DE2760460C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Zweidraht-Meßumformer der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschriebenen, aus der DE 25 41 908 C2 bekannten Art.

Bisher wurden Zweidraht-Meßumformer zur Überwachung verschie­ dener Zustände an entfernten Stellen verwendet. Der Zweidraht- Meßumformer ist über zwei Übertragungsleitungen mit einer Spannungsquelle und einer Last in Reihe geschaltet, die an einer anderen Stelle angeordnet sind. Ändert sich der zu überwachende Zustand am Meßumformer, so ändert sich der wirksame Reihenwi­ derstand am Meßumformer und damit der vom Meßumformer gezogene Strom, der (im allgemeinen proportional) den zu überwachenden Widerstand wiedergibt. Zweidraht-Meßumformer dieser Art sind für geringen Leistungsverbrauch ausgelegt, da die an der ent­ fernten Stelle zur Verfügung stehende Leistung begrenzt sein kann. In manchen Fällen kann es auch notwendig sein, daß der Zweidraht-Meßumformer eigensicher ist, so daß er auch in ex­ plosionsgefährdeter Umgebung zur Überwachung von Zuständen verwendet werden kann. Unter diesen Umständen wird die übli­ cherweise mit einem niedrigen Leistungsverbrauch einhergehende niedrige Energie wichtig, um die Möglichkeit einer Zündung und Explosion auszuschließen.

Die bekannten Zweidraht-Meßumformer können zwar zur Überwa­ chung verschiedener Arten von Zuständen verwendet werden, die herkömmliche HF-Leitwertmessung ist jedoch für Zweidraht-Meß­ umformer aus folgenden Gründen nachteilig. Wenn zwischen einer Meßelektrode und einer Bezugsfläche, beispielsweise einem mit Masse verbundenen Behälter, der HF-Leitwert gemessen wird, wird hinsichtlich des Leistungsverbrauchs der zur Kapazität zwischen der Meßelektrode und dem mit Masse verbundenen Behäl­ ter parallel liegende Widerstand sehr wichtig. Bisher wurde allgemein angenommen, daß in einer ausreichend großen Zahl von Anwendungsfällen der Shuntwiderstand ausreichend gering ist, so daß die bei einem Strom von 4 mA gelieferte Leistung bei einem 4 bis 20 mA-Zweidraht-Meßumformer nicht ausreicht, um den Meßumformer mit Leistung zu versorgen. Mit anderen Worten, der Shuntwiderstand allein kann mehr Leistung verbrauchen, als in dem Zustand, in dem 4 mA fließen, zur Verfügung steht, so daß zum Betreiben der Schaltung des Meßumformers wenig oder keine Leistung übrigbleibt. Auch bestehen hinsichtlich der Leistung Einschränkungen, wenn die Leitwert-Meßschaltung bat­ teriegespeist ist.

Damit die Leitwertmessung genau ist, muß eine zuverlässige, phasenempfindliche Messung bzw. Erfassung Anwendung finden. Um diese Zuverlässigkeit zu gewährleisten, muß eine starke Span­ nungsquelle verwendet werden, die sich mit den oben beschrie­ benen Forderungen eines Zweidraht-Meßumformers nach niedriger Leistung und der zur Verfügung stehenden Leistung nicht ver­ trägt, und zwar wegen des Shuntwiderstands. Diese Faktorenkom­ bination beschränkt die Leistung in starkem Maße, die im all­ gemeinen zur Erzeugung eines zuverlässigen HF-Signals von ei­ nem geeigneten Oszillator als notwendig betrachtet wird. Ähn­ liche Einschränkungen ergeben sich hinsichtlich der Leistung, die im allgemeinen als notwendig betrachtet wird, um zu ge­ währleisten, daß der Phasendetektor mit hoher Zuverlässigkeit arbeitet.

Eine weitere Schwierigkeit, die insbesondere bei Leitwertmes­ sungen besteht, stellt die Isolation der Brücke dar, in die der zu messende, unbekannte Leitwert geschaltet ist. Typi­ scherweise besteht der zu messende, unbekannte Leitwert zwi­ schen einer Meßelektrode und Masse, wie in den US-PS 37 81 672 und 37 06 980 beschrieben. Jedoch kann eine Spannungs­ quelle an einem von der Brücke entfernten Ort, wie im Falle des Zweidraht-Meßumformers nicht derart mit Masse verbunden werden, wie es für die Brücke erforderlich ist. Die auf den Leitwert ansprechende Schaltung oder wenigstens die Leitwert­ meßsonde muß daher von der Spannungsquelle isoliert werden, so daß sie unabhängig von der Spannungsquelle mit Masse bzw. Erde verbunden werden kann. Dies gilt auch für die auf den Leitwert ansprechenden Schaltungen mit einem Oszillator mit variabler Frequenz, beispielsweise der in der US-PS 38 07 231 beschrie­ benen Art. Wird die Spannung an dem unbekannten Leitwert bzw. Widerstand vermindert, um den Leistungsverbrauch auf ein Mini­ mum zu beschränken, so muß darüber hinaus das das Ungleichge­ wicht der Brücke darstellende Signal, nämlich die Diagonal­ spannung, verstärkt werden. Es besteht daher das Problem der Schaffung einer isolierten Spannungsquelle für eine derartige Verstärkung.

