DE2800253C2

DE2800253C2 - Funkempfänger

Info

Publication number: DE2800253C2
Application number: DE19782800253
Authority: DE
Inventors: Ian Alistair Ward Bishops Stortford Hertfordshire Vance
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: STC PLC
Priority date: 1977-01-13
Filing date: 1978-01-04
Publication date: 1987-01-15
Also published as: GB1517121A; DE2800253A1; BE868898A; HK16283A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Null-ZF-Empfänger gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs. Ein derartiger Empfänger ist im Hauptpatent DE-PS 26 45 950 beschrieben.
Aus der DE-PS 12 78 559 ist ein Empfänger für frequenzmodulierte Signale bekannt, der eine komplexe von Null verschiedene Zwischenfrequenz verwendet.
Aus der DE-OS 23 58 288 ist ein Empfänger für frequenzmodulierte Signale bekannt, der eine erste komplexe und eine zweite reelle Zwischenfrequenz verwendet, die beide von Null verschieden sind.
Bei den beiden letztgenannten Empfängern nach dem Superhetprinzip gibt es eine Spiegelfrequenz erster Ordnung, die unterdrückt werden muß. Dabei muß wegen der endlichen Güte Q der Filterelemente ein Kompromiß zwischen der Selektivität und den Verlusten geschlossen werden. In Kleinstgeräten werden diese Probleme noch größer, da die Güte Q noch niedriger ist. Weiterhin müssen sogar in Einkanalgeräten die verschiedenen Filterabschnitte individuell abgeglichen werden, was die Kosten ansteigen läßt.
Bei Empfängern für weiträumige Personenrufanlagen sind diese Probleme auch vorhanden. Die kleine Gerätegröße führt zu einer niedrigen Güte Q, aber geringe Verluste sind wegen der gewünschten Empfindlichkeit, um die geringen Antennensignale ausgleichen zu können, erforderlich. Kleine Geräte und niedrige Kosten sprechen für einen integrierten Schaltkreis, aber dieser ist für das Superhetprinzip nicht realisierbar. Auch ein geringer Stromverbrauch ist erwünscht, was im Zusammenhang mit der Bandbreite des Empfängers steht und nach einer hohen Verstärkung und Signalverarbeitung bei einer möglichst tiefen Frequenz verlangt.
Diese Schwierigkeiten können durch einen Null-ZF-Empfänger umgangen werden.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde den Gegenstand des Anspruchs 1 des Hauptpatents so weiterzubilden, daß sich ein einfacher, speziell für den Empfang von frequenzumgetasteten Signalen ausgelegter Empfänger ergibt.
Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Mitteln. Besondere Ausführungsarten können den Unteransprüchen entnommen werden.
Die Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Funkempfängers und
Fig. 2 ein Diagramm der Signalverläufe an verschiedenen Stellen im Funkempfänger.
Die über eine Antenne empfangenen Funksignale haben die Form f _c ± δ, wobei f _c für die Frequenz des HF-Trägers steht und δ für den Hub der FSK-Modulation. Diese Signale werden je einem hochverstärkenden Mischer 1 bzw. 2 zugeführt. Ein Mischoszillator 3 schwingt mit der Frequenz der HF-Trägers und sein Signal wird dem Mischer 1 direkt und dem Mischer 2 über ein 90°-Phasendrehglied zugeführt. Die Ausgänge der Mischer 1 und 2 sind mit je einem Tiefpaßfilter 5 bzw. 6 verbunden. Die gefilterten Signale gelangen dann auf je einen hochverstärkenden Begrenzerverstärker 7 bzw. 8. Der Ausgang A des Begrenzerverstärkers 7 ist mit dem Takteingang CK eines D-Flipflops 9 und der Ausgang B des Begrenzerverstärkers 8 mit dem D-Eingang des D-Flipflops 9 verbunden.
Am Ausgang der Mischer erscheinen die Signale +δ und +δ - @O:&udf57;p&udf56;:2&udf54; für das Eingangssignal f _c + δ und -δ und -δ + @O:&udf57;p&udf56;:2&udf54; für das Eingangssignal f _c-δ. Die Tiefpaßfilter sollen die Differenzfrequenz δ heraussieben. Die Bandbreite des Tiefpaßfilters ist gleich der Breite des Seitenbandes des HF-Signals. Die ausgefilterten Differenz- oder Grundbandsignale, die in den Begrenzerverstärkern 7 und 8 verstärkt werden, erzeugen genau symmetrisch begrenzte logische Ausgangspegel am Flipflop 9.
Wenn die Eingangssignale von ihrer Nominalfrequenz um +δ kHz abweichen, dann erscheinen an den Ausgängen der Begrenzerverstärker zwei Rechteckwellen, die in Quadratur zueinander stehen, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Wenn die Frequenz um -δ kHz verschoben ist, dann führt das aufgrund der Phasenumkehrung im Mischer dazu, daß die Quadraturphase umgekehrt wird. Dieser Zustand ist im Diagramm in der Fig. 2 durch die gestrichelte Linie angezeigt. Das Flipflop wird mit der positiven Flanke am Tankteingang getriggert und stellt daher den Flankenzustand fest und gibt an seinen Ausgang eine "1" oder eine "0", je nachdem welcher Zustand am D-Eingang beim Taktwechsel anliegt. Das ganze System erzeugt also ein logisches Ausgangssignal, das davon abhängt, ob das Eingangssignal in Bezug auf das Signal des Mischoszillatiors hoch oder tief ist.
Es ist selbstverständlich, daß die Umschaltrate, mit der von der einen zur anderen Seite geschaltet werden kann, einem Zwang unterliegt. Das kommt daher, weil zumindest eine positive Flanke in den Taktimpulsen in jeder Periode der Informationsbit vorhanden sein muß. Die größte Bitrate ist daher gleich dem Hub δ. Dieses bedingt auch ein richtiges Halten in den Begrenzerverstärkern. Weil diese Bauteile die Nulldurchgänge während der Amplitudenbegrenzung bewahren, ist es für einige Nulldurchgänge notwendig, daß sich dies ereignet, wenn das Signal auf jeder Seite des Mischoszillators ist. Wenn sich die Bitrate dem Hub nähert, dann wird es nicht mehr als einen Wechsel auf jeder Seite geben, was gemäß dem Nyquist Kriterium unzulängliche Informationen bringt. Wenn die Phase des Grundbandsignals auf jeder Seite des Trägers willkürlich ist, dann gibt es eine variable Verzögerung im Wechel des "Q" Ausganges. In Fig. 2 ist der Fall mit der maximalen Verzögerung dargestellt, in dem eine ganze Periode der Hubfrequenz vergehen muß, bevor der nächste positive Wechsel den Zustand des Ausganges ändert (dies ist die gleiche Begrenzung, wie oben bei der Zunahme der Bitrate). Die Ausgangsimpulse haben nur eine Variation von ± einer Taktperiode in ihrer Breite, was aber nicht zu einer Zunahme der Fehlerrate führen muß, wenn die Signalverarbeitung korrekt war. Wenn der Funkempfänger verstimmt ist, dann wird der Hub um den Betrag der Verstimmung herabgesetzt, wodurch auch die Bitrate um den gleichen Betrag erniedrigt wird. Es kann gezeigt werden, daß die 90°-Phasenverschiebung des Mischoszillatorsignales nicht kritisch ist und sie kann deswegen durch ein einfaches RC-Netzwerk bewirkt werden.
Gemäß einer Ausgestaltung der Anordnung aus Fig. 1 wird ein zweites D-Flipflop hinzugefügt, dessen Takteingang das Signal vom Ausgang B des Begrenzerverstärkers 8 und dessen D-Eingang das Signal vom Ausgang A des Begrenzerverstärkers 7 erhält. Der "1" oder Q-Ausgang des einen D-Flipflops wird mit dem "0" oder &wedgeq;-Ausgang des anderen D-Flipflops algebraisch addiert. Dies sichert, daß nun die FSK-Modulation während eines halben Zyklus der Hubfrequenz detektiert werden kann. Dies verbessert die Fehlerrate bei kleinen Signal/Rauschverhältnissen.

