DE2700429B2

DE2700429B2 - Modulationseinrichtung mit Phasensynchronisierungsschleife

Info

Publication number: DE2700429B2
Application number: DE2700429A
Authority: DE
Inventors: Edward Joachim Camden N.J. Nossen (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-04-08
Filing date: 1977-01-07
Publication date: 1979-04-12
Also published as: JPS52123857A; DE2700429A1; GB1570586A; FR2347820A1; DE2700429C3; US4021757A; FR2347820B1

Description

Die Erfindung betrifft eine mit Phasensynchronisierungsschleife arbeitende Modulationseinrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, die beispielsweise an einem Frequenzsynthesizer Verwendung finden kann.

Bekannte Geräte zur Frequenzsynthese wie die sogenannten »direkten« Synthesizer enthalten eine Vielzahl auswählbarer Frequenzquellen und Mischeinrichtungen. Andere Geräte wie die sogenannten »indirekten« Synthesizer arbeiten mit einer oder mehreren Phasensynchronisierungsschleifen (Phasenregelkreise), um die gewünschte Anzahl von Frequenzen zu erhalten. Um verschiedene Frequenzen in kleinen Stufen und mit genügend kurzen Umschaltzeiten bereitzustellen, benötigt man in diesem Fall viele solcher Schleifen. Außerdem wird eine Modulation gewöhnlich extern durchgeführt, indem das Ausgangssignal des Synthesizers mit einem modulierten Festfrequenzsignal gemischt wird.

Bei einer aus der deutschen Offenlegungsschrift 61 928 bekannten Modulationseinrichtung der dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Gattung ist der Modulator eine Mischstufe, die an ihrem einen Eingang das modulierende Signal und an ihrem anderen Eingang das vom Bezugsoszillator erzeugte Signal empfängt. Im bekannten Fall wird also effektiv die Referenzfrequenz für die Phasensynchronisierungsschleife gemäß dem modulierenden Signal verändert.

Die an Modulationseinrichtungen mit Frequenzsynthese zu stellenden Anforderungen sind unter anderem ein großer Frequenzbereich, feine Frequep.zaufiösung, Unterdrückung ungewollter Nebenfrequenzen, niedrige Rauschpegel, schnelle Umschaltbarkeit auf andere Frequenzen innerhalb ihres Frequenzbereichs. Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Modulationseinrichtung der gattungsgemäßen Art so auszubilden, daß sie nicht nur diese allgemeinen Anforderungen erfüllt, sondern sich auch besonders zur Lieferung verschiedener Formen von Winkelmodulation eignet, um z. B. Zweiphasen-Umtastung, Vierphasen-Umtastung, Minimum-Umtastung usw. durchführen zu können. Die zur Lösung dieser Aufgabe führenden erfindungsgemäßen Merkmale sind im Kennzeichnungsteil des Patentanspruchs 1 angegeben.

Ein wesentliches Unterscheidungsmerkmal der erfindungsgemäßen Einrichtung gegenüber der aus der erwähnten deutschen Offenlegungsschrift bekannten Modulationseinrichtung besteht darin, daß der Modulator, als PhasenmoduJator ausgebildet, in demjenigen Teil der Phasensynchronisierungsschleife liegt, der vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators zum Phasendetektor führt. Das heißt, bei der erfindungsgemäßen Einrichtung hat der Modulator die Funktion, als Phasenmodulator das Signal des spannungsgesteuerten Oszillators zu modulieren und umzusetzen und nicht, wie im bekannten Fall, die Frequenz des Bezugsoszillators zu modulieren.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in

jo den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

F i g. 1 ist ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

j^r) F i g. 2 zeigt in einem Blockschaltbild eine abgewandelte Ausbildung der bevorzugten Ausführungsform;

F i g. 3 ist ein Logikschaltbild einer zur Modulation verwendbaren logischen Schaltung.

In den verschiedenen Figuren sind gleichartige Elemente jeweils mit denselben Bezugszahlen bezeichnet.

