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Meßschaltung für die Bestimmung der Größe von Signal-
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wechselsnannungen Die Erfindung bezieht sich auf eine Meßschaltung
für die Bestimmung der Größe von Signalwechselspannungen in der elektrischen Nachrichten-
und Meßtechnik, mit einer im Längszweig liegenden gleichrichtenden Schaltung und
einem nachfolgenden im Querzweig liegenden Ladekondensator.
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In der Meßtechnik werden im Rahmen der Bestimmung der Größe von Signalspannungen
zunehmend höhere Anforderungen an die Genauigkeit der verwendeten Geräte gestellt.
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Für die Messung von Signalwechselspannungen werden in bekannter Weise
Gleichrichter verwendet, die eine angelegte Wechselspannung in eine dazu möglichst
genau proportionale Gleichspannung umwandeln. Eine weitere Forderung, welche hierbei
zu erfüllen ist, besteht darin, daß diese möglichst lineare Umwandlung in einem
sehr großen Frequenz- und Dynamikbereich fehlerfrei erfolgen muß. Besonders bei
Geräuschspannungsmessungen werden hier höchste Anforderungen gestellt.
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Bei der Verwendung von Dioden, z.B. entsprechend Fig. 1, zur Gleichrichtung
der Signalwechselspannungen besteht eine Schwierigkeit darin, daß diese eine bestimmte
Gleichstromvorspannung benötigen, um das Gebiet der Anlaufspannungen zu überbrücken.
In diesem Zusammenhang ist es bekannt, besondere Kompensations-Spannungsquellen
in den Verlauf der Meßanordnung einzuschalten. Dabei ergibt sich jedoch der Nachteil,
daß die Genauigkeit dieser Kompensationsschaltungen mit in die Meßgenauigkeit eingeht
und der zusätzliche Aufwand unerwünscht ist. Weiterhin ist die Linearität stets
nur angenähert gewährleistet.
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Weiterhin ist es bekannt, Dioden im Gegenkopplungszweig von Verstärkern
vorzusehen, die diesen Verstärkern ein zum Gleichrichterkreis gegenläufiges Amplituaenverhalten
geben. Aucn diese Kompensationsmaßnahme ist nur beschränkt wirksam.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Meßschaltung
der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß keine besonderen Kompensations-Spannungsquellen
erforderlich sind und trotzdem die Messung der Signalwechselspannungen mit höchster
Genauigkeit durchgeführt werden kann. Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch
gelöst, daß vor dem im Querzweig liegenden Ladekondensator im Längszweig ein ohmscher
Serienwiderstand und ein Schalter vorgesehen sind, daß vor dem ohmschen Serienwiderstand
und nach dem Schalter je eine Leitung abgezweigt ist, die zu den beiden Eingängen
eines Komparators geführt sind und daß der Ausgang des Komparators das Öffnen und
Schließen des Schalters derart steuert, daß bei Überschreiten der Spannung des Ladekondensators
durch die Eingangswechselspannunz der Schal-
ter
und beim Unbrschreiten
wird.
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Der bei der Erfindung vorgesehene Schalter, dessen Steuerung durch
den Komparator erfolgt, bewirkt eine praktisch trägheitslose Umschaltung in dem
Augenblick, in dem die Signalwechselspannung die Ladespannung des ondensators überschreitet.
Dadurch ist, ohne das Durchlaufen eines nichtlinearen Anlauf-Stromgebietes oder
ähnlicher zu Ungenauigkeiten führenden Übergangsbereiche eine sofortige völlige
lineare und genaue Messung der jeweiligen Eingangs-Signalwechselspannungenmöglich.
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Ein besonderer Vorteil der Erfindung besteht außerdem darin, daß der
Aufwand gering gehalten werden kann und trotzdem die Meßgenauigkeit erheblich höher
liegt als bei Verwendung der bekannten, durch Kompensationsmaßnahmen ergänzten Gleichrichterschaltungen.
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Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen enthalten.