Weitere Schwierigkeiten bestehen bezüglich einer linearen und stabilen Eichung des Leitwert-Meßsystems. Es ist weiter wich­ tig, ein System zu schaffen, das mit verschiedenen Arten von Sonden und verschiedenen, hiermit verbundenen Kabeln unter­ schiedlicher Länge arbeitet, ohne daß die Leitwertmessung da­ durch nachteilig beeinflußt wird. In sehr großem Maße treten die obigen Schwierigkeiten dann auf, wenn das System zur Über­ wachung des Zustands von Materialien batteriegespeist ist. Un­ ter diesen Umständen ist die zur Verfügung stehende Leistung wiederum begrenzt.

Aus der eingangs erwähnten DE 25 41 908 C2 ist ein Zweidraht- Meßumformer zur Überwachung des Zustands von Materialien be­ kannt, der auf durch Kapazitätsänderungen bedingte Inpedanz/Leitwertänderungen anspricht und über zwei Übertragungsleitungen mit einer Span­ nungsquelle und einer Last verbunden ist. Der Zweidraht-Meßum­ former einerseits und die Spannungsquelle und die Last ande­ rerseits sind an unterschiedlichen Stellen angeordnet, wobei die Übertragungsleitungen einen dem Zustand des zu überwachen­ den Materials entsprechenden Strom führen. Der Zweidraht-Meß­ umformer umfaßt einen Hochfrequenz-Signalgenerator, der einen Oszillator mit Resonanzkreis aufweist. Dieser Resonanzkreis schließt eine Brücke ein, wobei die von der Meßsonde gemessene Impedanz (Leitwert) einen Arm der Brücke darstellt, so daß das Ungleichgewicht der Brücke dem Zustand der zu überwachenden Materialien entspricht. An diese Brücke ist eine Ausgangs­ schaltung angeschlossen, die den Stromfluß durch die Übertra­ gungsleitungen entsprechend dem Ungleichgewicht der Brücke än­ dert. Mit Hilfe dieses Zweidraht-Meßumformers können die vor­ stehend erläuterten Probleme beseitigt werden. Eine andere, nur schwer zu meisternde Schwierigkeit besteht jedoch in dem niedrigen Pegel analoger Signale, die von einem Leitwert-Meß­ system erzeugt werden. Analogsignale mit niedrigem Pegel sind insbesondere dann schwierig zu verarbeiten, wenn eine hohe Ge­ nauigkeit erreicht werden soll. In einem großen Maße treten die erwähnten Schwierigkeiten dann auf, wenn die Schaltung zur Überwachung des Zustands von Materialien eine batteriege­ speiste Einheit sowie einen Zweidraht-Meßumformer enthält. Un­ ter diesen Umständen ist die zur Verfügung stehende Leistung wiederum begrenzt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, den Zweidraht-Meßumformer der eingangs genannten Art so weiterzubilden, daß selbst bei nied­ rigen Analogsignalen des Leitwert-Meßsystems eine hohe Meß­ genauigkeit erzielt werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Pa­ tentanspruches 1 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen hiervon sind Gegenstand der Un­ teransprüche 2 bis 16.

Gemäß der Erfindung weist der Zweidraht-Meßumformer eine Schaltung auf, bei der die Auswerteschaltung für den von der Leitwert-Meßsonde erfaßten Leitwert eine Leitwert-Erfassungseinrichtung und eine Bezugsleitwerteinrichtung enthält. An die Leitwert-Erfassungseinrichtung und die Bezugsleitwerteinrichtung ist eine Ladestromeinrichtung angeschlossen, die periodisch einen Ladestrom für beide Einrichtungen erzeugt; wei­ ter ist an die Leitwert-Erfassungseinrichtung und die Bezugsleitwerteinrichtung eine Entladeeinrichtung zur abwechselnden und periodischen Ent­ ladung derselben angeschlossen. An die Leitwert-Erfassungseinrichtung und die Bezugsleitwerteinrichtung ist ferner eine Einrichtung zur Erfassung der La­ degeschwindigkeit angeschlossen, so daß die Ladegeschwindigkeitsdifferenz zwischen beiden erfaßt werden kann.

Die Leitwert-Erfassungseinrichtung und die Bezugsleitwerteinrichtung können eine Leit­ wert-Brücke bilden, deren erste Seite die Leitwert-Erfassungsein­ richtung und deren zweite Seite die Bezugsleitwerteinrichtung enthält, wobei der Detektor zur Erfassung der Ladege­ schwindigkeit die zeitliche Differenz zur Ladung der ersten verglichen mit der zweiten Seite erfaßt.

Die Ausgangsschaltung kann einen an den Ladegeschwindigkeits- Detektor angeschlossenen Modulator zur Erzeugung eines Signals enthalten, das die Differenz der Ladegeschwindigkeit wieder­ gibt. An den Modulator ist ein Demodulator wechselstrommäßig angeschlossen (und von diesem isoliert). Er dient zur Demodu­ lation des modulierten Signals und zur Zufuhr des demodulier­ ten Signals zu einem Ausgangsverstärker, der an die beiden Übertragungsleitungen angeschlossen ist und den vom Zweidraht- Meßumformer gezogenen Strom regelt.

