DE2751864A1 - Leitwert-messanordnung zur ueberwachung des zustandes von materialien - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf RF-Admittanz- oder Scheinleitwert-, im folgenden kurz -Leitwert-, -Anordnungen zur Überwachung des Zustandes von Materialien, insbesondere auf Anordnungen zur Fernüberwachung, gem. Patentanm. 25 41 908.3,

Bisher werden Zweidraht-Geber zur Überwachung verschiedener Zustande an entfernten Stellen verwendet. Der Zweidrahtübertrager oder -Geber ist Ober zwei Übertragungsdrähte mit einer Spannungsquelle und einer an einer anderen Stelle angeordneten Belastung in Reihe geschaltet. Ändert sich der zu überwachende Zustand am Geber, so ändert sich der wirksame Reihenwiderstand am Geber und damit der vom Geber gezogene Strom, der (im allgemeinen proportional) den zu überwachenden Zustand wiedergibt. Zweidrahtgeber dieser Art sind für geringen Leistungsverbrauch ausgelegt, da sie an der entfernten Stelle zur Verfügung stehende Leistung begrenzt sein kann. In manchen Fällen kann es auch notwendig sein, daß der Zweidrahtgeber eigensicher ist, so daß er auch in explosionsgefährdeter Umgebung zur Überwachung von Zuständen verwendet werden kann. Unter diesen Umständen wird die üblicherweise mit einem niedrigen Leistungsverbrauch einhergehende niedrige Energie wichtig, um die Möglichkeit einer Zündung und Explosion auszuschließen.

Die bekannten Zweidrahtgeber können zwar zur Überwachung verschiedener Arten von Zuständen verwendet werden, die herkömmliche RF-Leitwertmessung 1st jedoch für Zweidrahtgeber aus folgenden Gründen nachteilig.

Wenn zwischen einer Tastelektrode und einer Bezugsfläche, beispielsweise einem mit Masse verbundenen Behälter, der RF-Leitwert gemessen wird, wird hinsichtlich des Leistungsverbrauchs der zur Kapazität zwischen der Tastelektrode und dem mit Masse verbundenen Behälter parallel liegende Widerstand sehr wichtig. Bisher wurde allgemein angenommen,

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daß in einer ausreichend großen Zahl von Anwendungsfällen der Shuntwiderstand ausreichend gering ist, so daß die von einem Strom von h mA gelieferte Leistung bei einem 4 bis 20 mA-Zweidrahtgebersystem nicht ausreicht, um den Zweidrahtgeber mit Leistung zu versorgen. Mit anderen Worten, der Shuntwiderstand allein kann mehr Leistung verbrauchen, als in dem Zustand, in dem h mA fließen, zur Verfügung steht, so daß zum Betreiben der Schaltung des Gebers wenig oder keine Leistung übrigbleibt. Auch bestehen hinsichtlich der Leistung Einschränkungen, wenn die Leitwert-Meßschaltung batteriegespeist ist.

Damit die Leitwertmessung genau ist, muß eine zuverlässige, phasenempfindliche Messung bzw. Erfassung angewendet werden. Um diese Zuverlässigkeit zu gewährleisten, muß eine starke Spannungsquelle verwendet werden, die sich mit den oben beschriebenen Forderungen eines Zweidrahtgebers nach niedriger Leistung und der zur Verfügung stehenden Leistung nicht verträgt, und zwar wegen des Shuntwiderstandes. Diese Faktorenkombination beschränkt die Leistung in starkem Maße, die im allgemeinen zur Erzeugung eines zuverlässigen RF-Signals von einem geeigneten Oszillator als notwendig betrachtet wird. Ähnliche Einschränkungen ergeben sich hinsichtlich der Leistung, die im allgemeinen als notwendig betrachtet wird, um zu gewährleisten, daß der Phasendetektor mit hoher Zuverlässigkeit arbeitet.

Eine weitere Schwierigkeit, die insbesondere bei Leitwertmessungen besteht, ist die Isolation der Brücke, in die der zu messende, unbekannte Leitwert geschaltet ist. Typischerweise besteht der zu messende, unbekannte Leitwert zwischen einer Tastelektrode und Masse, wie in den US-PSn 3 781 672 und 3 706 9ßO beschrieben. Jedoch kann eine Spannungsquelle an einem von der Brücke entfernten Ort wie im Fall des Zweidrahtgebers nicht derart mit Masse verbunden werden, wie es für die Brücke erforderlich ist. Die auf den Leitwert ansprechende Schaltung oder wenigstens die Leitwert-Meßsonde

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muß daher von der Spannungsquelle isoliert werden, so daß sie unabhängig von der Spannungsquelle mit Masse bzw. Erde verbunden werden kann. Dies gilt auch für die auf den Leitwert ansprechenden Schaltungen mit einem Oszillator mit variabler Freouenz, beispielsweise der in der US-PS 3 807 231 beschriebenen Art. Wird die Spannung an dem unbekannten Leitwert bzw. Widerstand vermindert, um den Leistungsverbrauch auf ein Minimum zu senken, so muß darüberhinaus das das Ungleichgewicht der Brücke darstellende Signal, die Diagonalspannung, verstärkt werden. Es besteht daher das Problem der Schaffung einer isolierten Spannungsquelle für eine derartige Verstärkung.

Weitere Schwierigkeiten bestehen bezüglich einer linearen und stabilen Eichung des Leitwert-Meßsystems. Es ist weiter wichtig, ein System zu schaffen, das mit verschiedenen Arten von Sonden und verschiedenen hiermit verbundenen Kabellängen arbeitet, ohne daß die Leitwertmessung nachteilig beeinflußt wird.

In sehr großem Maße treten die obigen Schwierigkeiten dann auf, wenn das System zur überwachung des Zustandes von Materialien statt eines Zweidrahtgebers eine batteriegespeiste Einheit enthält. Unter diesen Umständen ist die zur Verfügung stehende Leistung wiederum begrenzt.

Eine andere, nur schwer zu meisternde Schwierigkeit besteht in dem niedrigen Pegel analoger Signale, die von einem Leitwert-Meßsystem erzeugt werden. Analogsignale mit niedrigem Pegel sind insbesondere dann schwierig zu verarbeiten, wenn eine hohe Genauigkeit erreicht werden soll.

In großem Maße treten die erwähnten Schwierigkeiten dann auf, wenn die Schaltung zur überwachung des Zustandes von Materialien eine batteriegespeiste Einheit sowie einen Zweidraht-Geber bzw. -übertrager enthält. Unter diesen Umständen ist die zur Verfügung stehende Leistung wiederum begrenzt.

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Hauptziel der Erfindung ist es, den Zustand von Materialien an entfernten Stellen unter Anwendung von Leitwertmessungen zu überwachen. Dabei soll bei der Durchführung der Messungen der Leistungsverbrauch möglichst gering gehalten werden und die Meßanordnung eigensicher sein.

Eine besonders bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leitwert-Meßanordnung enthält einen Zweidraht-Geber mit einer Spannungsversorgung und einer Last an einer Stelle und einen Zweidraht-Geber an einer anderen Stelle, die durch zwei einen variablen Signalstrom führende Übertragungsleitungen miteinander verbunden sind. Ein Leitwert-Fühler enthält eine Elektrode zur Erfassung des Zustande und des entsprechenden Leitwertes der Materialien und eine auf den Leitwert ansprechende, mit der Sonde verbundene Schaltung zur Erzeugung eines Leitwert-Signals, das den Zustand der Materialien wiedergibt. Eine Ausgangsschaltung ist an die auf den Leitwert ansprechende Schaltung angeschlossen; sie dient zur Veränderung des Signalstroms durch die beiden Übertragungeleitungen entsprechend dem Leitwert-Signal. Die Ausgangsschaltung kann eine RUckkopplungseinrichtung zur Erzeugung eines Signals enthalten, das im wesentlichen proportional ist dem.Signalstrom zum Vergleich mit dem Leitwert-Signal.

Ferner kann die auf den Leitwert ansprechende Schaltung eine Brücke enthalten, wobei eine Seite der Brücke den den Zustand der Materialien darstellenden Leitwert und die andere Seite der Brücke einen Bezugs-Leitwert enthält.

Ferner soll durch die Erfindung eine Isolierung zwischen einer Schwebespannungsquelle und der Tastelektrode geschaffen werden, so daß der Leitwert der Materialien zwischen den Fühlelektroden und einem mit Masse verbundenen Teil gemessen werden kann. Weiterhin soll durch die Erfindung eine Gleichstromisolation geschaffen werden, die bei hohen Spannungen nicht durchschlägt. Ferner soll durch die Erfindung

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eine regulierte Schwebespannungsquelle zur Speisung der auf den Leitwert ansprechenden Schaltung angegeben werden. Weiterhin soll durch die Erfindung eine Ausgangsschaltung angegeben werden, die für alle die Leitwertmessung darstellenden Stromwerte einen stabilen Ausgangsstrom aufrechterhält.

In der bevorzugten Ausführungsform enthält die erfindungsgemäße Leitwert-Meßanordnung einen Ausgangsverstärker mit einer an einen Widerstand angeschlossenen Spannungs-Rückkopplungsschaltung, wobei durch den Widerstand der vom Zweidraht -Geber oder -Sender gezogene Gleichstrom fließt, so daß der Gleichstrom bei allen Stromwerten stabilisiert wird.

Weiterhin soll ein Zweidraht-Geber mit zwei Klemmen geschaffen werden, der austauschbar an die beiden Übertragungsleitungen angeschlossen werden kann, ohne daß der Zweidraht-Geber zerstört oder nachteilig beeinflußt wird.

Erfindungsgemäß enthält der Eingang des Zweidraht-Gebers eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke, die einen Strom durch zwei Dioden fließen läßt, wenn die Anschlüsse an die Übertragungsdrähte in einer Polarität angeschlossen sind, und die einen Strom durch das andere Diodenpaar fließen läßt, wenn die Klemmen mit entgegengesetzter Polarität an die Übertragungsdrähte angeschlossen sind.

Weiterhin soll durch die Erfindung eine genaue und lineare Eichung der Leitwertmessung erreicht werden.

Hierzu enthält die erfindungsgemäße Leitwert-Meßanordnung eine Brücke, die auf einer Seite den unbekannten Leitwert und auf der anderen Seite einen Bezugs-Leitwert enthält. Die Brücke enthält ferner Einrichtungen zur Null- und Meßspanneneichung oder -einstellung.

Weiterhin soll die Messung des Leitwerts nicht durch die Länge des die Tastelektrode mit der Brücke verbindenden Kabels beeinflußt werden.

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Entsprechend einem weiteren Ziel der Erfindung enthält die Meßschaltung gegebenenfalls verschiedene Arten von Tastsonden, beispielsweise lineare und nichtlineare Tauchsonden, die eine Schutzelektrode sowie eine Tastelektrode enthalten. Ferner soll die Anordnung von einer Batterie oder aus dem Wechselstromnetz gespeist werden können. Weiterhin soll eine Funkenschutzeinrichtung geschaffen werden.

Hierzu sind mit der auf den Leitwert ansprechenden Schaltung Funkenschutzeinrichtungen vorgesehen.

In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann die auf den Leitwert ansprechende Schaltung einen ersten Oszillator mit einer eine Freauenz bestimmenden Schaltung enthalten, die an die Leitwert-Tastsonde angeschlossen ist, so daß der erste Oszillator ein Signal mit einer ersten Frequenz erzeugt, die sich entsprechend den Änderungen des Leitwertes des Materials ändert. Ein zweiter Oszillator kann ein zweites Signal mit einer im wesentlichen konstanten Bezugsfrequenz erzeugen. An den ersten und den zweiten Oszillator ist ein Frequenz-Differenzdetektor angeschlossen, dessen Ausgang an die Ausgangsschaltung zur Änderung des Signalstroms entsprechend der Differenz der Frequenzen des ersten und zweiten Oszillators angeschlossen ist.

Der Teil des ersten Oszillators, der die Leitwert-Tastsonde enthält, kann die eine Hälfte einer Brücke bilden, während ein Teil des zweiten Oszillators einen Bezugs-Leitwert enthält, der die zweite Hälfte der Brücke darstellt. Die zweite Hälfte der Brücke kann einen Ausgleichsanschluß zur Verbindung eines Kompensationskabels enthalten, das an das Sondenkabel angepaßt ist.

Der Frequenz-Differenzdetektor kann eine Einrichtung zur Umsetzung eines Signals in die Digitalform enthalten, das die Differenz zwischen der Frequenz des ersten und des zweiten Oszillators wiedergibt.