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Die Erfindung sowie deren Weiterbildungen werden nachfolgend anhand
von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 den Aufbau einer Gleichrichterschaltung
herkömmlicher Art Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel nach der Erfindung Fig.
3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem als Feldeffekt-Transistor
ausgeoildeten elektronischen Schalter Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel bci dem eine
Stromquelle eingeprägten Stromes vorgesehen ist Fig. 5 eine Schaltung eines Gieichrichterkreises
insbesondere für die Geräuschspargmessung, bei der sowohl Spitzenwert als auch Effoktivwert
angezeigt werden können
In Fig. 1 wird an die Eingangsklemmen eine
Wechselspannung UE .angelegt, die mittels eines Serienwiderstandes R1 und einer
Diode D gleichgerichtet wird. Die so gewonnenen Gleichspannungsanteile werden einem
im Querzweig liegenden Ladekondensator CL zugeführt, dessen Zeitkonstante mit durch
einen parallelgeschalteten ohmschen Widerstand R2 bestimmt wird. Diese bekannte
Schaltung hat den Nachteil, daß die Anlaufspannung der Diode D kompensiert werden
muß, wozu komplizierte, hier nicht näher dargestellte Kompensationsschaltungen vorzusehen
sind.
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Bei der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform nach der Erfindung
ist dem an die Eingangswechselspannung UE angeschlossenen ohmschen Widerstand R1
ein Schalter SA nachgeschaltet, der durch einen Komparator KO gesteuert wird. Der
Ladekondensator ist wiederum mit CL, der entsprechende Parallelwiderstand mit R2
und die so gewonnene Gleichspannung mit UA (Ausgangsspannung) bezeichnet.
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Dem Komparator KO sind zwei Leitungen L1 und L2 zugeführt, wobei die
Leitung L1 vor dem ohmschen Serienwiderstand R1 abgezweigt ist und die Leitung L2
an den Ausgang des Schalters SA angeschlossen wird. Am Eingang des Komparators KO
liegen somit zwei unterschiedliche Spannungen, deren Spannungsdifferenz durch die
Ladespannung des Ladekondensators CL (d.h. durch die gleichgerichtete Ausgangs spannung
UA) einerseits und durch die Höhe der Eingangswechselspannung UE andererseits bestimmt
wird. So lange die Eingangswechselspannung UE die Größe der Ladespannung UA des
Ladekondensators CL unterschreitet, ist der Schalter SA geöffnet (z.B. bei der negativen
Halbwelle). Wird dagegen der Augenblickswert der Eingangswechselspannung UE genau
so groß wie die Ladespannung des Kondensators CL, so wird im gleichen Moment der
Schalter SAggee) keteund dadurch ent-
sprechend der Größe der Eingangswechselspannung
UE die Aufladung des Kondensators CL fortgesetzt. Diese
des Schalters SA erfolgt nahezu trägheitslos. Bei entsprechend hochohmigem Ausgangswiderstand
der Schaltung lädt sich der Kondensator CL auf den Spitzenwert der Eingangswechselspannung
UE auf und die Ausgangsspannung UA entspricht diesem Spitzenspannuiigswert.
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Sobald im Bereich der Rückflanke die Eingangswechselspannung UE die
Größe der Ausgangsspannung UA bzw. der Ladespannung des Kondensators CL unterschreitet,
wird der Schalter SA wiederum geöffnet und die nachfolgenden Rückflanken und die
negativen Spannungsanteile werden von der Übertragung zum Ladekondensator CL ausgeschlossen.
Der Schalter SA erfüllt somit die Eigenschaften der Diode D nach Fig. 1, ohne deren
Nachteile aufzuweisen, d.h. ohne eine Kompensation von Anlaufspannungen erforderlich
zu machen. Darüber hinaus ist die erreichbare Linearität höher als bei kompensierten
Diodenschaltungen.