Nach einem weiteren besonderen Merkmal der Erfindung werden Gleichstrom- statt Hochfrequenz-Regelungen verwendet, um die Auswirkungen der Streukopplung zu vermeiden. Insbesondere sind die Regeleinrichtungen in der Stromquelle vorgesehen; sie die­ nen zur Einstellung des zur Leitwert-Brücke fließenden Gleichstroms.

Anhand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels wird die Erfindung nachfolgend näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Zwei­ draht-Meßumformers und

Fig. 2a bis 2d konkrete Schaltbilder der in der Blockschal­ tung gemäß Fig. 1 dargestellten Blöcke, unterteilt längs der Linie Y-Y und Z-Z.

Wie aus Fig. 1 ersichtlich, sind die Klemmen 20 und 22 eines Zweidraht-Meßumformers 10 an eine aus Dioden 70, 72, 74 und 76 bestehende Zweiweg-Gleichrichterbrücke angeschlossen. Mit Hilfe der Dioden der Zweiweg-Gleichrichterbrücke kann die Polarität der Klemmen 20 und 22 umgekehrt werden, ohne daß der Zweidraht-Meßumformer 10 zerstört oder sein Betrieb nachteilig beeinflußt wird. Über die Zweiweg-Gleichrichterbrücke ist eine Funkenschutz-Zenerdiode 502 geschaltet, so daß die der Auswerteschaltung zugeführte Spannung begrenzt wird. Der Ausgang der Zweiweg-Gleichrichterbrücke ist an einem Spannungsregler 500 angeschlossen.

Die auf die Impedanz bzw. den Leitwert ansprechende Auswerteschaltung des Meßumformers, an die eine in der Zeichnung nicht darge­ stellte Leitwert-Meßsonde mit Meßelektrode angeschlossen ist, weist eine Sägezahn-Impedanz- oder Widerstandsbrücke auf. Die eine Seite der Brücke, d. h. die Leitwerterfassungseinrichtung 790, enthält eine Ladestromeinrichtung mit einer festen Nullstromquelle 800 und einer Stufen- bzw. Meßspannen- Stromquelle 802. Die beiden Stromquellen sind mit dem mit ei­ nem Kondensator 803 in Reihe geschalteten unbekannten Leitwert verbunden. Die Nullstromquelle 800 bildet einen Bezugswert für den unbekannten Leitwert ab, während die Stufenstromquelle, deren Ausgangsstrom durch eine intern gebildete Rückkopplungs­ spannung so geregelt wird, daß die Brücke stets abgeglichen wird, den vollen Bereich der Brücke abdeckt. Die andere Seite der Brücke, die die Bezugsleitwerteinrichtung 792 bildet, enthält einen mit einem Bezugskondensator 806 in Reihe geschalteten Bezugswiderstand 804.

Die Zeit, die die Stromquellen 800 und 802 benötigen, um die Spannung an dem unbekannten Leitwert zwischen Sonde und Masse sägezahnförmig zu ändern, wird mit der Zeit verglichen, die notwendig ist, daß der Bezugswiderstand 804 die Spannung am Bezugskondensator 806 um einen festen Betrag ändert. Hierzu ist eine einen Komparator 810 enthaltende Rücksetzschaltung 808 über den Kondensator 803 und den Sonde-Masse-Leitwert geschal­ tet. Gemäß Fig. 1 ist der positive Eingang des Komparators 810 an die Verbindung des Kondensators 803 und der Stromquellen 800 und 802 angeschlossen. Der negative Eingang des Kompara­ tors 810 ist an eine Bezugsspannungsquelle 812 angeschlossen. In der gezeigten Stellung der Schalter 814 und 816 können sich der unbekannte Leitwert zwischen Sonde und Masse und der Kon­ densator 803 sägezahnförmig entsprechend dem Strom aus den Stromquellen 800 und 802 aufladen.

Gleichzeitig vergleicht ein Komparator 818 des Ladegeschwindigkeits- Detektors 820 die Spannung am Bezugskondensator 806 mit der Spannung einer Bezugsspannungsquelle 822. Liegt der Schalter 824 der Rücksetzschaltung 808 in der gezeigten Stellung, so kann sich der Bezugskondensator 806 aufladen. Da der Bezugswider­ stand 804 und der Bezugskondensator 806 eine kürzere Zeitkon­ stante haben als der Kondensator 803, der Sonde-Masse-Leitwert und der hiermit verbundene Widerstand, ändert sich der Aus­ gangszustand des Komparators 818 vor dem des Komparators 810. Wenn die positive Eingangsspannung des Komparators 810 auf einen ausreichend hohen Wert ansteigt, ändert sich der Aus­ gangszustand des Komparators 810, wodurch die Schalter 814, 816 und 824 in die entgegengesetzte Stellung umgeschaltet wer­ den. Liegt der Schalter 816 in der entgegengesetzten Stellung, so wird dem negativen Eingang des Komparators 810 eine Rück­ setzspannung zugeführt. Während der Rücksetzperiode nehmen die Spannung an der Sonde-Masse-Kapazität und die Spannung am Be­ zugskondensator 806 so lange ab, bis die am positiven Eingang des Komparators 810 anliegende Spannung unter die Rücksetz-Bezugsspannung V_RS fällt. Zu dieser Zeit kehren die Schalter 814, 816 und 824 in die gezeigte Stellung zurück, so daß ein neuer Ladezyklus be­ ginnt. Nach dem Rücksetzen ändert sich der Ausgangszustand des Komparators 818, und es wird ein Impuls-Ausgangssignal er­ zeugt, das die Größe des unbekannten Leitwerts zwischen Sonde und Masse wiedergibt. Mit anderen Worten, die Impulsbreite der Rechteckwelle stellt die Zeitdifferenz der Ladung des Bezugs­ kondensators 806 gegenüber dem Sonde-Masse-Leitwert dar.