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Bei einer anderen AusfUhrungsform der erfindungsgemäßen Schaltung enthält die auf den Leitwert ansprechende Schaltung eine erste Leitwert-Einrichtung, die an die Leitwert-Tastsonde so angeschlossen ist, daß sie den Leitwert des Materials umfaßt, und eine einen Bezugs-Leitwert enthaltende zweite Leitwert-Einrichtung. An die erste und die zweite Leitwert-Einrichtung ist eine Stromquelle zur abwechselnden und periodischen Ladung derselben angeschlossen; weiter ist an die erste und die zweite Leitwert-Einrichtung eine Entladungseinrichtung zur abwechselnden und periodischen Entladung derselben angeschlossen. An die erste und die zweite Leitwert-Eirrlchtung ist eine Einrichtung zur Erfassung der Ladungsgeschwindigkeit angeschlossen, so daß die Differenz der Ladegeschwindigkeit zwischen beiden erfaßt werden kann.

Die erste und die zweite Leitwert-Einrichtung können eine Leitwert-Brücke enthalten, deren erste Seite die erste Leitwert-Einrichtung und deren zweite Seite die zweite Leitwert-Einrichtung enthält, wobei der Detektor zur Erfassung der Ladegeschwindigkeit die zeitliche Differenz zur Ladung der ersten verglichen mit der zweiten Seite erfaßt.

Die Ausgangsschaltung kann einen an den Ladegeschwindigkeits-Detektor angeschlossenen Modulator zur Erzeugung eines Signals enthalten, das die Differenz der Ladegeschwindigkeit wiedergibt. An den Modulator ist ein Demodulator wechselstromgekoppelt (und von diesem isoliert). Er dient zur Demodulation des modulierten Signals und zur Zufuhr des demodulierten Signals zu einem Ausgangsverstärker, der an die beiden Übertragungsleitungen angeschlossen ist und den vom Zweidraht-Geber gezogenen Strom regelt.

Nach einem weiteren besonderen Merkmal dieser AusfUhrungsform werden Gleichstrom- statt Hochfrequenz-Regelungen verwendet, um die Auswirkungen der Streukopplung zu vermeiden. Insbesondere sind die Regeleinrichtungen in der Stromquelle vorgesehen; sie dienen zur Einstellung des Gleichstroms zur Leitwert-Brücke.

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Anhand der in der Zeichnung dargestellten AusfUhrungsbeispiele wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines die Erfindung verkörpernden Zweidraht-Gebers;

Fig. 2 das schematische Schaltbild eines ein wichtiges Merkmal der Erfindung verkörpernden Hochfrequenz-Signalgenerators ;

Fig. 2a

bis 2c Signalverläufe der Schaltung der Fig. 2;

Fig. 3 das schematische Schaltbild einer ein wesentliches Merkmal der Erfindung verkörpernden Zerhacker-Speiseschaltung ;

Fig. 4 das schematische Schaltbild eines ein weiteres wesentliches Merkmal der Erfindung verkörpernden Ausgangsverstärkers ;

Fig. 5 die schematische Darstellung der Brückenschaltung mit der mechanischen Darstellung der Sonde;

Fig. 6 das Ersatzschaltbild der Brückenschaltung der Fig. 5»

Fig. 7a schematische Darstellungen verschiedener, in verschiedene Materialien eingetauchter Sonden;

Fig. 8a Ersatzschaltbilder der mit den Sonden der Fig. 7a bis ^c 7c gemessenen Leitwerte bzw. Widerstände;

Fig. 9 das Ersatzschaltbild des Leitwerts bzw. des Widerstandes der Fig. 8a bis 8c;

Fig. 10 das schematische Schaltbild eines batteriegespeisten Ausgangsverstärkers;

Fig. 11 das Blockschaltbild eines weiteren, eine Ausführungsform der Erfindung darstellenden Zweidraht-Gebers;

Fig. 12a

und 12b das schematische Schaltbild der Blockschaltung der

Fig. 11, wobei das Schaltbild längs der Linie X-X

geteilt ist; Fig. 13 das Blockschaltbild einer weiteren AusfUhrungsform des Zweidraht-Gebers; und

Fig.1Aa das schemati»ehe Schaltbild der Blockschaltung der bis I4d _Fig#13_f unterteilt längs der Linien Y-Y und Z-Z.

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GemäC Fig. 1 ist ein Zweidrahtgeber 10 in Reihe mit einer Spannungsquelle 12 und einer von einem Widerstand 14 gebildeten Last geschaltet, und zwar über Ubertragungsdrähte 16 und 18, die an die Anschlüsse 20 und 22 des Gebers 10 angeschlossen sind. Srfindungsgemäß dient der Geber 10 zur Messung einer Impedanz bzw. eines Scheinwiderstandes 24. Ihm wird ein Strom zugeführt, der den unbekannten, zu messenden Scheinwiderstand 24 darstellt, der den von der Sonde erfaßten Zustand der Materialien darstellt. Die gemessene Impedanz 24, die die Kapazität 24c und den Widerstand 24r zwischen der Fühlelektrode und Masse darstellt, bildet einen Arm einer Brücke 26, die einen Kondensator 28 sowie die Windungen 30 und 32 der Sekundärwicklung 34 eines Transformators 36 enthält. Die Brücke 26 wird von einem Oszillator 38 gespeist, dessen Ausgang mit der Primärwicklung 40 des Transformators 36 verbunden ist.

Erfindung3gemäß wird die an der Impedanz 24 angliegende Spannung auf eine Höhe begrenzt, bei der ein angemessener Leistungsverbrauch für den Zweidrahtgeber im Hinblick auf den Leistungsverbrauch des unbekannten Widerstandes 24r gewährleistet wird. Die Spannung ist auf weniger als {2Ψ begrenzt, worin V die Spannung am Zweidrahtgeber ist, und der von Zweidrahtgeber gezogene Strom zwischen 4 und 20 mA schwankt.

Bisher wurde angenommen, daß der unbekannte Widerstand 24r der zu messenden unbekannten Impedanz 24 über einen weiten Bereich schwankt. Freilich wird bei einer festen Spannung, wenn der Widerstand 24r sehr klein wird, an diesem Widerstand eine hohe Leistung verbraucht. Beim herkömmlichen Zweidrahtgeber bildet der Strom durch die Ubertragungsdrähte 14 und 18, der üblicherweise zwischen 4 und 20 mA liegt, die einzige Energiequelle. Nimmt man an, daß die Energiequelle eine Ausgangsspannung von 24 Volt erzeugt, so kann die Spannung an den Klemmen 20 und 22 des Zweidrahtgebers beispielsweise 12 Volt betragen, wenn der gesamte Spannungsabfall an der Last 14 plus dem Spannungsabfall an jedem der Drähte 16

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und 18 zwölf Volt beträgt. Das heißt, daß, wenn bei dem Zweidrahtreber 4 mA fliegen, die gesamte zum Setrieb des Gebers zur Verfügung stehende Leistung P = V · I = 48 mV/ beträgt. Das heißt, da2 bei einem extrem kleinen Ghuntwiderstand 24r eine extrem kleine Spannung an der unbekannten Impedanz 24 notwendig ist, damit der Geber bei 4 mA nit der zur Verfugung stehenden Leistung betrieben werden kann.

3s wurde jedoch festgestellt, daß der Widerstand 24r in den meisten Fällen unabhängig von der verwendeten Sonde nicht unter 500 Ohm fällt. Durch mäßige Begrenzung der Spannung an der unbekannten Impedanz 24 und damit der Spannung am unbekannten Widerstand 24r steht also genügend Leistung auch bei einem Strom von 4 inA für den Zweidrahtgeber zur Verfugung. Kit der Erkenntnis, daß der Widerstand 24r in den meisten Anwendungsfällen nicht unter 500 Ohm fällt, kann die Größe der Spannung am Widerstand 24r bei einem Strom von 4 bis 20 mA für den Zweidrahtgeber leicht aus folgender Gleichung berechnet werden:

V die Spannung am Geber;

ν die effektive .Spannung am Widerstand 24r; I der minimale Strom durch den Zweidrahtgeber 10; und r_. der Wert des Widerstandes 24 in 0hm.

Mit I = 4 mA und r„. = 500 0hm ist
m cot

ν = /~2V (2)

Ist V = 12 Volt, so ist ν = /24" oder weniger als 5 V „„. Natürlich ist auch für den Zweidrahtgeber Leistung erforderlich. Daher ist in der bevorzugten Ausführungsform, in der

I = 4 mA und V = 12 Volt ist, ν etwa 2,2 V ^₄, oder wesentlich m eil

kleiner als 2V.

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Weiter ist der Oszillator 38 von der Klasse C, das heißt der Kollektorstrom jedes der beiden Transistoren im Oszillator 38, die den Oszillatorkreis speisen, fließt über einen Winkel von weniger als 180° des 36O°-Zyklus des hochfrequenten Sinussignals, das der Brücke 26 zugeführt wird. Durch die Betriebsweise der Klasse C kann jedoch das gewünschte sinusförmige Signal verzerrt v/erden. Laher enthält der Oszillator 38 erfindungsgemäß weiterhin einen Resonanzkreis in Form einer Oszillatorschaltung, die den Transformator 36 und die gemessene Impedanz 24 enthält, wie anhand Fig. 2 im einzelnen erläutert wird. Ea die Impedanz 24 Teil des Resonanzkreises ist, wird zur Speisung der zusätzlichen Impedanz zwischen der Sonde und Masse nur ein geringfügiger zusätzlicher Strom benötigt.

Gemäß Fig. 1 wird einem Fehlerverstärker 42 ein wechselndes Fehlersignal zugeführt, das die Diagonalspannung der Brücke 26 und damit die unbekannte gemessene Impedanz 24 darstellt. Der Fehlerverstärker 42 erlaubt erfindungsgemäß die Verwendung verhältnismäßig niedriger Wechselspannungen in der Brücke 26. Das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 42 wird einem phasenempfindlichen Detektor zugeführt, der den von einer Zerhacker- Speisung oder -Steuerung 46 getriggerten Zerhacker oder Unterbrecher 44 e nthält.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung sind die Brücke 26 und der Fehlerverstärker 42 von der Spannungsquelle bzw. Energieversorgung durch den ersten Transformator 36 und den zweiten Transformator 48 isoliert, der den Ausgang des Fehlerverstärkers 42 mit dem Eingang des Zerhackers 44 verb indet. Mit anderen Worten, die Speisespannung kann gegenüber der Sonde schweben. Dies erlaubt die Verwendung einer Sonde zur Messung der Impedanz 24 zwischen der Tastelektrode und Masse ohne Rücksicht auf die Art, in der die Spannungsquelle 12 mit Masse verbunden ist. Die Spannungsquelle 12 befindet sich an einer vom Geber 10 entfernten Stelle, so daß die Art der Erdung oder Masseverbindung der Spannungsquelle 12 am Zweidrahtgeber 10 nicht

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leicht zu erkennen ist. Durch die durch die Transformatoren 36 und 4S gebildete Isolation kann jede der Klemmen 20 und 22 des Zweidrahtgebers 10 auf einer sehr beträchtlichen Wechsel- oder Gleichspannung gegenüber Ilasse gehalten v/erden, ohne daß ein Hochspannungsüberschlag auftreten könnte.

Zur Isolation der Brücke 26 bei Gleichspannungsspeisung des Fehlerverstärkers 42, der direkt nit der Brücke 26 verbunden ist, sind zur Gleichrichtung des sinusförmigen hochfrequenten Signals von der Sekundärwicklung 34 des Transformators 36 Dioden 50 und 52 vorgesehen. Die Dioden 50 und 52 sind an eine Klemme 54 des Verstärkers 42 angeschlossen. Hierdurch wird dieser von einer von der Spannungsquelle 12 isolierten Gleichspannung gespeist.

Im Gegensatz dazu werden der Hochfrequenzoszillator 38, die Zerhackersteuerung 46, der Zerhacker 44 und der Ausgangsverstärker 56 von einer geregelten Spannungsquelle 58 mit einer positiven Speiseklemme +V. gespeist. Zusätzlich wird von einer Spannungsregulierschaltung im Oszillator 38 an einer Klemme -Vp eine negative Spannung eingespeist. Die Zerhackersteuerung 46, der Zerhacker 44 und der Ausgangsverstärker 56 sind ferner an die gemeinsame Klemme C der regulierten Spannungsquelle 58 angeschlossen.

Damit die Brücke bei einer Kapazität 24c zwischen Sonde und Masse, die von der Füllkapazität 28 unterschiedlich ist, auf Null gestellt v/erden kann, unterscheidet sich die Anzahl der Windungen 30 von der der Windungen 32. Beispielsweise kann die Anzahl der Windun-

dip
gen 30 dreimal so groß sein wie der Windungen 32, um die Brücke auf Null stellen zu können, wenn die gemessene Kapazität 24c zwischen Sonde und Masse dreimal so groß ist wie die Nullkapazität 28. Zusätzlich enthält die Brücke 26 einen variablen Kondensator 60. Durch Einstellung des Kondensators 60 kann die gemessene Kapazität 24c, die notwendig ist, um einen vorherbestimmten Strom

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durch die Übertragungsdrähte 16 und 18 zu erzeugen, geändert werden. Zusätzlich kann die Verstärkung des Ausgangsverstärkers 56 einstellbar sein, wodurch eine feine Einteilung der I-ie£spanne ercö'glicht wird.