Die Anordnung nach F i g. 1 enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator 14, der mit einem Vierphasen-Modulator 15 verbunden ist, welcher seinerseits mit

4"i einem programmierbaren 1 ^-Untersetzer 17 (Zähler mit programmierbarem Frequenzteilungsfaktor N) gekoppelt ist. Der Zweck des Untersetzers 17 wird weiter unten erläutert. Das Ausgangssignal vom Untersetzer 17 wird als ein erstes Eingangssignal auf

w einen Phasendetektor 21 gegeben, dessen zweites Eingangssignal von einem Taktoszillator 11 abgeleitet wird, z. B. über einen zwischengeschalteten 1: /?-Untersetzer 12. Die Bandbreite dieser Schleife muß groß genug sein, um alle in Frage kommenden Modulations-

Y-, frequenzen zu umfassen.

Vierphasen-Modulatoren und Einseitenband-Modulatoren sind allgemein bekannt und brauchen daher nicht im einzelnen beschrieben zu werden. (Als Beispiel sei auf die US-Patentschrift 38 38 350 und, für

bo Phasenmodulatoren allgemein, auf die US-Patentschrift 37 55 739 verwiesen. Vergleiche außerdem Schwartz: »Information Transmission, Modulation and Noise«, 2. Auflage, McGraw-Hill, 1970, Kapitel 4.) Der Vierphasen-Modulator 15 wird durch das Aus-

b5 gangssignal eines digitalen Akkumulators 16 gesteuert. Der Akkumulator 16 und ein sogenanntes Frequenzregister 20 bilden gemeinsam einen »arithmetischen Synthesizer«. Der den Vierphasen-Modulator 15 an-

steuernde arithmetische Synthesizer ermöglicht die Übertragung von Analogsignalen oder Digitalsignalen, wobei die Analogsignale mittels eines Analog/Digital-Umsetzers 19 in Digitalsignale umgewandelt werden. Die Arbeitsweise eines arithmetischen Synthesizers ist ausführlich in der US-Patentschrift 36 89 914 beschrieben.

Ein digitaler Akkumulator ist ein Gerät, welches ein eingangsseitig zugeführtes Digitalsignal beim Erscheinen eines Steuer- oder Taktimpulses mit einem gespeicherten Digitalsignal addiert Das Ausgangssignal des Akkumulators ist der gespeicherte Digitalwert, der bei jedem Taktimpuls um einen dem Eingangssignal gleichen Betrag erhöht wird. Ein Akkumulator kann aus handelsüblichen Bausteinen gebildet werden. Beispielsweise kann eine Recheneinheit für arithmetische und logische Operationen so eingesetzt werden, daß sie an einer Gruppe von Eingangsklemmen das digitale Eingangssignal und an der anderen Gruppe von Eingangsklemmen das gespeicherte Digitalsignal empfängt. Die Ausgangssignale dieser Recheneinheit können jedes einem D-Eingang eines gesonderten D-Flipflops angelegt werden, während die Takteingänge aller dieser Flipflops gemeinsam an dieselbe Steuer- oder Taktimpulsquelle angeschlossen sind. Integrierte Schaltungen mit einer Vielzahl von mit gemeinsamen Taktsignalen angesteuerten Flipflopstufen sind im Handel erhältlich. Die Ausgangssignale von den Flipflops stellen den gespeicherten Digitalwert dar. Von den beschriebenen Schaltungen können mehrere in w Kaskade zusammengeschaltet werden, um Digitalwörter beliebiger Bitzahl zu bilden. Für η Bits (bei η Stufen) geht die Addition (oder Subtraktion) bis 2" (»modulo 2"«), jedoch wird ein Überlauf- oder Übertragsignal geliefert, wenn der Ausgangswert der Recheneinheit π 2"—1 übersteigt. Die beschriebene Recheneinheit kann auch, unter Zuhilfenahme von Funktionssteuersignalen, Operationen wie Erhöhung, Verminderung, Subtraktion, Komplementbildung, Stellenversetzung, UND, ODER, Exklusiv-ODER und verschiedene andere spezielle Funktionen durchführen, wie sie in der zugehörigen Gebrauchsanleitung angegeben sind.

Durch Änderung des gespeicherten Werts im Frequenzregister 20 lassen sich kleine Frequenzänderungen im Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators vornehmen, indem eine Einseitenbandmodulation (Umsetzung) bewirkt wird. Größere Änderungen in der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators werden durch Änderung des Werts N im 1: /V-Untersetzer 17 vorgenommen. Die untersetzenden Zähler 12 und ^r>o 17 erlauben eine Änderung der Mittenfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 14 gegenüber der Frequenz des Taktoszillators 11. Wenn /V dir Nennfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators und /ö die Frequenz des Taktoszillators ist, dann erzeugt der Vi Phasendetektor 21 zur Steuerung des spannungsgesleuerten Oszillators ein Ausgangssignal, welches proportional fJn-fJR ist. Somit ist f_v=NfolR. Durch Änderung von N oder R kann die Frequenz f_v, d. h. die Ausgangsfrequenz, verändert werden. Diese Frequenz to wird dann um die vom arithmetischen Synthesizer gelieferte »Offsetfrequenz« über den Vierphasen-Modulator 15 weiter geändert.