Das rechteckförmige Ausgangssignal des Komparators 810, das durch die Schalteinrichtung 826 erzeugt wird, wird einem Tief­ paßfilter 828 zugeführt. Es ergibt sich am Ausgang des Filters eine mittlere Gleichspannung, die proportional ist der Diffe­ renz der Ladegeschwindigkeit zwischen Sonde-Masse-Leitwert und Bezugs-Leitwert. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 828 wird einem Verstärker 830 zugeführt, der eine Rückkopp­ lungsspannung zur Steuerung der Stufenstromquelle 802 liefert.

Das Ausgangssignal des Ladegeschwindigkeits-Detektors 820 wird einem Modulator 832 zugeführt. Nach einem wesentlichen Merkmal der Erfindung ist der direkt an die Sondenschaltung angeschlossene Modulator 832 vom Rest der Meßumformerschaltung durch einen Isoliertransformator 834 mit einer Primär- und Sekundärwick­ lung 836 bzw. 838 isoliert. Die Modulation erfolgt durch Zer­ hacken des Ausgangsgleichstroms des Verstärkers 830 entspre­ chend dem Ausgangssignal eines Oszillators 840. Die Zerhacker­ schaltung des Modulators 832 besteht aus einem Verstärker 842 und einem Schalter 844.

Der Oszillator 840 enthält einen Rechteckoszillator 846, der direkt an den Spannungsregler 500 angeschlossen ist, und eine isolierte Speiseeinrichtung 848, die mit dem Oszillator 846 durch einen Isoliertransformator 850 gekoppelt ist. Die Sekundärwicklung dieses Isoliertransformators 850 der isolier­ ten Speiseeinrichtung 848 bildet eine Zerhackersteuerung für den Modulator 832. Die isolierte Speiseeinrichtung 848 speist fer +11 V und +5 V in den Teil des Meßumformers 10, der di­ rekt mit der Sonde und Masse verbunden ist, ein. Der restli­ che, einen Demodulator 852 und eine Ausgangsschaltung 854 ent­ haltende Teil des Umformers 10 wird vom Spannungsregler 500 mit einer Ausgangsspannung von 10 V gespeist.

Gemäß Fig. 1 enthält der Demodulator 852 einen Synchrongleich­ richter aus einem Verstärker 856 und einer Schalteinrichtung 858, der das an der Sekundärwicklung 838 des Transformators 834 erzeugte Rechtecksignal demoduliert. Die sich ergebende gleichgerichtete Vollwellenspannung wird zur Entfernung der Wechselstromkomponenten über ein Tiefpaßfilter 860 geführt, ehe diese an die Ausgangsschaltung 854 angelegt wird.

Die Ausgangsschaltung 854 enthält einen Verstärker 530, den Transistor 532 und die Widerstände 534, 536 und 538. Weiter enthält die Ausgangsschaltung 854 eine Vorspannungsschaltung 862, die zwischen Masse und den invertierenden Eingang des Verstärkers 530 geschaltet ist, sowie einen zwischen das Tief­ paßfilter 860 und den direkten Eingang des Verstärkers 530 ge­ schalteten Widerstand 864.

Bei der Ausführungsform der Fig. 1 ist zur Verwendung zusammen mit einem Abschirmanschluß ein Abschirmpuffer 865 vorgesehen. Der Abschirmanschluß dient als Schutzelektrode und verhindert, daß lange Kabel und Überzüge die Messung des Leitwerts zwi­ schen Sonde und Masse beeinflussen. Der Abschirmpuffer 865 enthält einen Verstärker 866, dessen nichtinvertierender An­ schluß an den Sondenanschluß angeschlossen ist. Der Ausgang des Verstärkers 866 ist an den Abschirmanschluß angeschlossen und speist somit die Abschirm- oder Schutzelektrode mit im we­ sentlichen dem gleichen Potential wie die Sonde. Auf diese Weise wird der Einfluß langer Kabel und Überzüge auf die Mes­ sung verhindert.

Bei der Schaltung der Fig. 1 ist in der Leitwert-Erfassungseinrichtung 790 eine Schaltung zum Schutz der Sonde und der Abschirmanschlüsse vorgesehen. So sind zwischen Sonde und Abschirmanschlüssen zwei antiparallel geschaltete Dioden 868 vorgesehen. Zusätzlich sind zwischen Abschirmung und Masse zwei antiparallel geschaltete Zenerdioden 870 vorgesehen. Bei diesem Aufbau unterbricht die Abschirmung jegliche Streukopp­ lung zwischen den Dioden 868 und 870.