Als Funkenschutz für den Geber 10 3ind zwei in 2eihe geschaltete, umgekehrt gepolte Zenerdioden 62 und 64 vorgesehen, die zwischen eine Klecae des Kondensators 6C und Masse geschaltet sind. Zwischen die andere Klemme des Kondensators 60 und Ilasse ist eine ileonröhre 66 geschaltet. Die Dioden 62 und 64 und die Neonröhre 66 schützen den Geber 10 gegen Spannungsspitzen von mehreren Tausend Volt an der Impedanz 24, ohne daß die Bauteile der Brücke 26 beschädigt werden oder letztere außer Gleichgewicht gebracht wird.

Weiterhin ist gemäß Fig. 1 eine Anzapfung 68 der Primärwicklung des Transformators 48 mit einem Eingang des Fehlerverstärkers 42 verbunden. Diese Verbindung bildet eine Rückkopplung zum Verstärker 42, mit deren Hilfe dessen Verstärkung einstellbar ist. Lurch Änderung der Stellung der Anzapfung 68 an der Primärwicklung des Transformators 48 wird die Verstärkung des Verstärkers 42 und damit die Höhe des Ausgangssignals geändert, das dem Zerhacker 44 zugeführt wird.

Las Ausgangssignal des Zerhacker a 44 ist veränderlich. Es wird mit der Spannung an einem mit dem Draht 22 verbundenen Widerstand 57 verglichen. Der Ausgangs-Signalstrom des Verstärkers 56 wird über die Drähte 16 und 18 übertragen. Der Strom gibt die Größe der Impedanz 24 und den Zustand der zu überwachenden Materialien wieder. Er speist die Belastung 14.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung ist am Eingang des Zweidrahtgebers 10 eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke vorgesehen. Sie enthält Dioden 70, 72, 74 und 76. Die Dioden 70 und 72 führen r:en zwischen 4 und 20 mA liegenden Strom, wenn an der Klemme 20

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eine gegenüber der Klemme 22 positive Spannung anliegt. Andererseits führen die Dioden 74 und 75 den Strom, wenn die Klemme 22 gegenüber der Klem:ne 20 positiv ist. Hierdurch kann die Spannungsquelle 12 beliebig an die Drähte 15 und 18 angeschlossen werden, ohne ca.3 der G-eber zerstört oder nachteilig beeinflußt wird.

Der C-Hochfrequenzoszillator 38 wird anhand der Fig. 2 näher erläutert. Der Oszillator enthält einen Multivibrator, beispielsweise einen Impulsverstärker mit zwei Transistoren 100 und 102, die abwechselnd leitend werden und einen Resonanz-Cszillatorkreis speisen, der den Transformator 36 und einen Kondensator 104 enthält, der parallel zur Primärwicklung 40 des Transformators 36 und zur gemessenen Impedanz A in der Brücke 26 geschaltet ist. Die 3asisspeisung des Transistors 100 des Multivibrators wird von einem Kondensator 106 und Widerständen 103 und 110 gebildet, der an einen Transistor 112 einer Basisstrom-Regulierschaltung angeschlossen ist. Ahnlich bilden ein Kondensator 114 und './iderstlinde 116 und 113 die Basisspeisung des Transistors 102. Die Kondensatoren 106 und 114 werden vom Basisstrom der Transistoren 100 und 102 auf eine positive Spannung aufgeladen, die höher ist als die Speisespannung. Hierdurch werden die Transistoren 100 und 102 während des größten Teils des Zyklus ausgeschaltet, so daß eine Betriebsweise der Klasse C erreicht wird. Dioden 120 und 122, die in die Basisschaltungen der Transistoren 100 bzw. 102 eingeschaltet sind, schützen die Basen der Transistoren, indem sie den Strom abblocken, wenn die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen 108 und 110 bzw. 116 und 118 positiv werden.

Wie bereits erwähnt, ist der Transistor 112 Teil einer Regulierschaltung. Durch die durch den Transistor 112 bewirkte Regulierung wird die Amplitude der sinusförmigen Hochfrequenzsignale im wesentlichen konstant gehalten, und zwar trotz Änderungen der Betriebswerte der Transistoren im Oszillator und trotz der Belastung infolge des Widerstandes 24r. In diesem Zusammenhang sei

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darauf hingewiesen, daß die Basis des Transistors 112 rr.it einer Anzapfung eines Spannungsteilers verbunden ist, der aus Widerständen 124 und 126 besteht, wobei' eine Klemme des Spannungsteilers an die Klemme +V. der regulierten Spannungsquelle und die andere Klemme des Spannungsteilers an einen Kondensator 128 angeschlossen ist, der über einen Entladewiderstand 130 mit liasse verbunden ist, der zur Erzielung der Eigensicherheit mit dem Kondensator 128 in einem 3echer untergebracht sein kann.

Der Kondensator 128 wird gegenüber Masse mittels Vollwellen-Gleichrichtdioden 127 und 129 auf ein negatives Potential gebracht. Die Dioden 127 und 129 sind derart über die Resonanz- oder Oszillatorschaltung geschaltet, daß die an die Basis des Transistors 11 2 angeschlossene Anzapfung des Spannungsteilers auf einem Arbeitspunkt von etwa Null Volt gehalten wird. Dies reicht gerade aus, um die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 112 leitend zu machen. Der Emitter des Transistors 112 wird durch einen Widerstand 1 32 und eine Diode 1 34 auf einem geringen negativen Potential gehalten. Die Diode 134 kompensiert die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 112. Sie kompensiert ferner teilweise temperaturbedingte Änderungen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 112, so daß eine stabile Eichung gewährleistet wird. Gemäß Fig. wird die negative Spannung des Kondensators 128 als negative Speisespannung -V_ des Zerhackers 44 und des Ausgangsverstärkers 56 verwendet (Fig. 1).

Die vorstehend beschriebene, den Transistor 112 enthaltende Regulierschaltung arbeitet folgendermaßen, wobei sie die Amplitude des sinusförmigen hochfrequenten Signals am Transformator 36 im wesentlichen konstant hält. Die Spannung am Transformator 36, die die Spannung an der Oszillator- oder Resonanzschaltung des Oszillators darstellt, wird von den Dioden 127 und 129 erfaßt, die den Kondensator 128 aufladen. Die sich ergebende negative Gleichspannung am Kondensator wird dann am die Widerstände 124 und 126 enthaltenden Spannungsteiler mit der Spannung des Reglers

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43 verglichen, so daß die Zwischenanzapfung etwa auf Iiasse gehalten wird. Andern sich die Kennwerte des Transistors nit der Temperatur und wird die Sonde mit ein-g:n V.'iderstand belastet, wie er von './iderstand 24r dargestellt wird, so führt öer Transistor 112 can von den Kondensatoren 1C6 and 114 abfließenden Strom. Hierdurch werden die Anplitude des Oszillators und die entsprechende Spannung am Kondensator auf gleichem Potential gehalten.

Zur Vermeidung der Verzerrung des sinusförmigen hochfrequenten Signals bildet eine verhältnismäßig starke Drossel 1 Jo eine hohe

L,..jJ

edanzbelastung für die Oszillatorschaltung, wodurch scharfe

Strornimpulse verhindert werden, durch die das sinusförmige hochfrequente Signal verzerrt werden könnte. Eine Drossel 140 und ein Kondensator 142 bilden eine Filterschaltung für die Spannungsquelle.

Lie Arbeitsweise des Oszillators 3B gemäß Klasse C wird nun anhand der Signalverläufe der Fig. 2a bis 2c erläutert. Die in Fig. 2a gezeigte Ausgangsspannung zwischen Kollektor und !-lasse wird der Primärwicklung 40 des Transformators 25 zugeführt. Sie ist wegen der Resonanzwirkung der Primärwicklung 40 und des Kondensators 104 und des durch den Tranformator 40 reflektierten Bildes der Brückenkondensatoren 24c und 28 (Fig. 6) im wesentlichen sinusförmig. Die Diode 120 wird während des größten Teils des Zyklus durch die Spannung am Kondensator 106 in operrichtung vorgespannt, wodurch an der Anode der Diode 120 ein Spannungsimpuls gemäß Fig. 2c entsteht. Der durch den Transistor 100 fließende Strom ist also intermittierend (Fig. 2b). Tatsächlich fließt nur ein kurzer Kollektorstromstoß (Fig. 2b) während des 36O°-Zyklus der Fig. 2. (Tatsächlich fließt während des Rests des Zyklus ein gewisser Strom weiter, dieser ist jedoch gegenüber der Stromspitze oder dem Stromimpuls sehr klein und daher in der Zeichnung nicht dargestellt.) Gemäß Fig. 2b fließt der Kollektorstromstoß während wesentlich weniger als 90° de3 gesamten Zyklus von 360°, was ebenfalls wesentlich weniger als 180° bei der Betriebsweise gemäß

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Klasse C ist. Der Stromstoß stimmt zeitlich mit den Spannungsspitzen in Fig. 2a und 2c überein, so daß die maximale Leistung aus dem fließenden Strom gewonnen -wird.

Gemäß Fig. 1 und 2 ist die Resonanzschaltung über einen Schalter 144 mit der Zerhackersteuerung 46 verbunden. Der Schalter 144 dient zur wahlweisen Verbindung einer Klemme der Primärwicklung 40 mit der Zerhackersteuerung. Durch Umschaltung des Schalters von der einen in die andere Stellung wird die Phase der Zerhackersteuerung um 130° umgekehrt und die phasenempfindliche, vom Zerhacker 44 durchgeführte Messung bzw. Tastung wird um 1 SO⁰ gedreht, so daß der Geber in fehlersicherer Betriebsweise bei hohem oder niedrigem Pegel arbeiten kann.

Wie anhand Fig. 3 näher erläutert wird, erzeugt die Zerhackerspeisung 46 ein rechteckiges Triggersignal für den Zerhacker 44, wobei der Leistungsverbrauch möglichst gering gehalten und die stabile genaue Eichung, wie 3ie für die Erfindung erforderlich ist, optimiert wird. Hierzu enthält die Zerhackersteuerung 46 gemäß Fig. 3 ein erstes Paar von Feldeffelrttransistoren 200 und 202, deren Steueranschlüsse über einen Kondensator 204 mit der Resonanzschaltung verbunden sind. Die ersten Kanal-(Drain)-Anschlüsse der Transistoren 200 und 202 sind miteinander verbunden, während die zweiten Kanalanschlüsse (Source) zwischen Masse und die regulierte Speisespannung +V. geschaltet sind. Entsprechend den Zielen der Erfindung sind die zweiten Kanalanschlüsse über Widerstände 206 und 208 mit der Speisespannung +V- und Masse verbunden.

Las sinusförmige Ausgangssignal des Oszillators 33 (Fig. 1) wird einen kapazitiven Spannungsteiler zugeführt, der den Kondensator 204 und zwischen den Kondensator 204 und Masse geschaltete Kondensatoren 228 und 230 enthält. Das kapazitiv geteilte sinusförmige Signal an den Kondensatoren 228 und 230 wird dann den Steueranschlüssen der Tranaistoren 200 und 202 zugeführt, die abwechselnd in den leitenden Zustand gesteuert werden.

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27b I 8b4

Die V/iderstände 206 und 208 spielen eine besonders wichtige Rolle bei der Gewährleistung eines niedrigen Leistungsverbrauchs und einer hohen Genauigkeit bei der Phasentastung am Zerhacker 24. In dissen Zusamnenhang sei darauf hingewiesen, daß die V/iderstände 206 und 208 zur Begrenzung der Spannung an den Kanalanschliissen der Transistoren 200 und 202 dienen, wodurch der Knick der Eingangs/Ausgangs-Spannungskennlinie der Feldeffektransistoren schärfer wird. Gemäß Fig. 3a (Kurve a) ergibt sich bei großen Ausgangsspannungen von der Kanalstrecke eines Feldeffekttransistors ein runder Knick in der Eingangs/Ausgangs-Spannungskennlinie, während bei Begrenzung der Ausgangsspannung (Kurve b) der Knick der Kennlinie schärfer wird. Hierdurch wird ein der Quadratform besser angenäherter Signalverlauf erzielt, was zur Erzielung einer hohen Zuverlässigkeit bei der Phasentastung am Zerhacker 44 äußerst wichtig ist.

Darüber hinaus wird, wie sich aus Fig. 3b ergibt, durch Begrenzung der Ausgangsspannung der Kanalstrecke des Feldeffektransistors dieser gegen Änderungen der Ausgangs/Eingangs-Spannung bei Tenperaturänderungen unempfindlich. Wie sich aus den Kurven c (-55° C) und d (+25° C) der Fig. 3b ergibt, ist der Unterschied zwischen den Kurven c und d bei hoher Kanalspannung erheblich, wodurch die Stabilität der Eichung der Anordnung nachteilig beeinflußt wird. Begrenzt man dagegen die Ausgangsspannung gemäß den Kurven e und f, dann ist die Kurve für -55 C (e) im wesentlichen identisch der Kurve für + 25° C (f).