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Durch die Wahl des Quotienten von R1 etwa in der Grössenordnung 1:8
läßt sich eine quasieffektive Gleichrichtung erzielen. Geht R2 zu G , so nähert
sich das Verhalten der Schaltung einer Spitzenwert-Gleichrichtung an, d.h. angezeigt
wird der Spitzenwert der Eingangswechselspannung UE. Damit lasse skh durch entsprechende
Wahl der Widerstandswerte die vor allem in der Nachrichten-Meßtechnik oft benötigten
Spitzenspannungs-und Quasi-Effektivwertmessungen (besonders bei Geräuschspannungsmessern)
durchführen. Hierzu können beispielsweise entsprechende Umschalter vorgesehen sein,
wie näher an Hand von Fig. 5 erläutert wird.
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Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 ist der Schalter SA nach Fig.
2 durch einen Feldeffekt-Transistor
SAF gebildet, dessen Steuerelektrode
vom Ausgang des Komparators KO aus angesteuert wird. Elektronische Schalter in der
Art z.B. der Feldeffekt-Transistoren haben den Vorteil, daß sie besonders trägheitslos
gesteuert werden können. Der Tatsache, daß diese Schalter im leitenden Zustand einen
gewissen restlichen Durchgangswiderstand aufweisen, kann in einfacher Weise dadurch
Rechnung getragen werden, daß dieser Widerstandswert mit in den Wert des ohmschen
Serienwiderstandes R1 einbezogen wird. Der Widerstand R1 ist somit entsprechend
dem Durchgangs-Widerstandswert des lektronischen Schalters SAF geringer zu bemessen.
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Bei der Schaltung nach Fig. 4 ist der Aufbau insofern abgewandelt,
als in der Schaltung UIW eine Umsetzung der Eingangsspannung UE in eine Stromquelle
eingeprägten Stromes vorgenommen wird. Dabei ist anstelle eines Serienwiderstandes
R1 ein Querwiderstand R1' gleicher Größe vorzusehen. Der Komparator KO ist mit seiner
ersten Leitung L1 an die Eingangsspannung UE angeschlossen, während die Leitung
L2 zwischen zwei Spannungsteilerwiderständen R2' und R3' abgezweigt ist. Diese beiden
Widerständde R2' und R3' liegen parallel zu dem Ladekondensator CL und sind zusammen
ebenso groß wie der Wert von R2 aus Fig. 2 und Fig. 3. Der elektronische Schalter
SAF ist zwischen dem als Stromquelle eingeprägten Stromes zu betrachtenden Ausgang
der Umsetzschaltung UIW und dem Eingang der RC-Kombination eingefügt, die aus dem
Ladekondensator CL und den beiden in Serie geschalteten Widerständen R2? und R3'
gebildet wird. Diese Schaltungsart hat vor allem den Vorteil, daß für hohe Ubersteuerung
(sogenannte Crest-Faktoren) nicht die Spannungsübersteuerungsfestigkent gro sein
muß, was seine Grenzen an der Verscrgungsspannung der verwendeten Verstärker usw.
findet, sondern nur die Stromübersteuerungsfestigkeit. Das bedeutet, daß die
Ausgangsgleichspannung
der Anordnung bei sonst gleichen Verhältnissen etwa um den Crest-Faktor höher werden
kann. Das Verhältnis von R2'/R3' ist gegeben durch
der Umsetzschaltung UIW.
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Bei dem Schaltbild nach Fig. 5, welches eine Schaltung zeigt, die
bevorzugt zur Geräuschspannungsmessung geeignet ist, wird die Eingangswechselspannung
UE zunächst einer Trennstufe ICO mit niedrigem Ausgangswiderstand zugeführt. Deren
Ausgang ist mit einer ersten Umsetzschaltung UIW1 (analog UIW in Fig. 4) verbunden,
zu der die ohmschen Widerstände R10, R117 R12 und R13 gehören.
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Der im Querzweig liegende Widerstand R11* entspricht in seiner Funktion
dem ohmschen Widerstand R1' nach Fig. 4.