Die Schaltung der Fig. 1 wird nun anhand der Fig. 2a bis 2d näher erläutert. Gemäß Fig. 2a enthält der Spannungsregler 500 Transistoren 540 und 542. Der Kollektor des Transistors 540 liefert eine geregelte Spannung von +10 V. Der Kollektor des Transistors 540 ist an den Emitter des Transistors 542 über eine Temperaturkompensationsdiode 544 angeschlossen, die mit einer umgekehrt gepolten Diode 546 in Reihe liegt. Der Emitter des Transistors 542 ist über einen Widerstand 548 an eine eine geregelte Spannung führende Schiene angeschlossen; die Basis des Transistors 542 ist mittels Widerständen 550 und 552 vor­ gespannt. Ein Kondensator 554 wirkt als Filter für den Span­ nungsregler. Zusätzlich enthält der Spannungsregler 500 einen Anlaufwiderstand 900 zwischen der Leitung B+ und der Leitung +10 V.

Gemäß Fig. 2a enthält der Oszillator 840 einen Multivibrator mit Transistoren 902 und 904, Kondensatoren 906 und 908 und Widerständen 910, 911, 912, 914 und 916. Der Isoliertransfor­ mator 850, der eine Hochspannungsisolation zwischen den Teilen bildet, enthält eine Primärwicklung 918, die direkt an die beiden Übertragungsleitungen 16, 18 und den Teil der Oszillatorschal­ tung 848 angeschlossen ist, der die Sekundärwicklung 920 ent­ hält, die den an die Sonde und Masse angeschlossenen Teil des Meßumformers 10 speist. Das Ausgangssignal der Sekundärwick­ lung 920 wird durch Dioden 922 gleichgerichtet und durch Kon­ densatoren 924 geliefert. Auf diese Weise entstehen die Span­ nungen von +11 V und +5 V auf den entsprechenden Speiseleitun­ gen. Von einer Klemme 926 der Sekundärwicklung 920, deren mittlere Anzapfung auf Masse geführt ist, wird ein Moduliersi­ gnal abgegriffen.

Anhand Fig. 2c wird die Leitwert-Erfassungseinrichtung 790 näher beschrie­ ben, die den unbekannten Leitwert zwischen Sonde und Masse enthält. Wie erwähnt, sind die Nullstromquelle 800 und die Stufenstromquelle 802 in Reihe mit dem Kondensator 803 und dem unbekannten Leitwert zwischen Sonde und Masse geschaltet. Die Stromquelle 800 wird durch eine von der +5 V Speiseleitung ab­ gegriffene Spannung mittels eines Fein-Nullpotentiometers 928 geregelt, das in Reihe mit den Widerständen 930 und 932 ge­ schaltet ist. Das Potentiometer 928 ist an den direkten An­ schluß eines Operationsverstärkers 934 angeschlossen, dessen Ausgang an Transistoren 936 und 938 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors 936 ist über einen Widerstand 940 an den Kondensator 803 angeschlossen. Der Emitter des Transistors 936 und der Kollektor des Transistors 938 sind an einen Null- Stufenwiderstand 942 angeschlossen, der der Einfachheit halber als Potentiometer dargestellt ist. An dem Stufenwiderstand 942 entsteht eine Rückkopplungsspannung, die dem invertierenden oder negativen Eingang des Operationsverstärkers 934 zugeführt wird. Je nach den Änderungen des variablen Widerstands 942 steigt oder sinkt der Strom vom Operationsverstärker 934, so daß ein Abgleich zwischen dem Eingangssignal am indirekten und dem Eingangssignal am direkten Anschluß des Operationsverstär­ kers 934 erzielt wird. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß mit negativer werdender Spannung vom Feineinstellpotentiometer 928 der Strom der Nullstromquelle 800 steigt. Die Stromquelle 800 enthält weiter einen mit einem Kondensator 946 in Reihe geschalteten Widerstand 944, die zwischen den Ausgang des Ope­ rationsverstärkers 934 und die +5 V Speiseleitung geschaltet sind. Zwischen die +5 V Speiseleitung und den Operationsver­ stärker 934 ist ein Speisewiderstand 948 geschaltet.

Die Stufen-Nullstromquelle 802 enthält die gleichen Bestand­ teile wie die Stromquelle 800. Der Einfachheit halber werden in Fig. 2c die gleichen Bezugszeichen mit dem Zusatz S verwen­ det. Der einzige Unterschied zwischen den Stromquellen 802 und 800 ist die Anwendung einer Rückkopplungsspannung am direkten Eingang des Operationsverstärkers 934S. Hierdurch wird ein Abgleich zwischen der Seite der Leitwertbrücke, die die Leitwerterfassungseinrichtung 790 einschließt, und der anderen Seite der Leitwertbrücke, die die Bezugsleitwerteinrichtung 792 einschließt, aufrechterhalten.

Im Gegensatz zu HF-Regelungen stellen sämtliche Regelungen für den mit Masse verbundenen Teil des Meßumformers 10 Gleich­ stromregelungen dar. Die Regelungen enthalten variable Widerstände in der Nullstromquelle 800 und der Stufen- oder Spannenstromquelle 802 zur Einstellung der Ladegeschwindigkeit des unbekannten Leitwerts zwischen Sonde und Masse.

Gemäß Fig. 2d enthält die Rücksetzschaltung 808 einen als Schalter 840 dienenden Transistors 950, der an den positiven Anschluß des Komparators 810 angeschlossen ist. Ein Feldef­ fekttransistor 952 wirkt zusammen mit einem Transistor 954 als Schalter 816 zur Steuerung des negativen Eingangs des Kompara­ tors 810. Ein dem Kondensator 806 parallel geschalteter Tran­ sistor 956 dient als Schalter 824.