Zusätzlich tragen die Kanalwiderstände dazu bei, den Strom durch die Transistoren 200 und 202 zu begrenzen, wenn diese zwischen ihren ersten und zweiten Kanalanschlüssen gleichzeitig leitend sind. Hierdurch wird sichergestellt, daß der Leistungsverbrauch durch die Transistoren 200 und 202 nicht zu stark ansteigt, wenn beide gleichzeitig leiten.

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Das Ausgangssignal der miteinander verbundenen ersten Kanalanschlüsse ist ein quadratischer Spannungsverlauf oberhalb I-iassepotential. Um mit Sicherheit eine-quadratische Signalform zu erhalten, ist zwischen den ersten Kanalanschlüssen und der. Steueranschlu.3 (Gate) ein Hückkopplungswiderstand 210 vorgesehen, durch den der GateanschluG auf die mittlere Gleichspannung an den ersten Kanalanschlüssen angehoben wird. Durch den Widerstand 210 wird ein Tastverhältnis von 50 7$ gewährleistet, wodurch kleine Unterschiede der Schwellenspannungen der Feldeffekttransistoren kompensiert werden. Kondensatoren 212 und 214 bilden eine niedrige Impedanz zur Speisung der Gatekapazität der nachfolgenden Stufe mit dem quadratischen, von den Feldeffektransistoren 200 und 202 erzeugten Signal.

Im ersten Zustand der Zerhackersteuerung wird also ein quadratischer Spannungsverlauf erzeugt. Bei der quadratischen Spannung ist jedoch die Spannung zwischen den Spitzen wegen des Spannungsabfalls an den Kanalwiderständen 206 und 203 zum Treiben des Zerhackers unzureichend«

Malier enthält die nachfolgende oder zweite Stufe der Zerhackersteuerung, die über Kondensatoren 217 und 219 mit der vorhergehenden Stufe gekoppelt ist, ein weiteres oder zweites Paar von Feldeffekttransistoren 216 und 218, die mittels an ihre Steueranschlüsse angeschlossener Widerstände 220, 222 und 224 etwa auf ihre Schwellenspannungen vorgespannt sind. Durch die Vorspannung der Transistoren 216 und 218 in die Nähe ihrer Schwellenspannungen schalten die Transistoren sehr nahe beim Nulldurchgang des Rechteckwellensignals ein, das von den Transistoren 200 und 202 erzeugt wird. Infolgedessen erreicht der Einschalt- oder Tastfaktor der Transistoren 216 und 218 genauer 50 #, wodurch Phasenunsicherheiten ausgeschaltet und am Zerhacker 44 eine zuverlässige Phasentastung gewährleistet wird. Da die Transistoren 216 und 218 außer während des Umschaltens nicht gleichzeitig leiten, geht durch die zweite Stufe wenig oder gar keine Leistung verloren.

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Lie Transitoren 216 und 218 sind direkt zwischen die Spannungsquelle +V. und Kasse geschaltet, so da3 das Ausgangssignal zur. Zerhacker 44 abwechselnd auf +7, -und Kasse liegt. Hierdurch werden eine niedrige Ausgangnimpedanz in der Zerhackersteuerung erzeugt, und niedrige Anstiegs- und Abfallzeiten des rechteckfori::igen Ausgangcsignals erzeugt, ohne daß in der Zerhackersteuerung hohe Leistungen verbraucht v/erden müßten. Eas von den zwischen 7. und Kasse geschalteten Feldeffekttransistoren 216 und 218 erzeugte Rechtecksignal erreicht sehr genau die Rechteckform, so daß eine hohe Phasenstabilität in der Phasentastung erzielt wird, ohne daß die Wirksamkeit der Zerhackersteuerung nachteilig beeinflußt wird.

Wird eine Conde zur Messung der Höhe von Flüssigkeiten verwendet und neigt die Flüssigkeit dazu, die Sonde zu bedecken, so ist es wünschenswert, Einrichtungen vorzusehen, durch die die Phase des rechteckigen Zerhacker-Steuersignals um 45 geändert werden kann. In diesem Zusammenhang ist darauf hinzuweisen, daß lange überzüge auf einer Gonde, wie in der genannten US-PS 3 706 980 beschrieben, als unendliche Übertragungsleitungen erscheinen und die Wirk- und Blindkomponenten des Überzugs gleich sind, so daß eine Verzögerung um 45 entsteht. Durch Tasten bei einem Phasenwinkel von 45° werden die Wirk- und die Blindkomponente gelöscht, so daß nur die Blindkomponente infolge Änderung der Kapazität der gemessenen Flüssigkeit selbst und nicht infolge des Überzugs verbleibt. V/ahlweise können zu dem Kondensator 230 ein Kondensator 226 und ein Reihenwiderstand 234 oder ein Kondensator 228 mittels eines Umschalters 232 parallelgeschaltet v/erden.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung enthält der Ausgangsverstärker 56 eine Spannungs-Rückkopplungsschaltung, die gemäß Fig. 1 an einen Widerstand 57 angeschlossen ist, durch den der zwischen 4 und 20 mA liegende, vom Zweidrahtgeber gezogene Gleichstrom f.ließt. Hierdurch wird der Gleichstrom auf allen möglichen Stromwerten stabilisiert. Gemäß Fig. 4 ist

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der Ausgangsverstärker 56 in die folgenden Abschnitte unterteilt: einen Ilückkopplungs-Spannungsteiler 300, einen ersten Differenzverstärker 302, einen zweiten Differenzverstärker 304, eine Spannungs-Strox-Verstärkungsstufe 306 und eine Ausgangsverstärkerstufe 303, die den zwischen Kasse und die Klemme 22 der Fi.j. 1 geschalteten Widerstand 57 enthält.

Der Rückkopplungs-Spannungsteiler 300 enthält ein in Reihe mit ■Widerständen 312 und 314 geschaltetes Einstellpotentiometer 310, dessen einer Anschluß frei ist. Der Schleifer 316 des Potentiometers 310 ist so eingestellt, da3 bei abgeglichene- Brücke 26 der Fig. 1 der vom Zweidrahtgeber gezogene Strom 4 mA beträgt, wenn durch die Verstärkungseinstellschaltung kein Strom fließt, die ein mit einem Widerstand 320 in Reihe geschaltetes Potentiometer 313 enthält, dessen Schleifer 322 über einen Widerstand 324 mit dem Eingang der ersten Differenzverstärkerstufe 302 verbunden ist. Fließt durch die Verstärkungs-Einsteilschaltung ein Strom, so bleibt die Spannung zwischen Schleifer 322 und Hasse gleich Null, und zwar über den gesamten Bereich der Verstärkungssteuerung bzw. -regelung.

Die Differenzverstärkerstufe 302 enthält einen ersten Transistor 326, dessen Basis an den Ausgang, des Zerhackers 44 und den Rückkopplungs-Spannungsteiler 3OO angeschlossen ist. Die Basis eines zweiten Transistors 330 ist über einen Widerstand 332 an Masse angeschlossen. Die Differenzverstärkerstufe 302 enthält Vorspannwiderstände 334, 336 und 338, die zwischen die positive Schiene +V und die negative -V„ geschaltet sind.

Die zweite Differenzverstärkerstufe 304 enthält einen ersten Transistor 340, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 328 verbunden ist, und einen zweiten Transistor 342, dessen 3asis mit dem Kollektor des Transistors 330 verbunden ist. Zwischen die positive Schiene +V^ und Masse sind Vorspannwiderstände 344, 346 und 348 geschaltet.

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Die Kollektoren der Transistoren 340 und 342 sind mit den Basen zweier Transistoren 350 und 352 der Spannungs-Strom-Stufe 306 verbunden. Die Kollektor-imitter-Strecken der Transistoren 350 und 352 sind zwischen der positiven und negativen Schiene +V₁ bzw. -V mit einem Widerstand 354 in Reihe geschaltet.

Die Ausgangsstufe 308 enthält zwei Transistoren 356 und 358. Die Basis des Transistors 356 ist mit dan Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 354 und dem Kollektor des Transistors 352 der Spannungs-Strom-Verstarkungsstufe 306 verbunden. Der Ausgangsstron der Ausgangsstufe 308 wird über einen Widerstand 360 dem Widerstand 57 zugeführt. V/iderstände 362 und 354 verbinden den Kollektor bzw. den Emitter der Transistoren 356 bzw. 358 mit der Klemme 20 des Zweidrahtgebers.

Entsteht ein Ungleichgewicht in der Brücke 26, so steigt die Ausgangsspannung des Zerhackers 44 und die Basis des Transistors 328 wird positiver. Hierdurch wird der Transistor 328 stärker und der Transistor 330 weniger leitend, wodurch wiederum die Spannung am Kollektor des Transistors 323 geringer wird, und die Spannung am Kollektor des Transistors 330 ansteigt. Tie KoI-

der
lektorspannungen Transistoren 328 und 330 werden dann als Eingangssignale den Basen der Transistoren 340 und 342 zugeführt, so daß die Kollektorspannungen der Transistoren 340 und 342 ansteigen bzw. abfallen. Hierdurch wiederum werden die Transistoren 350 und 352 stärker leitend, der Strom durch den Widerstand steigt an und die Basis des Transistors 356 nimmt eine höhere positive Spannung an, wodurch der Strom von den Ausgangstransistoren 356 und 358 ansteigt.

La der gesamte Strom von den Ausgangstransistoren 356 und 358 über den Widerstand 57 fließt, steigt die Spannung am Widerstand 357 ait steigendem Strom infolge des Ungleichgewichts der Brücke, so da3 die Spannung an der Klemme 22 gegenüber Masse abnimmt. Hierdurch wiederum wird die negative Spannung erhöht, die der

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Basis des Transistors 328 über den Rückkopplungs-Spannungsteiler zugeführt wird, bis die Spannung wiederum Null Volt ist, wodurch sich ein stabiler Zustand beim höheren Ausgangsstrom ergibt.

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß der Ausgangsverstärker 56 analog auf einen Operationsverstärker angewendet werden kann, der einen Eingang an der Basis des Transistors aufweist, der als Summationspunkt für die Ausgangsspannung des Zerhackers 44 und die Spannung des Spannungsteilers 300 wirkt, wobei der zweite Eingang an der Basis des Transistors mit Hasse verbunden ist.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung beeinflußt die Länge des mit der Sonde verbundenen Kabels die Impedanzmessung nicht.

Gemäß Fig. 5 ist eine Sonde 400 in die Brücke 26 geschaltet. Die Sonde enthält eine Schutzelektrode 410, die neben der Tastelektrode 412 angeordnet ist und diese umgibt. Eine Isolierung 414 umgibt die Tastelektrode 412, so daß die Schutzelektrode 410 gegenüber der Tastelektrode 12 und gegenüber dem mit Masse verbundenen, leitfähigen Behälter 418 isoliert ist. Zur Verbindung der Sonde 400 mit der Brücke 26 dient ein Koaxialkabel, dessen Schirm einerseits an die Schutzelektrode 410 und andererseits an eine Klemme des Kondensators 60 zur Einstellung der Meßspanne angeschlossen ist. Der Axialleiter 422 des Koaxialkabels verbindet die Tastelektrode 412 mit der zweiten Klemme des Kondensators

Aus dem in Fig. 6 gezeigten Ersatzschaltbild der Anordnung der Fig. 5 ist ersichtlich, daß durch eine Änderung der Kabellänge die Impedanzmessung nicht beeinflußt wird. Die Impedanz 24 zwischen der Tastelektrode und Masse ist durch eine Kapazität 24c und einen Widerstand 24r dargestellt. Da der Axialleiter 422 von dem Koaxialschirm 420 umgeben ist, der an die Gegenklemme des Kondensators 60 angeschlossen ist, wird jede Impedanz zwischen dem Schirm/des Koaxialkabels und dem Axialleiter 422 über

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den Kondensator 60 geschaltet, so daß hierdurch der Abgleich der Brücke nicht beeinflußt wird. Ähnlich beeinflußt die Impedanz zwischen dem Koaxialschirm 420 und Masse, die durch eine Kapazität 426c und einen Widerstand 426r dargestellt ist, nicht den Abgleich der Brücke 26, da diese Impedanz parallel zur Sekundärwicklung 34 des Transformators liegt.

Gemäß einem weiteren wichtigen Merkmal der Erfindung wird eine lineare Eichung der Impedanzmessung dadurch erreicht, daß der Meßspannenkondensator 60 gegenüber der Kapazität der zu messenden Impedanz groß gemacht wird (s. US-PS 3 778 705). Die Kapazität des Kondensators 408 bzw. 26 ist wenigstens 10 χ größer als die Kapazität des Kondensators 424c bzw. 24c. Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform beträgt die Kapazität des Meßspannenkondensators das 25-fache der zu messenden Kapazität.