In vielen Anwendungsfällen von Frequenzsynthesizern ist eine große Schleifenbandbreite erwünscht, t» damit eine schnelle Frequenzumschaltung erreicht wird und damit die Schleife Winkelmodulationen bewirken oder ihnen folgen kann. Die Verwendung einer höheren Bezugsfrequenz ermöglicht eine größere Schleifenbandbreite. Da die vom 1: Ä-Taktuntersetzer 12 gelieferte Bezugsfrequenz 100 kHz oder mehr betragen kann, muß mit dem arithmetischen Synthesizer eine Frequenzinterpolierung durchgeführt werden, um die typischen 25-kHz-Abstände zwischen Funkkanälen zu schaffen. In bevorzugter Ausführungsform geschieht die Frequenzinterpolierung durch Ausnutzung der mit dem Vierphasen-Modulator 15 möglichen Umsetzung durch Einseitenband-Modulation. Durch Ansteuerung des Vierphasen-Modulators mit geeigneten Inphase- und Quadratur-Signalen läßt sich eine Umsetzung im oberen oder unteren Seitenband durchführen (was ausführlicher in Verbindung mit F i g. 2 erläutert werden wird). Das Maß der Frequenzverschiebung ist eine direkte Funktion der vom arithmetischen Synthesizer gelieferten Offsetfrequenz.

Die Fähigkeit des Frequenzsynthesizers zur Modulation kommt daher, daß der arithmetische Synthesizer auf jede Änderung bis hin zur Taktfrequenz außergewöhnlich schnell anspricht. Die Modulationsfähigkeit ist nur durch die Bandbreite der Phasensynchronisierungsschleife begrenzt. Zur Datenmodulation kann die binäre Frequenzumtastung verwendet werden, wozu zwei Frequenzen erzeugt werden müssen. Diese Frequenzen können ohne unerwünschte Nebenkomponenten erzeugt werden, wenn sie ganzzahlige Untervielfache der Taktfrequenz darstellen. Sprechsignale können auf verschiedenartige Weise gesendet werden. Gewöhnlich wird hierzu Amplituden- oder Frequenzmodulation verwendet. Häufig werden Sprechsignale aber auch digitalisiert und in Digitalform gesendet, um sie im Multiplex übertragen oder verschlüsseln zu können.

Zur digitalen Sprachübertragung mittels Frequenzumtastung können geeignete Frequenzen zur Darstellung von »Impuls« und »Impulspause« vom arithmetischen Synthesizer gewählt werden. Diese Lösung hat den Vorteil, daß nur eine einzige Phasensynchronisierungsschleife für den gesamten Vorgang der Trägererzeugung benötigt wird. Dank der Bandbreite der Schleife kann Sprach- und Datenmodulation eingeführt werden und der spannungsgesteuerte Oszillator kann dieser Modulation folgen, wobei er sie dem gesendeten Träger aufprägt. Mit der beschriebenen Erfindung können Sprachsignale als analoge frequenzmodulierte Signale gesendet werden, die sich mit gegenwärtigen Empfängern demodulieren lassen. Die Modulation wird jedoch mit Hilfe von Digitalverfahren durchgeführt, die sehr gut reproduzierbar sind und auf billige Weise mit der Technik integrierter Schaltungen realisiert werden können.