Die Rücksetzschaltung 808 arbeitet folgendermaßen. Die beiden Stromquellen 800 und 802 laden den Kondensator 803 und den un­ bekannten Leitwert (Fig. 2c), bis die Spannung an diesen gleich ist der Spannung am negativen Eingang des Komparators 810, die durch die +5 V-Speisung und die Widerstände 958, 960, 962, 964 und 966 bestimmt wird. Dann schaltet der Komparator 810 den Feldeffekttransistor 952 ein, wodurch die Rücksetzung erfolgt und gleichzeitig die Spannung am negativen Eingang des Komparators 810 über den Widerstand 962 auf eine kleine Span­ nung vermindert wird. Gleichzeitig schaltet der Transistor 954 den Transistors 950 ein, der die Reihenschaltung aus Kondensa­ tor und unbekanntem Leitwert entlädt, bis die daran abfallende Spannung unter die Spannung am negativen Eingang des Kompara­ tors 810 fällt. Die Rücksetzung ist damit beendet und der La­ dezyklus wiederholt sich. Die Rücksetzschaltung 808 enthält ferner Widerstände 968, 970, 972 und 974, die die Transistoren 950 und 956 vorspannen. Weiter ist der Komparator 810 über einen Widerstand 976 mit der +5 V-Speiseleitung verbunden.

Gemäß Fig. 2d enthält die Bezugsseite der Brücke, an die Bezugsleitwerteinrichtung 792, den Be­ zugskondensator 806 und dem Bezugswiderstand 804. Wird die Zeitkonstante der Bezugsseite der Brücke kürzer als die der Stromquellen und des durch den Kondensator 803 und den un­ bekannten Leitwert zwischen Sonde und Masse gebildeten Leit­ werts gewählt, so löst der Komparator 818 vor dem Komparator 810 aus. Die Spannung am Bezugskondensator 806 wird mit der an dem Spannungsteiler erzeugten verglichen, der die Widerstände 978 und 980 enthält. Der Schalter 826 der Fig. 1 enthält einen Feldeffekttransistor 982, der über einen Widerstand 984 an die +5 V-Speiseleitung und über einen Widerstand 986 an den posi­ tiven Eingang des Verstärkers 990 angeschlossen ist. Der posi­ tive Eingang des Verstärkers 990 ist weiter über einen Konden­ sator 988 an die +5 V-Speiseleitung angeschlossen. Wenn der Komparator 818 ausgelöst wird, wird die Spannung an der Ver­ bindung des Transistors 982 und der Widerstände 986 und 984 nach Masse gezogen. Bei Einleitung der Rücksetzfunktion ent­ lädt der Transistor 956 in der Rücksetzschaltung 808 den Bezugskon­ densator 806, so daß die Spannung an der Verbindung des Tran­ sistors 982 und der Widerstände 986 und 984 auf +5 V zurück­ kehrt. Der Widerstand 986 und der Kondensator 988 bilden das Tiefpaßfilter 828, das den sich ergebenden negativen Rechteck­ impuls ausbildet, so daß eine der Ladezeitdifferenz zwischen der Bezugsleitwerteinrichtung 792 und der Leitwerterfassungseinrichtung 790 proportionale Gleichspannung entsteht.

Die Spannung am Kondensator 988 wird durch einen Verstärker 990 verstärkt, der über einen Widerstand 992 von der +5 V- Speiseleitung gespeist wird. Die Verstärkung des Verstärkers 990 ist proportional dem Verhältnis der Summe eines Rückkopp­ lungswiderstands 992 und eines Widerstands 994 zum Widerstand 994 allein. Das Ausgangssignal des Verstärkers 990 wird auf die Leitwert-Erfassungseinrichtung 790, d. h. auf die Spannenstromquelle 802 rückgekoppelt, wodurch der Verstärker 934S geregelt wird.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 990 wird im Modulator 832 durch den Schalter 844 zerhackt, der die Feldeffektransisto­ ren 996 und 998 enthält. Die Modulation ist synchron zur Spei­ sung vom Isoliertransformator 850 (Fig. 2a) an der Klemme 926, die mit der Verbindung der Feldeffekttransistoren 996 und 998 über einen Kondensator 1000 verbunden ist. Die Vorspannung an der Verbin­ dung der Feldeffekttransistoren 996 und 998 wird von in Reihe geschalteten Widerständen 1002 und 1004 abgegriffen. Das sich ergebende, von den Feldeffekttransistoren 996 und 998 erzeugte Rechtecksignal wird über einen Kondensator 1008 dem Isolier­ transformator 834 zugeführt.

Der Ausgang der Sekundärwicklung 838 des Transformators 834 ist an den Demodulator 852 angeschlossen, der anhand Fig. 2b näher erläutert wird.