Gemäß Fig. 5 ist die Tastelektrode 412 der Sonde 400 vollständig von der Isolation 414 umschlossen. Die Isolation 414 ist mit Material 428 abgedeckt, das im Behälter 418 enthalten ist. Wie nun erläutert wird, Übersteigt der Tastelektroden-Masse-Widerstand 24r in annähernd allen Anwendungsfällen 500 0hm auch wenn die Sonde gemäß Fig. 5 mit einem überzug 428 aus einer leitfähigen Flüssigkeit 429 bedeckt ist.

Fig. 7a zeigt die schematische Darstellung des Überzuges 428 auf der Sonde 400 der Fig. 5 und die Art des Widerstandes zwischen Sonde und Hasse. Der überzug 428 kann als Reihe kleiner Widerstände 430 dargestellt werden, die sich Über die Länge des Überzuges erstrecken. Die Yerbindungspunkte zwischen den Widerständen 430 sind über Shuntkondensatoren 432, die die Kapazität der Isolierung 414 darstellen, mit der Tastelektrode 412 verbunden. Ein der Sonde und dem Überzug der Fig. 7a entsprechendes Ersatzschaltbild ist in Fig. 8a gezeigt, wo der Kondensator 432 parallel zum Widerstand 430 geschaltet ist. Ein Kondensator 434 stellt die Kapazität der Isolierung 414 zwischen der leitfähigen Flüssigkeit unterhalb des Überzugs 428 und der Tast-

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elektrode 412 dar. Dieses Ersatzschaltbild kann wiederum gemäß Fig. 9 durch den Shuntwiderstand 424r und den Shuntkondensator 424c dargestellt werden. Bs hat sich gezeigt, daß in praktisch allen Anwendungsfällen, in denen der Widerstand 424r gemäß Fig. 9 vom überzug 428 beeinflußt wird, wie durch die Reihenschaltung der V/iderstände 430 (Fig. 7a) dargestellt, der Widerstand 424r größer als 500 Ohm ist.

Fig. 7b zeigt die in eine halbleitende Flüssigkeit eingetauchte isolierte Sonde 400 der Fig. 5, wobei die Flüssigkeit selbst durch eine Anzahl von Shuntkondensatoren 436 und Shuntwiderständen 438 dargestellt ist. Das Ersatzschaltbild der eingetauchten Sonde der Fig. 7b ist in Fig. 8b gezeigt, wo die Shuntkondensatoren 436 und die Shuntwiderstände 438 parallel und gemeinsam mit dem Kondensator 434 in Reihe geschaltet sind, der die Kapazität der Isolation zwischen dem Material und der Tastelektrode 412 darstellt. Das Ersatzschaltbild der Fig. 8b kann selbstverständlich auch als Shuntwiderstand-Kondenaator-Kombination gemäß Fig. 9 dargestellt werden. Obwohl der Widerstand 438 von dem halbleitenden Material statt von dem Überzug der eingetauchten Sonde der Fig. 7a gebildet wird, ist trotzdem der Ersatzwiderstand 424r gemäß Fig. 9 in praktisch allen Fällen für die eingetauchte Sonde der Fig. 7b größer als 500 0hm.

Fig. 7c zeigt schließlich eine nackte Elektrode 440, die in halbleitendes Material eintaucht. Dieses kann durch Shuntkondensatoren 436 und Shuntwiderstände 438 nachgebildet werden, die in Fig. 8c schematisch als Kondensator 442 und als Widerstand 444 dargestellt sind. Wiederum hat sich gezeigt, daß der den Widerstand 424r der Fig. 9 in der Brücke darstellende Widerstand 444 in praktisch allen Anwendungsfällen den Wert von 500 0hm übersteigt.

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'.'/ie beschrieben, kann die Erfindung sowohl bei isolierten als auch bei nackten eintauchenden Sonden einschließlich Schutzelektroden derart verwendet werden, wie sie in der US- PS 3 879 644 beschrieben ist. Natürlich ist die Erfindung auch auf Doppelanschlußsonden ohne Schutzelektrode am/endbar. Weiterhin ist die Erfindung bei den nichtlinearen Sonden anwendbar, bei denen die Tastelektrode gekennzeichnet ist, d. h. da3 der Querschnitt der Tastelektrode von einem Ende der Tastelektrode zum anderen variiert. Eine nichtlineare Sonde ohne Schutzelektrode ist in der US-PS 3 269 180 beschrieben und eine nichtlineare Sonde mit Schutzelektrode in der DE-OS 25 55 817 vorgeschlagen. Weiter ist die Erfindung auf nichteintauchende Sonden anwendbar, die den Zustand eines eine Impedanz darstellenden Materials erfassen, wenn es sich in unmittelbarer Nähe zu den Sonden befindet.

Die Erfindung wurde vorstehend anhand eines Zweidrahtgebers oder -Übertragers beschrieben. Viele Merkmale der Erfindung können auch anderweitig angewendet werden, beispielsweise bei einer batteriegespeisten Anordnung, bei der die zur Verfügung stehende Leistung wenigstens ebenso begrenzt ist wie bei dem Zweidrahtgeber.

In diesem Zusammenhang sei ein weiterer Ausgangsverstärker 56 für eine batteriegespeiste Anordnung erläutert (Fig. 10). Der in Fig. 10 gezeigte Ausgangsverstärker ähnelt in vielerlei Hinsicht dem Ausgangsverstärker der Fig. 4. Im wesentlichen identische Schaltelemente sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Der Ausgangsverstärker der Fig. 10 unterscheidet sich von dem der Fig. 4 darin, daß die Spannungsrückkopplung vom Widerstand 57 nicht einem Summationspunkt in der ersten Differenzverstärkerstufe, sondern dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers an der Basis des Transistors 330 zugeführt wird. Der Strom zwischen

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den Ausgangsklemmen 520 und 522 an den Anschlüssen einer Diode 424 in der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 358 stellt das Ausgangssignal dar.

Im Betrieb wird durch ein positives Eingangssignal an der Basis des Transistors 328 und einer ersten Differenzverstärkerstufe der Strom durch den Widerstand 57 erhöht. Hierdurch wiederum wird die der Basis des Transistors 330 des die Widerstände 310, 312 und 526 enthaltenden Spannungsteilers zugefUhrte positive Spannung angehoben. Demzufolge wird der Strom durch den Widerstand 57 und der Ausgangsstrom an den Klemmen 520 und 522 auf einem höheren Wert stabilisiert.

Der beschriebene Ausgangsverstärker stellt einen Operationsverstärker dar, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Zerhackers und dessen zweiter Eingang im Gegensatz zu Pig. 4 mit einer Spannungsriickkopplung verbunden ist. Demgegenüber diente in Fig. 4 ein Eingang sowohl als an den Zerhackerausgang angeschlossener Summationspunkt als auch als Spannungsrückkopplung, während der andere Eingang mit Masse verbunden war.

Der Zerhacker 44 wurde nicht im einzelnen beschrieben, da Zerhacker und Ausgangsverstärker zur Verwendung bei dem erfindungsgemäßen Zweidrahtgebersystem bekannt sind. Beispielsweise kann der in der genannten US-Ps 5 778 705 beschriebene und gezeigte Zerhacker verwendet werden. Der Ausgangeverstärker kann eine beliebige Anzahl von im Handel erhältlichen Differenzverstärkern enthalten. Auch können als Ersatz der in Fig. 1 gezeigten Resonanzschaltung verschiedene Resonanzschaltungen verwendet werden. Ebenso kann der Spannungsregler 58 bekannte Spannungsregler enthalten.

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Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Leitwert-Meßschaltung wird anhand Fig. 11 beschrieben. Die Klemmen und 22 des Zweidraht-Gebers sind, wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1, an die Vollwellen-Gleichrichterbrücke mit den Dioden 70. 72, 74 und 76 angeschlossen. Wie bei dem vorherigen Ausführungsbeispiel kann mit den Dioden der Vollwellen-Gleichrichterbrücke die Polarität der Klemmen 20 und 22 umgekehrt werden, ohne daß der Geber zerstört oder sein Betrieb nachteilig beeinflußt wird, über die Vollwellen-Gleichrichterbrücke ist eine Funkenschutz-Zenerdiode 502 geschaltet, durch die die Schaltung begrenzt wird, die der Signalverarbeitungsschaltung zugeführt werden kann.

Der Ausgang der Vollwellen-Gleichrichterbrücke ist an einen Spannungsregler 500 angeschlossen, der für verschiedene Bestandteile des Gebers im wesentlichen konstante Spannungen liefert. Hierdurch werden Meßungenauigkeiten infolge unerwünschter Änderungen der Speisespannung des Gebers vermieden.

Bei dieser Ausführungsform der Erfindung enthält die auf den Leitwert ansprechende Schaltung einen Sonden-Oszillator 504, dessen Ausgangsfrequenz durch den Sonden-Masse-Leitwert der zu überwachenden Materialien bestimmt wird, der über einen Transformator 506 auf den Sonden-Oszillator 504 gekoppelt ist. Die Frequenz des Sonden-Oszillators 504 wird an einem Frequenzdifferenz-Detektor 507 mit der Frequenz eines von einem Bezugs-Oszillator 504 erzeugten Signale verglichen, dessen Frequenz durch einen Bezugs-Leitwert bestimmt wird. Die Einrichtung zur Vorgabe des Bezugs-Leitwerts enthält als einen einzigen variablen Kondensator 510 gezeigte Stufenkondensatoren und einen Feineinstellkondensator 512, die über einen Transformator 514 auf den Bezugs-Oszillator 5OB gekoppelt sind.

Nach einem wichtigen Merkmal der Erfindung ist an dem Verbindungspunkt zwischen dem Feineinstellkondensator 512 und dem Stufenkondensator 510 eine Ausgleichsklemme vorgesehen.

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Dies erlaubt die Verwendung angepaßter Kabelgruppen, die an die Sonden- und die Ausgleichsklemme angeschlossen werden können, um die Einflüsse von Änderungen der Kabelparameter auf die Messungen des Zweidraht-Gebers auszuschalten.

Gemäß Fig. 11 bilden der in den Sonden-Oszillator 504 gekoppelte Sonden-Masse-Leitwert und der in den Bezugs-Oszillator 508 gekoppelte Bezugs-Leitwert zwei Seiten oder Hälften einer Leitwert-Brücke. Die aus Änderungen des Sonden-Masse-Leitwerts herrührende Abweichung vom Abgleich der Brücke wird durch Messung der Differenz der Signalfrequenzen der Oszillatoren 504 und 508 am Frequenzdifferenz-Detektor 507 gemessen. Der Frequenzdifferenz-Detektor 507 enthält eine Multiplizierstufe 516, die an einen Tiefpaßfilter 518 angeschlossen ist. Der Detektor 507 erzeugt somit ein Signal, das die Differenz zwischen den Eingangsfrequenzen des Sonden-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators wiedergibt.

Das die Frequenzdifferenz darstellende Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 518 wird einem Rechteckverstärker 520 zugeführt, durch dessen RUckkopplungsschaltung 522 eine Hysterese aufgeprägt wird, die wesentlich kleiner ist als die Amplitude des Frequenzdifferenzsignals und wesentlich größer als die Amplitude der Trägerfrequenzkomponenten. Das Ausgangssignal des Verstärkers 520 ist ein Rechtecksignal,dessen Frequenz gleich ist der Differenz zwischen den Signalfrequenzen des Sonden-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators 508.

An den Ausgang des Rechteckverstärkers 520 ist eine Differenzierschaltung 524 angeschlossen, die Impulse erzeugt, deren Frequenz proportional ist der Frequenzdifferenz zwischen dem Ausgangssignal des Sonden-Oszillators 504 und dem des Bezugs-Oszillators 508. Die Differenzierschaltung 524 ist ihrerseits an einen monostabilen Multivibrator 526 angeschlossen, dessen Ausgangsimpulse eine konstant· Breite haben und deren Frequenz

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gleich ist der Frequenzdifferenz zwischen Sonden-Oszillator 504 und Bezugs-Oszillator 508. Der mittlere Gleichstromwert des Impulszuges vom Multivibrator 526 ist proportional seinem Tastverhältnis; dieser Mittelwert wird durch einen Tiefpaßfilter 528 bestimmt, der über ein Feineinstellungspotentiometer 531 an einen Ausgangsverstärker 530 angeschlossen ist. Das Ausgangssignal des Verstärkers 530 steuert den über einen Transistor 532 und einen mit einem Widerstand 536 in Reihe liegenden Widerstand 534 fließenden Strom. Bei Änderungen des durch den Widerstand 536 fließenden Stromes ändert sich die im Ausgangsverstärker 530 über einen Widerstand 538 zugeführte Rückkopplungsspannung, so daß der durch den Widerstand 536 fließende Strom in geschlossener Schleife geregelt wird. Der durch den Widerstand 536 fließende Strom stellt seinerseits im wesentlichen den vom Instrument gezogenen Gesamtstrom dar.