Bei der Sprachmodulation wird ein Analog/Digilal-Umsetzer 19 verwendet. Die am Ausgang des Umsetzers erscheinende Digitalzahl, die einen Augenblickswert des analogen Sprachsignals darstellt, steuert den arithmetischen Synthesizer direkt über das Frequenzregister 20, um eine Frequenzmodulation durchzuführen. Ein mit 6 Bits quantiziertes und mit einer Abfragefrequenz von 8 kHz zerlegtes Hörfrequenzsignal vermag die menschliche Sprache mit guter Qualität zu übertragen, wobei auch die Stimme des Sprechers erkannt werden kann.

z-ur kontinuierlichen Frequenzmodulation mit den digitalisierten Sprachsignalen muß der arithmetische Synthesizer Frequenzen in feineren Abstufungen erzeugen als es dem Kanalabstand oder dem Abstand der für Impuls und Impulspause charakteristischen Frequenzen bei Digitalübertragungen entspricht. Um

hörbare Verzerrungen im gesendeten Sprachsignal zu vermeiden, können Frequenzabstufungen mit einer Feinheit von etwa 10 Hz erforderlich sein.

Der arithmetische Synthesizer erzeugt keine eigenen ungewollten Nebenkomponenten im Ausgangssignal, wenn die Taktfrequenz des Oszillators 11 ein ganzzahliges Vielfaches der Ausgangsfrequenz ist. Dies liegt an der synchronen Beziehung zwischen der Taktfrequenz und der Ausgangsfrequenz. Durch passende Wahl der Zahlen im Frequenzregister 20 kann dafür gesorgt werden, daß der arithmetische Synthesizer saubere Offsetsignale mit Frequenzabständen von 25 kHz erzeugt, wie es die untenstehende Tabelle I zeigt, worin /, die synthetisierte Ausgangsfrequenz vom Akkumulator 16 ist. (Die in der Tabelle I angegebenen Werte sind repräsentative Beispiele, ιϋΓ /ν ΚαΓ

Γι jCuC

ganze Zahl verwendet werden.) Der arithmetische Synthesizer hat keinen eigenen begrenzenden Rauschgrundpegel, wenn er in einer vollständig digitalen Betriebsart arbeitet und wenn die genannte Bedingung des ganzzahligen Vielfachen erfüllt ist. Beispielsweise beträgt im Falle von 16 Bits im arithmetischen Synthesizer der Grundrauschpegel —96 dB, und im Falle von 24 Bits beträgt er - 144 dB.

Im Falle der analogen Sprachmodulation werden viele »nichtsynchrone« Frequenzen erzeugt, von denen einige in gewissem Maß zu ungewollten Nebenkomponenten führen. Diese ungewollten Signale treten über sehr kurze Zeit auf und erscheinen alle mit sehr geringer Energie innerhalb des Modulationsbandes. Wenn rauschähnliche Signale wie Sprache verwendet werden, belegen die ungewollten Nebenfrequenzen den gesamten Kanal in etwa statistischer Verteilung und heben somit nur den Grundrauschpegel. Selbst ein einzelner Ton erzeugt viele Besselkomponenten.

Tabelle I	Frequenzen
Störungsfreie	fs (in kHz)
K	(^fJK)
(/„ = 3 MHz)	150
20	125
24	100
30	75
40	50
60	25
120

Die Energie irgendwelcher im arithmetischen Synthesizer und im Vierphasen-Modulator 15 erscheinender ungewollter Störkomponenten wird durch Wirkung des 1: ΛΖ-Untersetzers 17 um einen Faktor vermindert, der dem Quadrat von N entspricht Indem man die ungewollten oder Störfrequenzen außerhalb des Durchlaßbereichs der Schleife hält, können sie den spannungsgesteuerten Oszillator nicht beeinflussen und daher nicht mit der gewünschten Ausgangsfrequenz erscheinen. Dies läßt sich erreichen, indem man den arithmetischen Synthesizer mit einer Ausgangsfrequenz arbeiten läßt die ausreichend weit oberhalb der Bandbreite der Schleife liegt

Die F i g. 2 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, die sich gut zur Phasenmodulation eignet Die Anordnung ist ähnlich derjenigen nach Fig. 1, nur daß der Analog/Digital-Umsetzer fehlt und daß zwischen den Akkumulator 16 und den Vierphasen-Modulator 15 eine Logikschaltung zur Bewirkung einer Phasenmodulation (Phasenmodulationslogik 22) geschaltet ist.

Die Ausgangsfre^uenz des aus dem Frequenzregister 20 und dem Akkumulator 16 gebildeten Synthesizers ist eine Konstante, die von dem im Frequenzregister 20 eingestellten Wert abhängt. Die Phasenmodulationslogik 22 spricht auf Binärdaten an, um eine Phasenverschiebung des Ausgangssignals des Frequenzsynthesi-

Ki zers zu bewirken.