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Der nachfolgende eiektronische, als Feldeffekt-Transistor aufgebaute
Schalter SAF1 ist ausgangsseitig mit einem ersten Ladekondensator CL2/VsenrXusnmddne
gisichgerichtete Ausgangsspannung UA abgenommen werden kann. Die (bei Spitzenwertgleichrichtung)
hochohmigen Spannungsteiler-Widerstände R5 und R6 entsprechen den Widerständen R2'
und R3' aus Fig. 4. Wenn der Schalter SES geöffnet ist, erfolgt die Messung von
Spitzenspannungswerten als Ausgangsspannung UA. Ist dagegen der Schalter SES geschlossen,
so liegen parallel zu den Schaltelementen CL2 und R5 + R6 zusätzlich ein ohmscher
Widerstand R4 und ein Kondensator CL1. Die resultierende Gesamtkapazität aus CLl
+ CL2 ist somit vergröftert, während der resultierende Paralleiwiderstand aus den
Widerständen R4 und R5+R6 niederohmig wird. Dadurch lä.St sich, wie im Zusammenhang
mit Fig. 2 erläutert wurde, bei einem Widerstandsverhältnis von etwa 1:8 zwischen
R11* und dem resultierenden Gesamtwiderstand parallel zu den Ladekondensatoren CL1,
CL2 eine Quasi-Effektivwertmessung durchführen. Die Schaltung aus den Elementen
R4, CL1 und SES läßt sich natürlich auch bei den Ausfuhrungsbeispielen nach Fig.
2 bis 4 anwenden.
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Für die Welligkeit der Gleichspannung ist bei gegebener Frequenz die
Zeitkonstante aus der Parallelschaltung des Ladekondensators und des Entladewiderstandes
maßgebend. Wegen der Zuschaltung des Widerstandes R4 wird der resultierende Entladewiderstand
und damit auch die Zeitkonstante kleiner und somit die Welligkeit größer.
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Durch das gleichzeitige Parallelschalten des Kondensators CL1 wird
die ursprüngliche Zeitkonstante wiederhergestellt. Das heiftt, daß zweckmäßig die
erste Zeitkonstante t1 etwa gleich der zweiten Zeitkonstanten #2 gewählt werden
soll, so daß gilt:
Da hierbei vorausgesetzt werden kann, daß R4«(R5+R6) und CL1 CL2ist, so ergibt sich
#1 = (R5+R6).CL2 # 2 = R4CL1.
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Zur Steuerung des elektronischen Schalters SAF1 dient der Komparator
K01, dessen erster Eingang über die Leitung L11 mit den Ausgang der Trennstufe ICO
verbunden ist, und dessen zweiter Eingang an den Abgriff des Spannungsteilers R5,
R6 angeschlossen ist. Der untere Teil der Schaltung ist im wesentlichen analog zum
oberen Teil aufgebaut.
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Vom Ausgang der Trennstufe ICO wird einer einen Widerstand R31 und
R32 eine PhasenuikehrstuSe ICB angesteuert, um beide Halbwellen des Eingangssignals
UE messen zu können. Der Ausgang dieser Phasenu:nkehrstufe IC3 ist einerseits über
die Leitung L21 mit einem zweiten Komparator K02 verbunden und andererseits mit
einer weiteren UmsetzschaltungUlW2, der di Widerstände R20, R21, R 2 und R23 zugeordnet
sind. Vor einem elektronischen Schalter SAF2 ist im Querzweig ein ohmscher Widerstand
R12*
vorgesehen, welcher in seiner Dimensionirung dem Widerstand R1' nach Fig. 4 entspricht.
Die beiden so gebildeten Gleichrichterkreise, nämlich der obere Schaltungsteil und
der untere Schaltungsteil nach Fig. 5 arbeiten auf den gemeinsamen Ladekondensator
CL2, um bei Spitzenwertmessung den größeren Spannungswert zu erfassen. Dies erfolgt
dadurch, daß entweder die positive oder die negative Spitze als Meßwert herangezogen
wird, und zwar je nachdem, welcher der beiden Spitzenwerte am größten ist.
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8 Ansprüche 5 Figuren