Fig. 12a und 12b zeigen die Einzelheiten der Schaltung der Fig. 11. Gemäß Fig. 12 a enthält der Spannungsregler 500 Transistoren 540 und 542. Der Kollektor des Transistors liefert eine geregelte Spannung von +10 V. Der Kollektor des Transistors 540 ist an den Emitter des Transistors 542 über eine Temperaturkompensationsdiode 544 angeschlossen, die mit einer umgekehrt gepolten Diode 546 in Reihe liegt. Der Emitter des Transistors 542 ist über einen Widerstand 548 an eine eine geregelte Spannung führende Schiene angeschlossen; die Basis des Transistors 542 ist mittels Widerständen 550 und 552 vorgespannt. Ein Kondensator 554 wirkt als Filter für den Spannungsregler. Zusätzlich enthält der Spannungsregler 500 einen Anlaufwiderstand 900 zwischen einer Schiene B+ und der +10 V - Leitung.

Die +10 V - Schienen-Klemmen des Spannungsreglers sind an den Sonden-Oszillator 504 und den Bezugs-Oszillator 508 angeschlossen (Fig. 12b). Der Sonden-Oszillator 504 und der Bezugs-Oszillator 508 sind mit hohem Wirkungsgrad arbeitende Geräte der Klasse C; sie sind Jeweils durch Drosselspulen

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556 und 556 und Kondensatoren 560 und 563 entkoppelt. Der Oszillator 504 enthält zwei Transistoren 562 und 564, deren Basen durch eine Wicklung 566 miteinander verbunden sind. Die Wicklung 556 ist magnetisch mit einer zwischen Sonde und Masse geschalteten Wicklung 568 gekoppelt. Die Wicklung 568 ist ferner mit einer die Kollektoren der Transistoren 562 und 564 miteinander verbindenden Wicklung 570 magnetisch gekoppelt. Die Mittelanzapfungen der Wicklungen 566 und 570 sind durch einen Wideretand 572 miteinander verbunden.

Wenn der Oszillator 504 nicht läuft, werden die Transistoren durch den über den Widerstand 572 fließenden Strom in den linearen Bereich vorgespannt. Wenn der Oszillator 504 zu laufen beginnt, wird durch die Basisgleichrichtung in den Transistoren 562 und 564 der Kondensator 574 zwischen Mittelanzapfung der Wicklung 566 und dem Verbindungepunkt des Kondensators 560 mit der Spule 556 aufgeladen, was zu einem sehr wirksamen Betrieb in Klasse C führt. Die Verbindung zwischen Spule 556 und Konderisator 560 ist über einen Widerstand 576 mit den Emittern der Transistoren 563 und 564 verbunden, wodurch die Amplitude der sich ergebenden Stromimpulse abgesenkt und ihre Breite gespreizt wird. Hierdurch wird die harmonische Verzerrung des Ausgangssignals vermindert.

Die Bauteile des Bezugs-Oszillators 508 sind ähnlich denen des Oszillators 504. Im einzelnen enthält der Oszillator Transistoren 578 und 560, deren Basen durch eine Wicklung 582 miteinander verbunden sind, die mit einer zwischen Ausgangsklemme und Masse geschalteten Wicklung 584 magnetisch gekoppelt ist. Die Kollektoren der Transistoren 578 und 580 sind durch eine weitere.Wicklung 586 miteinander verbunden. Die Mittelanzapfungen der Wicklungen 582 und 586 sind durch einen Widerstand 588 miteinander verbunden. Der Bezugs-Oszillator 508 kann ebenfalls In Klasse C arbeiten, weil der Kondensator 590 aufgeladen wird, der die Transistoren 578 und 580 während des gröBten Teils des Zyklus ausgeschaltet

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hält. Ein zwischen die Emitter der Transistoren 578 und 580 an der Verbindung zwischen Spule 588 und Kondensator 563 geschalteter Widerstand 592 vermindert wie der Widerstand 576 des Sonden-Oszillators 504 die Amplitude der Stromimpulse und spreizt ihre Breite.

In der Praxis beträgt der Spitze-Spitze-Wert der an der Wicklung 570 und der Wicklung 586 auftretenden Spannung etwa 40 V, wobei Jedes Ende auf plus und minus 10 V geht. Die Basis-Basis-Spannungen der Transistoren 562 und 564 und der Transistoren 578 und 580 betragen 4 V (Spitze-Spitze). Da Jede Basis mit 2 V (Spitze-Spitze) gespeist wird, liegt die Mittelanzapfung der Wicklungen 566 und 582 auf etwa +1 V gegenüber der Basis des leitenden Transistors oder etwa +0,3 V gegenüber dem Emitter.

Die Zeitkonstante von Widerstand 572 und Kondensator 574 und die von Widerstand 588 und Kondensator 590 werden so gewählt, daß sich die Kondensatoren um bzw. auf etwa 0,1 V je Halbzyklus entladen. Hierdurch wird sichergestellt, daß im folgenden Halbzyklus ein Impuls auftritt, wenn der Faktor Q des Schwingkreises wenigstens gleich 5 ist. Jeder Halbzyklus muß deshalb einen Stromimpuls aufweisen, um eine Pendel- oder HUllenmodulation der Ausgangssignale der Oszillatoren zu verhindern.

Die Oszillatoren 504 und 508 sind also im wesentlichen identisch. Der Sonden-Oszillator 504 enthält jedoch im Schwing kreis den Sonden-Leitwert, während der Bezugs-Oszillator 508 den Ausgleichs-Leitwert zwischen Ausgleichsklemme und Nasse, die Feineinstellkapazität 512 und die Stufenkapazität 510 enthält. Der Leitwert des Sonden-Oszillators und des Bezugs- Oszillators bildet eine Brücke, wobei das Verhältnis der Induktivität der Wicklung 568 zur Induktivität der Wicklung 584 bei Brückenabgleich gleich ist dem Verhältnis der zusammengefaßten Feineinstellkapazität 512, Stufenkapazität 510 und kapazitivem Teil des Ausgleiche-Leitwertes zum kapazitivem Teil des Sonden-Leitwertes bei Brückenabgleich.

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Weicht die Brück· *oe abgeglichenen Zustand ab, so ändert sich die Freepienz des Sonden-Oszillators 504, so daß zwischen der Frequenz des Bezugs-Oszillators und der des Sonden-Oszillators eine Differenz entsteht. Die von den Oszillatoren erzeugten Spannungen werden der Multiplizierstufe 516 des Frequenzdifferenz-Detektors 507 zugeführt. Je nach dem Abgleich dieser Ifultiplizierstufe kdnnen im Ausgangssignal Komponenten erseheinen, die proportional sind Jeder der Eingangsfrequenzen, der Summe der Eingangsfrequenzen und der Differenz zwischen den Eingangsfrequenzen. Von diesen hat die Differenz zwischen den Eingangsfrequenzen eine wesentlich geringere Frequenz als 3ede andere. Somit kann die Differenzfrequenz durch einen einfachen Tiefpaßfilter ausgefiltert werden.

Gemäß Flg. 12b enthält die Hultlplizieratufe 516 einen programmierbaren bzw. steuerbaren Verstärker 600, beispielsweise vom Typ RCA CA 3080. Der Vorstrom für den Verstärker wird durch Widerstände 602 «rad 604 und einen Kondensator 606 vorgegeben. Diese Bauteile sind so ausgebildet, daß der Spitzenwert der aus des Sonden-Oszillator 504 herrührenden Komponente durch den Widerstand 604 und den Kondensator etwa gleich 1st den Gleichstroawert von +10 V über den Widerstand 602. Sin Kondensatoren 608 and 610 enthaltender Kapazitätsteiler führt einen kleinen Teil der Ausgangsspannung des Bezugs-Oszillatora 508 dem positiven Eingang des Verstärkers 600 zu, dessen negativer Eingang durch einen Kondensator 628 auf der Wechselstrom führenden Schiene gehalten wird. O%r Gleichstrom-Arbeitspunkt des Verstärkers 600 wird durch Widerstände 6i6, 618, 620 und 622 bestimmt. Die Kapazität eines UiMr den Transformator des Sonden-Oszillators 504 geschalteten Kondensators 614 ist gleich der Gesamtkapazität von über den Transformator des Bezugs-Oszillators 508 geschalteten Kotidensatoren 608 und 610.

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An die gemeinsame Schiene ist ein Widerstände 624 und 626 und Kondensatoren 629 und 633 enthaltender Tiefpaßfilter angeschlossen, so daß ein Tiefpaßfilter mit sehr niedriger Grenzfrequenz im Gleichstrom-Arbeitspunkt des Verstärkers 600 auf der Spannung stabilisiert, die an der Verbindung zwischen den Widerständen 616 und 618 auftritt. Widerstände 632 und 634 und Kondensatoren 636, 638 und 640 bilden den Tiefpaßfilter 518, dessen Grenzfrequenz zwischen der höchsten gewünschten Ausgangsfrequenz und der Arbeitsfrequenz des Sonden-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators 508 liegt. Der Tiefpaßfilter 518 erzeugt zusammen mit dea Rechteckverstärker 520 ein Wechselstromsignal mit der Differenzfrequenz, das durch den Rechteckverstärker verstärkt wird, ohne daß ein wesentlicher Betrag der Trägerfrequenz übertragen würde.

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Im folgenden wird anhand Fig. 12a der Quadrierverstärker 520 näher beschrieben. Die Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 518 wird dem invertierenden oder negativen Eingang eines Operationsverstärkers 642 des Quadrierverstärkers 520 zugeführt. Dem nichtinvertierenden oder positiven Eingang des Operationsverstärkers 642 wird ·1λβ Bezugsspannung zugeführt; er 1st an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 616 und 618 des Frequenzdifferenzdetektors 506 über einen Widerstand 644 angeschlossen. Der über einen Kondensator 652 mit Hasse verbundene Widerstand 644 bildet zusammen mit einem weiteren Widerstand 646 einen Teiler, der einen kleinen Teil der Ausgangsspannung des Operatbnsverstärkers 642 zur Erzielung einer Hysterese auf den Operationsverstärker 642 rUckkoppelt. Die Hysterese des QuadrJe rverstärkers 520 ist wesentlich kleiner als die Amplitude des Frequenzdifferenzsignals und wesentlich größer als die Amplitude der Trägerfrequenzkomponenten. Das Ausgangssignal des Verstärker 642 hat somit Rechteckformf seine Frequenz ist gleich der Differenz zwischen den Frequenzen des Bezugsoszillators 508 und des Sondenoszillators 504. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 642 wird der Differenzierstufe 524 zugeführt, die einen Kondensator 648 und einen Widerstand 650 enthält. Der Ausgang der Differenzierstufe 524 ist über eine Diode 652 mit dem stonostabilen Multivibrator 526 verbunden.

GemäB Fig. 12a enthält der monostabile Multivibrator Feldeffekttransistoren 654, 656 und 658. Ein über die Diode 652 dem Gate des Transistors 654 zugefUhrter positiver Impuls wird durch den Transistor 654 verstärkt und treibt die Steueranschlüsse der Transistoren 656 und 658 negativ. Hierdurch wird das positive Signal im Transistor 656 verstärkt und ein positives Auegangssignal erzeugt. Gleichzeitig wird durch «Inen Schalter der Stufenkondensator 660 (der Einfachheit, halber als variabler Kondensator gezeigt) gewählt, so da6 die Spannung am Gate des Tran-

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eietore 654 auf einen hohen Pegel, z.B. etwa 10 Volt ansteigt. Da der Stufenkondeneator 660 über die Widerstände 662 und 664 aufgeladen wird, sinkt die Spannung am Gate des Transistors 654 exponentiell ab, bis sie die Schwellenspannung des Transistors 754 erreicht. Gleichzeitig schaltet der Transistor 654 aus und die Transistoren 656 und 658 erhalten eine positive Steuerspannung, wodurch das Ausgangsslgnal nach negativ rückkehrt. Der gewählte Kondensator treibt das Gate des Transistors 654 stark negativ, der den Gate-Schutzdioden zugeführte Strom wird Jedoch durch den Widerstand 662 begrenzt, damit die Gate-Metallisation bei der Kondensatorentladung nicht zerstört werden kann. Wenn der Wert des Widerstandes 662 wesentlich kleiner als der des Widerstandes 664 gewählt wird, 1st der monostabile Multivibrator innerhalb eines kleinen Teils seiner Arbeltzeit für einen weiteren Impuls bereit.