Der arithmetische Synthesizer erzeugt aus den beiden höchstwertigen Bits des Akkumulators 16 Inphase- und Quadratur-Signale, und durch Addition der Binärzahlen 10 oder 11 kann eine Phasenverschiebung von 90° oder

υ 270° bewirkt werden. Das Ergebnis ist die Wahl einer nach oben oder unten gerichteten Frequenzumsetzung, womit der Umfang des arithmetischen Synthesizers verdoppelt wird und ein Mittel zur Phasenmodulation des Trägers gebildet wird. Mit der Ausführungsform

2(i nach F i g. 2 lassen sich viele Arten von Phasenmodulation durchführen, so z. B. Zweiphasen-Umtastung, Vierphasen-Umtastung, gestaffelte (offset keyed) Vierphasen-Umtastung und Minimum-Umtastung. (Ein in einer Richtung gehendes Phasen-Umtastsystem ist in

2^r) der US-Patentanmeldung 6 49 547 beschrieben, die am 15. Januar 1976 eingereicht wurde und auf den Anmelder der vorliegenden Anmeldung übertragen ist.) Einzelheiten der Bereitstellung von Steuersignalen zur Durchführung dieser Modulationen mit Hilfe eines

ίο Vierphasen-Modulators sind an sich bekannt.

Zweiphasen- und Vierphasen-Umtastungen werden mittels der logischen Schaltung 22 in den Ansteuerschaltungen des Vierphasen-Modulators 15 bewirkt. Durch Vornahme der Modulation innerhalb der Schleife bleibt

r, das vom spannungsgesteuerten Oszillator entnommene Ausgangssignal phasenkontinuierlich und auf konstanter Amplitude. Indem man die Bandbreite der Schleife in bezug auf die Modulationsgeschwindigkeit steuert, kann die Geschwindigkeit der Phasenänderung begrenzt werden, womit sich die spektralen Nebenkomponenten unter Kontrolle halten lassen. Durch geeignete Wahl der Paramter der Schleife kann man zu einem für Minimum-Umtastung geeigneten Verhalten kommen, ohne Amplitudenmodulatoren zu verwenden.

Als Beispiel zur Erläuterung einer Phasenmodulationslogik sei angenommen, daß die jeweils einzustellende Phase durch die Werte der beiden obersten (höchstwertigen) Bitstellen im Akkumulator 16 nach folgendem Schema bestimmt wird:

Tabelle II
Phasensignale

Akkumulator

oberstes zweitoberstes

Phase
(deg.)

Bit

0
0
1
1

0
1
0
1

90

180

270

b5 Wenn den beiden obersten Bitstellen des Akkumulators die Binärkombination 01 hinzuaddiert wird, dann wird eine Phasenverschiebung von 90° bewirkt Eine Addition von 10 führt zu einer Phasenverschiebung von

180°, und eine Addition von 11 bewirkt eine Phasenverschiebung von 270°. Dies bedeutet eine Vierphasen-Modulation.

Eine Invertierung der beiden obersten Bitstellen des Akkumulators verschiebt die Phase in die entgegengesetzte Richtung. Die Addition von Bits in der oben beschriebenen Weise bewirkt, daß sich die Phase wie oben verschiebt. Das Seitenband hat jedoch hier entgegengesetzte Polarität. Durch Invertierung der beiden obersten Bitstellen kann also eine Frequenzumtastung durchgeführt werden.

Eine Zweiphasen-Modulation läßt sich erreichen, indem man nur die oberste Bitstelle unter Steuerung durch ein einziges Datenbit invertiert.

Die in Fig.2 gezeigte Phasenmodulationslogik 22 kann also in der in Fig.3 gezeigten Weise realisiert werden. Die /- und Q-Signale von den ODER-Gliedern 31 und 32 sind das Inphase-Signal bzw. das Quadratur-Signal für den Vierphasen-Modulator 15 (F i g. 2).

Die Eingangssignale F, B und D sind Steuersignale, welche die jeweils gewünschte Modulationsart bedeuten, d. h. Frequenzumtastung oder Zweiphasen-Umtastung oder Vierphasen-Umtastung. Sie sind sich gegenseitig ausschließende Signale. Die Signale Hund L stellen die Datenbits dar, wobei H das an der höherwertigen Stelle stehende Bit von beiden ist. Die Signale M und N sind die beiden obersten Bits vom Akkumulator, wobei Mdas oberste Bit darstellt.

