Schalter 4 geben ihre Ausgangssignale an die Eingänge eines Akkumulators 5 weiter, der Pulse mit einer Frequenz erzeugt, die von der Taktfrequenz abhängt, und die Auswahl wird mit Hilfe der Frequenzauswahleingänge FS0-FS29 ausgeführt. Gleichphasige und um 90º phasenverschobene, rechteckige Ausgangswellensignale können durch die Ausgangsvorrichtungen 6 unter Bezugnahme auf die Pulse von dem Akkumulator 5 erzeugt werden. Alternativ werden ähnliche Pulse entweder von dem Sinus-Logikbauteil ROM 8 oder dem Dreieck-Logikbauteil 9 abhängig von den Signalen, die an einem Multiplexer 9 über die Elektroden 10 und 11 anliegen, verwendet, um analoge, gleichphasige und um 90º phasenverschobene Signale bei den entsprechenden Ausgängen der DACs 12 und 13 zu erzeugen.
Um Sinuswellenausgangssignale mit 200 MHz bei den Anschlüssen 14 und 15 zu erzeugen, liegen an den Frequenzauswahleingängen FS0 bis FS29 des DDFS 1 und den Elektroden 10 und 11 geeignete Signale an, um den DAC 12 zu veranlassen, ein gleichphasiges Sinuswellensignal mit 100 MHz zu erzeugen, und den DAC 13, sein um 90º phasenverschobenes Signal zu erzeugen. Die Mikromischerschaltung 2, die im linearen Bereich arbeitet, erzeugt bei den Ausgangsanschlüssen 14 und 15 ein Signal mit Störsignalniveaus, die im Verhältnis zu den Trägerfrequenzsignalniveaus niedriger als die Störsignalniveaus sind, die von jedem der DACs 12 und 13 erzeugt werden.
Der DDFS-Chip SP2002 hat, wenn er gesteuert wird, um ein Sinuswellenausgangssignal mit 127,5 MHz von einem Takt mit 1024 MHz zu erzeugen, gleichphasige und um 90º phasenverschobene Ausgangssignale, die jeweils das in Fig. 2 gezeigte Spektrum haben. Diese Ausgangsfrequenz wurde so gewählt, daß sie nahe eines ganzzahligen Bruchteils, der Taktfrequenz ist, um besonders starke Störungen in dem Ausgangssignal des DDFS 1 zu erzeugen. Offensichtlich weist das Spektrum ein starkes Trägerwellenfrequenzsignal 16 mit 127,5 MHz und eine Reihe von Störungssignalen 17, 18 und 19 mit ungefähr 4 MHz Abstand auf jeder Seite davon auf. Die größte Störung 17 ist bei -35dBc. Die entsprechende Störung 80 auf der anderen Seite der Trägerwellenfrequenz ist aufgrund der komplexen Mischung der Phasenausdrücke und Amplitudenausdrücke in dem Signal etwas kleiner.
Fig. 3 zeigt das Spektrum eines Ausgangssignals, das von einem erfindungsgemäßen Frequenzsynthetisierer erzeugt wurde. Der gleiche DDFS-Chip SP2002, der gesteuert wurde, um gleichphasige und um 90º phasenverschobene Sinuswellensignale mit einer Frequenz von 63,75 MHz von einem Taktsignal mit 1024 MHz zu erzeugen, wurde mit einer Watkins-Johnson- Mikromischerschaltung SM4A-1 an seinen Ausgangsanschlüssen auf die in Fig. 1 gezeigte Weise verbunden. Aus Fig. 3 läßt sich erkennen, daß das erhaltene Ausgangssignal weitaus geringere Störsignalniveaus 20, 21 hat, wobei das größte 20-54dBc hat. Eine Verbesserung von 19dB wurde somit zu Lasten nur eines etwas erhöhten Rauschens erreicht.
Fig. 4 zeigt in Form eines Blockdiagramms eine zweite Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Frequenzsythetisierers. Bauteile, welche die gleichen wie die in Fig. 1 gezeigten sind, haben die gleichen Bezugszeichen. In dieser Ausführungsform ist eine Gilbert-Zellen-Schaltung 22 auf dem gleichen Chip wie der DDFS 1 zwischen den Ausgängen der DACs 12 und 13 und den Chipausgangsanschlüssen 24 und 25 hergestellt. Der Gegentaktmischer ist als Gilbertzellenschaltung 22 ausgestaltet, weil sie für eine monolithische Herstellung geeigneter ist, als es Mikromischerschaltungen sind.
Diese Ausführungsform erlaubt die Massenfertigung von erfindungsgemäßen Frequenzsynthetisierern zu geringeren Kosten als die in Fig. 1 gezeigte Ausführungsform.

Claims

1. Frequenzsynthetisierer zur Erzeugung eines Signals mit einer erwünschten Frequenz, der einen direkten, digitalen Frequenzsynthetisierer (1), der betreibbar ist, gleichphasige und um 90 Grad phasenverschobene Ausgangssignale mit der halben, erwünschten Frequenz bereitzustellen; und einen Gegentakt-Mischer (2) aufweist, der aufgebaut ist, um die gleichphasigen und um 90 Grad phasenverschobenen Signale zu mischen, um das erwünschte Frequenzsignal bereitzustellen.

2. Frequenzsynthetisierer nach Anspruch 1, für welchen der Gegentakt-Mischer und der direkte, digitale Frequenzsynthetisierer als eine einzelne, integrierte Schaltung hergestellt sind.

3. Frequenzsynthetisierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, für welchen der direkte, digitale Frequenzsynthetisierer betreibbar ist, sinusförmige, gleichphasige und um 90 Grad phasenverschobene Ausgangssignale bereitzustellen, wobei ein sinusförmiges Signal mit der erwünschten Frequenz von dem Gegentakt-Mischer bereitgestellt wird.

4. Frequenzsynthetisierer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, für den der Gegentakt-Mischer eine Gilbertzellen-Schaltung ist, die im Betrieb im linearen Bereich arbeitet.

5. Frequentsynthetisierer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, für welchen der Gegentakt-Mischer eine Mikromischer- Schaltung ist, die im Betrieb im linearen Bereich arbeitet.