Das dem Demodulator 852 zugeführte Rechtecksignal veränderlicher Amplitude wird synchron durch die Schalteinrichtung 858 gleichgerichtet, die Feldeffekttransistoren 1010, 1012, 1014 und 1016 enthält. Die Verbindung der Feldeffekttransistoren wird durch ein vom Oszillator 840 erzeugtes Rechtecksignal ge­ speist, der über einen Kondensator 1018 mit dem Gate der Feld­ effekttransistoren 1020 und 1022 verbunden ist. Widerstände 1024 und 1026 spannen die Gates der Transistoren 1020 und 1022 vor. Die erzeugte Spannung (Zweiweg-Gleichrichtung) wird dem einen Widerstand 1028 und einen Kondensator 1030 enthal­ tenden Filter 860 zugeführt. Die Gleichspannung am Ausgang des Filters 860 wird der Ausgangsschaltung 854 zugeführt, die den Ausgangsverstärker 530, den Transistor 532 und die Wider­ stände 864, 534, 536 und 538 enthält. Die Ausgangsschaltung 854 enthält ferner eine Widerstandsbrücke aus Widerständen 1032, 1034 und 1036. Der Widerstand 538 bildet weiter einen Teil dieser Widerstandsbrücke, die bei einer positiven Spannung am Kondensator 1030 unabgeglichen ist. Durch das sich ergebende positive Eingangssignal am Ausgangsverstärker 530 wird der Ausgangs­ strom erhöht; dieser Ausgangsstrom wird durch den Widerstand 536 gemessen, der eine dem Strom proportionale Spannung er­ zeugt. Der Widerstand 536 liegt in Reihe zum Widerstand 538, so daß die Widerstandsbrücke beim gewünschten Ausgangsstrom wieder abgeglichen wird. Auf diese Weise wird der Ausgangs­ strom in Abhängigkeit von der vom Demodulator 852 erzeugten Spannung konstant gehalten. Der von der Ausgangsstufe des Ausgangsver­ stärkers 530 gezogene Strom fließt über den als Emitterfolger geschalteten Transistor 532 von der Leitung B+, wodurch die Gefahr ausgeschaltet wird, daß der Ausgangsstrom die 10-V- Spannungsversorgung stört. Auf diese Weise wird jede Möglich­ keit, daß der Ausgangsstrom die anderen Schaltungen stört, ausgeschaltet. Die Ausgangsschaltung 854 enthält weiter einen Speisewiderstand 1038 und eine RC-Reihenschaltung mit einem Widerstand 1040 und einem Kondensator 1042. Zu dem Widerstand 1034 ist ein Kondensator 1044 parallel geschaltet.

Anhand Fig. 2c wird der Abschirmpuffer 865 beschrieben. Die Basis eines Transistors 1046 bildet den positiven Eingang des Abschirmpufferverstärkers 866. Der Basis wird über einen Kon­ densator 1048 die Sondenspannung zugeführt. Dabei wird der Ar­ beitspunkt des Transistors 1046 durch einen Widerstandsteiler vorgegeben, der Widerstände 1050, 1052 und 1054 enthält, der durch einen Kondensator 1056 auf den Ausgang des Verstärkers 866 gezogen ist. Der negative Eingang des Verstärkers 866 ist der Emitter des Transistors 1046. Auf diese Weise wird der Shunt­ effekt des Widerstands 1054 auf den Eingang des Verstärkers 866 durch dessen Verstärkung vermindert. Der vom Transistor 1046 gezogene Strom ist proportional der Fehlerspannung, d. h., der Spannung an der Basis abzüglich der Spannung am Emit­ ter, multipliziert mit dem Vorwärts-Übertragungsleitwert des Transistors 1046. Dieser Strom erzeugt am Widerstand 1060 einen Spannungsabfall und wird durch einen Transistor 1058 verstärkt. Die Ausgangsspannung am Kollektor des Transistors 1058 wird den Basen der Transistoren 1062 und 1064 zugeführt, die als Emitterfolger geschaltet sind, so daß die Spannung am Ausgang des Transistors 1058 bei wesentlich niedrigerer Impe­ danz im wesentlichen wiedergegeben wird. Die Emitterfolger- Transistoren arbeiten nach Klasse A/B. Der Reserve-Vorstrom wird durch in Reihe geschaltete Dioden 1066 und 1068 und Wi­ derstände 1070 und 1072 vorgegeben. Die Dioden 1066 und 1068 kompensieren die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren 1062 und 1064. Der Widerstand 1070 erzeugt die Spannung, die die Transistoren am Widerstand 1072 aufrechterhalten. Da die Di­ oden und die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren ähnliche Temperaturkoeffizienten haben, ist der Vorstrom von der Tempe­ ratur des Verstärkers praktisch unabhängig konstant.

Ein Kondensator 1074 hält die Speisespannung an den Basen bei­ der Transistoren konstant, während ein Kondensator 1076 eine niedrige Ausgangsimpedanz für positive und negative Ausgangs­ ströme aufrechterhält. Ein Kondensator 1078 bildet den Haupt­ pol des Verstärkers 866, so daß dessen Verstärkung unterhalb der Frequenz, bei der eine Phasenverschiebung von 180° erzielt wird, auf Eins gehen kann. Auf diese Weise wird der Verstärker 866 an parasitären Schwingungen gehindert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 866 wird über einen Kondensator 1080 dem Ab­ schirmanschluß zugeführt, so daß Gleichspannungskomponenten von der Abschirmung ferngehalten und somit eine elektrolyti­ sche Korrosion der Abschirmelektrode verhindert wird. Zwischen die Abschirmung und Masse ist ein Widerstand 1082 geschaltet.