Angenommen, das Signal B sei »hoch«. Über Verknüpfung in einem Exklusiv-ODER-Glied 36 und einem UND-Glied 34 invertiert dann das an der höheren Stelle stehende Datenbit das oberste Bit im Akkumulator, wenn das Datenbit den Wert 1 hat, andernfalls erfolgt keine Invertierung. Das (?-Ausgangssignal ändert sich nicht. Dies veranlaßt den Vierphasen-Modulator, den Träger zwischen zwei Phasen zu modulieren (Zweiphasen-Umtastung).

Wenn das F-Signal »hoch« ist, werden die beiden obersten Bits am Akkumulator je nach dem Wert des Datenbits invertiert oder nicht. Das /-Signal wird über das Exklusiv-ODER-Glied 36, das UND-Glied 34 und das ODER-Glied 31 erzeugt. Das Q-Signal wird über ein Exklusiv-ODER-Glied 35, ein UND-Glied 33 und das

■-, ODER-Glied 32 entwickelt. Dies bringt eine Modulation in Form von Frequenzumtastung.

Zur Modulation zwischen vier Phasen (Vierphasen-Umtastung) wird das Steuersignal D »hoch« gemacht, und den beiden obersten Bits am Akkumulator werden

κι zwei Datenbits wie oben beschrieben hinzuaddiert. Das an der niedrigeren Stelle stehende Datenbit und das zweitoberste Akkumulatorbit (d. h. die beiden »unteren« Bits) werden in einem Exklusiv-ODER-Glied 37 miteinander addiert und durch das D-Steuersignal über

\r, ein UND-Glied 39 auf das ODER-Glied 32 gegeben. Das an höherer Stelle stehende Datenbit und das oberste Akkumulatorbit werden im Exklusiv-ODER-Glied 36 miteinander addiert, und das Ergebnis wird im Exklusiv-ODER-Glied 38 einem eventuell vorhandenen Übertrag-Bit aus der vom UND-Glied 30 bewirkten Addition der beiden besagten »unteren« Bits hinzuaddiert Die gebildete Summe wird über ein UND-Glied 301 zum ODER-Glied 31 durchgelassen.

Ein Vierphasen-Modulator, wie er auf Seite 221 des obenerwähnten Buchs von Schwartz gezeigt ist, arbeitet mit dem Gray-Code. In einem solchen Fall können die Ausgangssignale / und Q durch an sich bekannte Mittel in den Gray-Code umgesetzt werden. Hierbei bleibt beispielsweise das /-Signal gleich,

ίο während das <?-Signal für den Gray-Code durch Exklusiv-ODER-Verknüpfung des /-Signals und des Q-Signals des Dualcodes gewonnen wird.

Die vorstehend beschriebenen und dargestellten Systeme und Schaltungen sind Beispiele zur Erläuterung

j5 des Prinzips und mögliche Ausführungsformen der Erfindung. Im Rahmen des allgemeinen Erfindungsgedankens, der in den Patentansprüchen seinen Ausdruck finden soll, sind auch andere Ausgestaltungen oder Abwandlungen möglich.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Modulationseinrichtung mit einem Bezugsoszillaior, einem durch ein modulierendes Signal steuerbaren Modulator, einer das modulierende Signal erzeugenden Modulationssteuereinrichtung und einer Phasensynchronisierungsschleife (PPL) die folgendes enthält: einen spannungsgesteuerten Oszillator; einen Phasendetektor, der an einem ersten Eingang ein mit Hilfe des Bezugsoszillators erzeugtes Signal empfängt; eine Anordnung zum Koppeln eines zweiten Eingangs des Phasendetektors mit einem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators; eine Anordnung zum Koppeln des Ausgangs des Phasendetektors mit einem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators, um die Frequenz eines Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators zu steuern, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung (15, 17) zum Koppeln des zweiten Eingangs des Phasendetektors (21) mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (14) den als Phasenmodulator (15) ausgebildeten Modulator enthält, um die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zu modulieren und umzusetzen, und daß der Ausgang des Phasendetektors über ein Tiefpaßfilter (18) mit dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators gekoppelt ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Modulator (15) ein Vierphasen-Modulator ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulatorsteuereinrichtung einen arithmetischen Synthesizer (16,20) enthält.