Die vom Stufenkondeneator 660 und den Widerständen 662 und 664 bestimmte Zeitkonetante wird so gewählt, daß das Tastverhältnis des monostabilen Multivibrators im Bereich vom 80 - 90 % bei vollem Ausgangsslgnal liegen kann. Das Ausgangssignal des Multivibrators 626 1st ein Impulszug, dessen Impulse eine konstante, durch den Stufenkondeneator 660 bestimmte Breite haben. Die Impulsfrequenz 1st gleich der Differenz zwischen den Frequenzen des Sonden-Oszillators 504 und des Bezüge-Osrilletors 508. Der mittlere Gleichstromwert dieses Impulszuges ist direkt proportional seine· Tastverhältnis, das seinerseits direkt proportional ist der Impulsfrequenz, well die Impulse konstante Breite haben. Damit ist der mittler· Olelchstromwert des Impulszuges auch direkt proportional der Differenz zwischen den Frequenzen des Sonden-Oszillators 504 und des Bezugs-Oszillators 508.

Das Ausgangselgnal des Multivibrators 526 wird dem Im folgenden anhand Fig. 12a näher zu beschreibenden Ausgangs-

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verstärker 530 zugeführt. Der Gleichstroms rt des Ausgangsslgnals des Multivibrators 526 wird durch die Widerstände 668 und 670 und die Kondensatoren 672 und 674 am Eingang des Ausgangsverstärkers 530 ausgefiltert. Ein mit den Widerständen 668 und 670 in Reihe geschalteter Widerstand 676 hebt die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 670 und 676 auf einen Wert innerhalb des Arbeitsbereichs des Operationsverstärkers 678. Die Verbindung der Widerstände 670 und .676 ist Über das Feineinstellpotentiometer 531 (β. auch Fig. 11) und einen hiermit in Reihe liegenden Widerstand 682 an den positiven Eingang eines Operationsverstärkers 678 angeschlossen. Ein in Reihe zwischen Widerstände 686 und 688 geschaltetes Auegleichpotentiometer 684 dient zur Einstellung des negativen Eingangs des Operationsverstärkers 678 gleich der Spannung an der Verbindung des Widerstandes 682 und der Widerstände 690 und 538, wenn vom Multivibrator 526 kein Impulszug kommt. Infolgedessen liegt am Feineinstellpotentiometer 531 bei Abgleich eine Spannung an, so daB der vom Instrument gezogene Strom unabhängig von der Feineinstellung ist. Zur Einstellung des Stroms ist mit dem Widerstand 69Ο ein Potentiometer 694 in Reihe geschaltet. Dieser Strom kann für ein 4-20-mA-Instrument auf 4mA eingestellt werden, wenn vom Multivibrator kein Impulszug ansteht. Alternativ kann ein anderer Strom in einem unterschiedlichen Strombereich eingestellt werden.

Wie erwähnt, flieset praktisch der gesamte vom Instrument gezogene Strom Über den Widerstand 536, so daß gegenüber Masse eine dem vom Instrument gezogenen (Seeamtstrom proportionale Spannung erzeugt wird. Diese Spannung wird über den Widerstand 538 auf den positiven Eingang des Operationsverstärkers 678 rückgekoppelt. Dieser spricht auf ein positives Eingangssignal an, indem er den vom Wideretand 534 und vom Transistor 532 gezogenen Strom erhöht,

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so daß der vom Instrument gezogene Gesamtstrom ansteigt, bis der Spannimgsabfall am Widerstand 636 die Spannung am positiven Eingang des Operationsverstärkers 678 auf die Spannung am negativen Eingang absenkt. Auf diese Weise wird der vom Instrument gezogene Gesamtstrom in geschlossener Schleife geregelt.

Fig. 12a und 12b zeigen den in Fig. 11 dargestellten Zweidraht-Geber. Die Erfindung läßt sich jedoch auch bei batteriegespeister Anwendung verwirklichen, wenn die Rechteckimpulse vom Ausgang des Quadrierverstärkers 620 gezählt oder auf andere Weise integriert und wiedergegeben werden.

Eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Messanordnung wird anhand Fig. 13 erläutert .Danach, sind, wie in den Figuren 11, 12a und 12b, die Klemmen 20 und 21 des Zweidraht-Gebers an die Vollwellen-Gleichrichterbrücke mit den Dioden 70, 72, 74 und 76 angeschlossen. Wie bei den zuvor beschriebenen Ausführungsformen ist es mit den Dioden der Vollwellen-Gleichrichterbrücke möglich, die Polarität der Klemmen 20 und 22 umzukehren, ohne daß der Geber oder übertrager zerstört oder sein Betrieb nachteilig beeinflusst würde, über die Vollwellen-Gleichrichterbrücke ist eine Funkenschutz-Zenerdiode 502 geschaltet, so daß die der Signal· Verarbeitungsschaltung zugefUhrte Spannung begrenzt wird. Der Ausgang der Vollwellen-Gleichrichterbrücke 1st an den Spannungsregler 500 angeschlossen.

Erfindungsgemäß enthält die auf den Leitwert ansprechende Schaltung eine Sägezahn-Leitwert- oder-Widerstandsbrücke^ Die ein· Seite oder Halfte 790 der Brücke enthält eine Stromquelle mit einer festen Nullstromquelle 800 und tiner Stufen-Stromquelle 802, wobei die Stromquellen mit einem Widerstand behaftet sind. Die beiden Stromquellen sind mit

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dem mit einem Kondensator 803 in Reihe geschalteten unbekannten Leitwert verbunden. Die Nullstromquelle 800 bildet einen Bezugswert für den unbekannten Leitwert ab, während die Stufenstromquelle, deren Ausgangsstrom durch eine intern gebildete RUckkopplungsspannung geregelt wird, so daß die Brücke stets abgeglichen wird, den vollen Bereich der Brücke abdeckt. Die Bezugsseite oder -hälfte 792 der Brücke enthält einen mit einem Kondensator 806 in Reihe geschalteten Widerstand 804.

Die Zeit, die die Stromquellen 800 und 802 benötigen, um die Spannung an dem unbekannten Leitwert zwischen Sonde und Masse sägezahnförmig zu ändern, wird mit der Zeit verglichen, die notwendig ist, daß der Bezugswiderstand 804 die Spannung am Bezugskondensator um einen festen Betrag ändert. Hierzu ist eine einen Komparator 810 enthaltende RUckfUhrschaltung 808 über den Kondensator 803 und den Sonde- Nasse- Leitwert geschaltet. Gemäß Fig. 13 1st der postive Eingang des Komparators 810 an die Verbindung des Kondensators 803 und der Stromquellen 800 und 802 angeschlossen. Der negative Eingang des Komparators 810 ist an eine Bezugspannungsquelle 812 angeschlossen. In der gezeigten Stellung der Schalter und 816 können sich der unbekannte Leitwert Sonde-Masse.. und der Kondensator 803 sägezahnföraig entsprechend dem Strom aus den Stromquellen 800 und 802 aufladen.

Gleichzeitig vergleicht ein Komparator 818 des Zeitdifferenzdetektors 820 die Spannung am Bezugskondensator 806 mit der Spannung einer Bezugspannungsquelle 822. Liegt der Schalter 824 der Rücksetzschaltung 608 In der gezeigten Stellung, so kann sich der Kondensator 806 aufladen. Da der Bezugswiderstand 804 und der Bezugskondensator

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eine kürzere Zeitkonstante haben als der Kondensator 803, der Sonde-Masse-Leitwert und der hiermit verbundene Widerstand, ändert sich der Aüsgangszustand des Komparators 818 vor dem des !Comparators 810. Wenn die positive Eingangsspannung des !Comparators 810 auf einen ausreichend hohen Wert ansteigt, ändert sich der Ausgangszustand des !Comparators 810, wodurch die Schalter 814, 816 und 824 in die entgegengesetzte Stellung umgeschaltet werden. Liegt der Schalter 816 in der entgegengesetzten Stellung, so wird dem negativen Eingang des !Comparators 810 eine Rücksetz-spannung zugeführt. Während der RUcksetζsperiode nehmen die Spannung an der Sonde-Masse-Kapazität und die Spannung am Bezugskondensator 806 so lange ab, als die am positiven Eingang des Komparators 810 unter die Rückwert-Bezugsspannung V_RS fällt. Zu dieser Zeit kehren die Schalter 814, 816 und 824 in die gezeigte Stellung zurück, so daß ein neuer Ladezyklus beginnt. Nach dem Rücksetzen ändert sich der Ausgangszustand des Komparators 818 und es wird ein Impuls-Ausgangssignal erzeugt, das die Größe des unbekannten Leitwerts Sonde-Masse wiedergibt. Mit anderen Worten, die Impulsbreite der Rechteckwelle stellt die Zeitdifferenz der Ladung des Bezugskomparators 806 gegenüber dem Sonde-Masse- Leitwert dar.

Das rechteckförmige Auegangssignal des Komparators 810, das durch die Schalteinrichtung 826 erzeugt wird, wird einem Tiefpassfilter Θ28 zugeführt. Ee ergibt eich am Ausgang des Filters eine mittlere Gleichspannung, die proportional ist der Differenz der Ladegeschwindigkeit des Sonde-Masse-Leitwerts und des Bezugs-Leitwerte 806. Das Auegangesignal des Tiefpaeefiltere 828 wird einem Verstärker 830 zugeführt, der ein· Rückkopplungsspannung zur Steuerung der Stufenetromquelle 802 liefert.

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Das Ausgangssignal des Zeitdifferenzdetektors 820 wird einem Modulator 832 zugeführt. Mach einem wesentlichen Merkmal der Erfindung ist der direkt an die Sondenschaltung angeschlossene Modulator 832 tob Rest der Geberschaltung durch einen Isoliertransformator 834 mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung 836 bzw. 838 isoliert. Die Modulation erfolgt durch Zerhacken des Ausgangsgleichstroms des Verstärkers 830 entsprechend dem Ausgangssignal eines Oszillators 840. Die Zerhackerschaltung des Modulators 832 besteht aus eines Verstarker 842 und einem Schalter 844.

Der Oszillator 840 enthfilt eines Rechteckoszillatorabschnitt 846, der direkt an den Spnsregler 500 angeschlossen ist, und einen isolierten Speiseabschiiitt, der mit dem Oszillator 846 durch einen Isoliertransformator 850 gekoppelt ist. Die Sekundärwicklung des Ti wi ιιιΠιιι—f in 11 850 der Isolierten Speiseeinrichtung 848 bildet ein« Zerfeackerateuerung für den Modulator 832. Der isoliert· Speiseabschnitt 848 speist ferner +?1 und +5 V in den Teil des Zweidrahtgebers 1, der direkt mit der Sonde und Mass« verunden ist. Der restliche» einen Demodulator 852 und «Ine Ausgangsschaltung 854 enthaltende Geberteil wird Tom Spannungsregler 500 mit einer Ausgangsspannung τοη to T

Gemäß Fig. 13 enthält der Demodulator 852 «inen Synchrongleichrichter aus einem rrmr 856 und einer Schalteinrichtung 858« der das ca des* frryfgytpng 838 des Transformators 83% 'f*^> demodullert. Die sich ergebende gl«lenfi*rljc&tet« τ^τ^^έ-ε«,»,«^,»,,»^ wird zur Qitferntang: d*r ecL über «inen Tiefpassfilter 860 gmJUhft» bevor «s cn dl« Ausgangs— Schaltung 85% «sftjftXcgt: wird.

Die Ausgangsschaltung 854 enthält einen anhand der Figuren 11, 12a und 12b beschriebenen Verstärker 530, den Transistor 532 und die Widerstände 534, 536 und 538. Weiter enthält die Ausgangsschaltung 854 eine Vorspannschaltung 862, die zwischen Masse und den invertierenden Eingang des Verstärkers 530 geschaltet ist, sowie einen zwischen den Tiefpassfilter 860 und den direkten Eingang des Verstärkers 530 geschalteten Widerstand 864.

Bei der AusfUhrungsform der Fig. 13 ist zur Verwendung zusammen mit einem Abschirmanschluß ein Abschirmpuffer 865 vorgesehen. Der Abschirmanschluß dient als Schutzelektrode und verhindert, daß lange Kabel und überzüge die Messung des Leitwerts Sonde-Masse beeinflussen. Der Abschirmpuffer 865 enthält einen Verstärker 866, dessen nichtinvertierender Anschluß an den Sondenanschluß angeschlossen ist. Der Ausgang des Verstärkers 866 ist an den Abschirmanschluß angeschlossen und speist somit die Abschirm- oder Schutzelektorde mit im wesentlichen dem gleichen Potential wie die Sonde. Auf diese Weise wird der Einfluß langer Kabel und überzüge auf die Messung verhindert.

Bei der Schaltung der Fig. 13 bildet die Seite mit dem unbekannten Leitwert der Brücke 790 eine Schaltung zu Schutz der Sonde und der AbschirmanschlUsse. So sind zwischen Sonde und Abschirmanschlüssen zwei antiparallel geschaltete Dioden 868 vorgesehen. Zusätzlich sind zwischen Abschirmung und Masse zwei antiparallel geschaltete Zenerdioden 870 vorgesehen. Bei diesem Aufbau unterbricht die Abschirmung jegliche Streukopplung zwischen den Dioden 868 und 870.