Claims

1. Funkempfänger mit zwei Mischern zum Mischen eines Eingangssignals mit zwei sich um eine Phasenverschiebung von 90° unterscheidenden Oszillatorsignalen, deren Frequenz exakt gleich der Mittenfrequenz des Eingangssignals ist, bei dem den Mischern (1, 2) Tiefpässe (5, 6) und den Tiefpässen (5, 6) Verstärker (7, 8) nachgeschaltet sind, und mit einem Demodulator (9), der unmittelbar an die Verstärker (7, 8) angeschlossen ist (nach DE-PS 26 45 950), dadurch gekennzeichnet, daß zur Demodulation von frequenzumgetasteten Signalen der Demodulator (9) mindestens eine D-Flip-Flop enthält.

2. Funkempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärker (7, 8) Begrenzerverstärker sind.

3. Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die 90°-Phasenverschiebung der Oszillatorsignale durch ein RC-Netzwerk erzeugt ist.

4. Funkempfänger nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites D-Flip-Flop vorhanden ist, dessen Takteingang mit dem D-Eingang und dessen D-Eingang mit dem Tankteingang des ersten D-Flip-Flops verbunden ist, und daß Mittel zum algebraischen Addieren des "1" oder Q-Ausgangs des einen Flipflops mit dem "0" oder Q-Ausgang des anderen Flip-Flops vorgesehen sind.