Claims (17)

1. Zweidraht-Meßumformer zum Überwachen des Zustandes von Ma­ terialien, der auf durch Kapazitätsänderungen des zu über­ wachenden Materials verursachte Leitwertänderungen an­ spricht und der über zwei Übertragungsleitungen mit einer Spannungsquelle und einer Last verbunden ist, die an einer anderen Stelle angeordnet sind, mit

• - einer Leitwert-Meßsonde, die eine Meßelektrode zum Er­ fassen des Leitwerts des zu überwachenden Materials auf­ weist,
• - einer den von der Leitwert-Meßsonde erfaßten Leitwert auswertenden Auswerteschaltung und
• - einer an die Auswerteschaltung angeschlossenen Ausgangs­ schaltung, die den Stromfluß durch die Übertragungsleitun­ gen entsprechend dem Zustand des zu überwachenden Mate­ rials ändert, nach Patent P 25 41 908

dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung aufweist:

• - eine an die Meßsonde angeschlossene Leitwert-Erfassungs­ einrichtung (790),
• - eine Bezugsleitwerteinrichtung (792),
• - eine mit der Leitwert-Erfassungseinrichtung und der Be­ zugsleitwerteinrichtung verbundene Ladestrom-Einrichtung (800, 802), die einen Ladestrom für die Leitwert-Erfas­ sungseinrichtung (790) und die Bezugsleitwerteinrichtung (792) erzeugt,
• - einen Ladegeschwindigkeits-Detektor (820) zur Erfassung der Ladegeschwindigkeitsdifferenz zwischen der Leitwert- Erfassungseinrichtung (790) und der Bezugsleitwerteinrich­ tung (792) und
• - eine Entladeeinrichtung (808), die die Leitwert-Erfas­ sungseinrichtung (790) und die Bezugsleitwerteinrichtung (792) entlädt.

2. Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeperiode der Ladestromeinrichtung (800, 802) und die Entladeperiode der Entladungseinrichtung (808) pe­ riodisch abwechseln.

3. Meßumformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladestrom-Einrichtung eine Stromquelle (800) zum Festsetzen eines Nullbezugspunkts und eine den vollen Meß­ bereich der Auswerteschaltung abdeckende Stromquelle (802) enthält.

4. Meßumformer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitwert-Erfassungseinrichtung (790) den einen Arm und die Bezugsleitwerteinrichtung (792) den anderen Arm einer Leitwert-Brücke bildet.

5. Meßumformer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Brücke und die Ladestrom-Einrichtung (800, 802) von den Übertragungsleitungen (16, 18) gleichstromisoliert sind.

6. Meßumformer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladestrom-Einrichtung (800, 802) eine Einrichtung (928) zur Einstellung des Ladegleichstroms enthält.

7. Meßumformer nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Rückkopplungseinrichtung, die den Ladegeschwindig­ keits-Detektor (820) zum Wiederabgleich der Brücke mit der den vollen Meßbereich der Auswerteschaltung abdeckenden Stromquelle (802) verbindet.

8. Meßumformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Abschirmeinrichtung und einen Schutzverstärker (866), dessen Eingang an die Meßsonde angeschlossen ist und des­ sen Ausgang die Abschirmeinrichtung mit im wesentlichen dem gleichen Potential wie die Sonde ansteuert.

9. Meßumformer nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch zwei zwischen die Meßsonde und die Abschirmeinrichtung antiparallel geschaltete Dioden (868) und durch zwei in Reihe zwischen die Abschirmeinrichtung und Masse einander entgegengeschaltete Zenerdioden (870).

10. Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung über die beiden Übertragungslei­ tungen (16, 18) von der Spannungsquelle (12) gespeist wird.

11. Meßumformer nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (854) eine Einrichtung (536) zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals enthält, das im we­ sentlichen proportional dem Signalstrom ist.

12. Meßumformer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (854) einen an den Ladegeschwin­ digkeits-Detektor (820) angeschlossenen Modulator (832) zur Erzeugung eines Wechselstromsignals, das das Rückkopp­ lungssignal wiedergibt, einen Demodulator (852) zur Demo­ dulation des modulierten Wechselstromsignals, eine Gleich­ strom-Isolationseinrichtung (834) zur Kopplung von Demodu­ lator und Modulator und einen an den Demodulator ange­ schlossenen Ausgangsverstärker (530) enthält, der an die beiden Übertragungsleitungen (16, 18) zur Regelung des vom Zweidraht-Meßumformer gezogenen Stroms angeschlossen ist.

13. Meßumformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine an die Leitwert-Meßsonde angeschlossene Funkenschutz­ einrichtung (868, 870).

14. Meßumformer nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine mit der Leitwert-Meßsonde verbundene Abschirmeinrich­ tung, wobei die Funkenschutzeinrichtung (868, 870) zwi­ schen Sonde und Abschirmeinrichtung und zwischen Abschirmeinrichtung und Masse geschaltet ist, so daß die Abschirmeinrichtung Streuwege in der Funkenschutzeinrich­ tung unterbindet.

15. Meßumformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine an die Übertragungsleitungen (16, 18) angeschlossene weitere Funkenschutzeinrichtung (502).

16. Meßumformer nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

• - einen an die beiden Übertragungsleitungen (16, 18) ange­ schlossenen Oszillator (846),
• - eine Gleichspannungsspeisung (848) mit an die Auswerte­ schaltung angeschlossenem Verstärker, und
• - einen den Oszillator (846) und die Gleichspannungsspei­ sung (848) verbindenden Transformator (850).