Die Schaltung der Fig. 13 wird nun anhand der Figuren 14a bis 14d näher erläutert. Gemäß Fig. 14a enthält der Spannungsregler 500 im wesentlichen die gleichen Komponenten wie bei dem Ausführungsbeispiel der Figuren 11, 12a und 12b.

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Zusätzlich enthält der Spannungsregler 500 einen Anlaufwiderstand 900 zwischen der Leitung B+ und der Leitung +10 V.

Gemäß Fig. 14a enthält der Oszillator 840 einen Multivibrator mit Transistoren 902 und 904, Kondensatoren 906 und 908 und Widerständen 910, 911, 912, 914 und 916. Der Isoliertransformator 850, der eine Hochspannungs isolation zwischen den Teilen bildet, enthält eine direkt an die beiden Übertragungsleitungen angeschlossene Primärwicklung 918. In den Teil der Oszillatorschaltung 848, der die Sekundärwicklung. 920'enthält,speist den an die Sonde und an Nasse angeschlossenen Teil des Gebers. Das Ausgangssignal der Sekundärwicklung 920 wird durch Dioden 922 gleichgerichtet und durch Kondensatoren 924 gefiltert. Auf diese Weise entstehen die Spannungen von -1-11 und + 5 V auf den entsprechenden Speiseleitungen. Von einer Klemme 926 der Sekundärwicklung 920, deren mittlere Anzapfung auf Masse geführt ist, wird ein Moduliersignal abgegriffen.

Anhand Fig. 14c wird die Seite 790 der Brücke näher beschrieben, die den unbekannten Leitwert Sonde-Masse enthält. Wie erwähnt, sind die Nullstromquelle 800 und die Stufenetromquelle 602 in Reihe mit dem Kondensator 805 und dem unbekannten Leitwert Sonde-Masse geschaltet. Die Stromquelle 800 wird durch eine von der +5-V-Speiseleltung abgegriffene . Spannung mittels eines Fein- Nullpotentiometer 928 geregelt, das in Reihe mit den Widerständen 930 und 932 geschaltet ist. Das Potentiometer 928 ist an den direkten Anschluß eines Operationsverstärkers 934 angeschlossen, dessen Ausgang an Transistoren 936 und 938 angeschlossen ist.Der Kollektor des Transistors 936 ist über einen Widerstand 940 an den Kondensator 8Θ3

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angeschlossen. Der Emitter des Transistors 936 und der Kollektor des Transistors 938 sind an einen Null-Stufenwiderstand 942 angeschlossen, der der Einfachheit halber als Potentiometer dargestellt ist. An dem Stufenwiderstand . 942 entsteht eine RUckkopplungsspannung, die dem indirekten oder negativen Eingang des Operationsverstärkers 934 zugeführt wird. Je nach den Änderungen des variablen Widerstandes 942 steigt oder sinkt der Strom vom Operationsverstärker 934, so daß ein Abgleich zwischen dem Eingangssignal am indirekten und dem Eingangssignal am direkten Anschluß des Operationsverstärkers 934 erzielt wird. In diesem Zusammenhang sei erwähnt, daß mit negativer werdender Spannung vom Feineinstellpotentiometer 928 der Strom von der Nullstromquelle 800 steigt. Die Stromquelle 800 enthält weiter einen mit einem Kondensator 946 in Reihe geschalteten Widerstand 944, die zwischen den Ausgang des Operationsverstärkers 934 und die +5 V-Speiseleitung geschaltet sind. Zwischen die +5 V-Speiseleitung und den Operationsverstärker 934 ist ein Speisewiderstand 948 geschaltet.

Die Stufen-Nullstromquelle 802 enthält die gleichen Bestandteile wie die Stromquelle 800. Der Einfachheit halber werden in Fig. 14c die gleichen Bezugszeichen mit dem Zusatz S verwendet. Der einzige Unterschied zwischen den Stromquellen 802 und 800 ist die Anwendung einer Rückkopplungsspannung am direkten Eingang des Operationsverstärkers 934 S. Hierdurch wird ein Abgleich zwischen der Seite 790 des unbekannten Leitwerts der LeitwertbrUcke und der Bezugsseite 792 derselben aufrecht erhalten.

Im Gegensatz zu RF- oder HF-Regelungen sind sämtliche Regelungen für den mit Masse verbundenen Teil des Gebers sämtlich Gleichstromregelungen. Die Regelungen enthalten variable Widerstände in der Nullstromquelle und der

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Stufen- oder Spannenstromquelle zur Einstellung der Ladegeschwindigkeit des unbekannten Leitwerts Sonde-Masse.

Gemäß Fig. 14 d enthält die RUcksetζschaltung 808 einen als Schalter 840 dienenden Transistor 950, der an den positiven Anschluß des !Comparators 810 angeschlossen ist. Ein Feldeffekttransistor 952 wirkt zusammen mit einem Transistor 954 als Schalter 816 zur Steuerung des negativen Eingangs des !Comparators 810. Ein dem Kondensator 806 parallelgeschalteter Transistor 956 dient als Schalter 824.

Die Rücksetzschaltung 808 arbeitet folgendermassen. Die beiden Stromquellen 800 und 802 laden den Kondensator 803 und den unbekannten Leitwert (Fig. 14c), bis die Spannung an diesen gleich ist der Spannung am negativen Eingang des Komparators 810, die durch die +5-V-Speisung und die Widerstände 958, 960, 962, 964 und 966 bestimmt wird. Dann schaltet der Komparator 810 den Feldeffekttransistor 952 ein, wodurch die Rücksetzung erfolgt und gleichzeitig die Spannung am negativen Eingang des Komparators 810 über den Widerstand 962 auf eine kleine Spannung vermindert wird. Gleichzeitig schaltet der Transistor 954 den Transistor 950 ein, der die Reihenschaltung aus Kondensator und unbekanntem Leitwert entlädt, bis die daran abfallende Spannung unter die Spannung am negativen Eingang des Komparators 810 fällt. Die RUcksetzung ist damit beendet und der Ladezyklus wiederholt sich. Die RUcksetζschaltung enthält ferner Widerstände 968, 970, 972 und 974, die die Transistoren 950 und 956 vorspannen. Weiter ist der Komparator 810 über einen Widerstand 976 mit der +5-V-Speiseleitung verbunden.

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Gemäß Fig. 14d enthält die Bezugsseite der Brücke 792 den Bezugskondensator 806 und den Bezugswiderstand 804. Wird die Zeitkonstante der Bezugsseite 792 der Brücke kürzer als die der Stromquellen und des durch den Kondensator 803 und den unbekannten Leitwert Sonde-Masse gebildeten Leitwerts gewählt, so löst der Komparator vor dem Komparator 810 aus.Die Spannung am Kondensator 806 wird mit der an dem Spannungsteiler erzeugten verglichen, der die Widerstände 978 und 980 enthält. Der Schalter der Fig. 13 enthält einen Felteffekttransistor 982, der über einen Widerstand 984 an die +5-V-Spelseleitung und über einen Widerstand 986 an den positiven Eingang des Verstärkers 990 angeschlossen ist. Der positive Eingang des Verstärkers 990 ist weiter über einen Kondensator 988 an die +5-V-Speiseleitung angeschlossen. Wenn der Komparator 818 ausgelöst wird, wird die Spannung an der Verbindung des Transistors 982 und der Widerstände 986 und 984 nach Masse gezogen. Bei Einleitung der Rüclcsetzfunktion entlädt der Transistor 956 in der Rücksetzschaltung 808 den Kondensator 806, so daß die Spannung an der Verbindung des Transistors 982 und der Widerstände 986 und 984 auf +5 V zurückkehrt. Der Widerstand 986 und der Kondensator 988 bilden den Tiefpassfilter 828, der den sich ergebenden negativen Rechteckimpuls ausfiltert, so daß eine der Ladezeitdifferenz zwischen der Bezugshälfte der Brücke 792 und der unbekannten Bezugsseite der Brücke 790 proportionale Gleichspannung entsteht.

Die Spannung am Kondensator 988 wird durch einen Verstärker 990 verstärkt, der über einen Widerstand 992 von der +5-V-Speiseleitung gespeist wird. Die Verstärkung des Verstärkers 990 ist proportional, dem Verhältnis der Summe eines Rückkopplungswiderstandes 992 und eines Widerstandes 994 zum Widerstand 994 allein. Das Ausgangssignal des Verstärkers 990 wird auf die unbekannte Seite der Brücke 790, d.h.

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auf die Spannenstromquelle 802 rückgekoppelt, wodurch der Verstarker 934 S geregelt wird.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 990 wird im Modulator 832 durch den Schalter 844 zerhackt,der die Feldeffekttransistoren 996 und 998 enthält. Die Modulation ist synchron zur Speisung vom Isoliertransformator 920 (Fig. 14a) an der Klemme 926, die mit der Verbindung der Feldeffekttransistoren Über einen Kondensator 1000 verbunden ist. Die Vorspannung an der Verbindung der Feldeffekttransistoren 996 und 898 wird von in Reihe geschalteten Widerständen 1002 und 1004 abgegriffen. Das sich ergebende, von den Feldeffekttransistoren 996 und 998 erzeugte Rechtecksignal wird über einen Kondensator 1008 dem Isoliertransformator 834 zugeführt.

Der Ausgang der Sekundärwicklung 838 des Transformators 894 ist an den Demodulator 832 angeschlossen, der anhand Fig. 14b näher erläutert wird.

Das dem Demodulator 852 zugeführte Rechtecksignal veränderlicher Amplitude wird synchron durch die Schalteinrichtung 858 gleichgerichtet, die Feldeffekttransistoren 1010,1012, 1014 und 1016 enthält. Die Verbindung der Feldeffekttransistoren wird durch ein vom Oszillator 840 erzeugtes Rechtecksignal gespeist, der über einen Kondensator 1018 mit dem Gate der Feldeffekttransistoren 1020 und 1022 verbunden ist. Widerstände 1024 und 1026 spannen die Gates der Transistoren 1020 und 1022 vor. Die erzeugte Spannung (Vollwellen-Gleichrichtung) wird dem einen Widerstand 1028 und einen Kondensator 1030 enthaltenden Filter 860 zugeführt. Die Gleichspannung am Ausgang des Filters 860 wird der Ausgangsschaltung 854 zugeführt, die den Ausgangsverstärker 530, die Transistoren 532 und die Widerstände 864, 534, 536 und 538 enthält. Die Ausgangsschaltung enthält ferner eine WiderstandsbrUcke aus Widerständen 1032, 1034 und 1036.

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Der Widerstand 538 bildet weiter einen Teil dieser Widerstandsbrücke, die bei einer positiven Spannung am Kondensator 1030 unabgeglichen ist. Durch das sich ergebende positive Eingangssignal am Verstärker 530 wird der Ausgangsstrom erhöht; dieser Ausgangsstrom wird durch den Widerstand 536 gemessen,der eine dem Strom proportionale Spannang erzeugt. Der Widerstand 536 liegt in Reihe zum Widerstand 538,so daß die Widerstandsbrücke beim gewünschten Ausgangsstrom wieder abgeglichen wird. Auf diese Weise wird der Ausgangsstrom in Abhängigkeit von der vom Demodulator 852 erzeugten Spannung konstant gehalten. Der von der Ausgangsstufe des Verstärkers 530 gezogene Strom fliesst über den als Ermitterfolger geschalteten Transistor 532 von der Leitung B+, wodurch die Gefahr ausgeschaltet wird, daß der Ausgangsstrom die 10-V-Spannungsversorgung stört. Aus diese Weise wird jede Möglichkeit, daß der Ausgangsstrom die anderen Schaltungen stört, ausgeschaltet. Die Ausgangsschaltung 854 enthält weiter einen Speisewiderstand 1038 und eine RC-Reihenschaltung mit einem Widerstand 1040 und einem Kondensator 1042. Zu dem Widerstand 1034 ist ein Kondensator 1044 parallelgeschaltet.

Anhand Fig. 14c wird der Abschirmpuffer 864 beschrieben. Die Basis eines Transistors 1046 bildet den positiven Eingang des Abschirmpufferverstärkers 866. Der Basis wird über einen Kondensator 1048 die Sondenspannung zugeführt. Dabei wird der Arbeitspunkt des Transistors 1046 durch einen Widerstandsteiler vorgegeben, der Widerstände 1050, 1052 und 1054 enthält, der durch einen Kondensator 1056 auf den Ausgang des Verstärkers gezogen ist. Der negative Eingang des Verstärkers 866 ist der Emitter des Transistors 1046. Aus diese Weise wird der Shunteffekt des Widerstandes 1054 auf den Eingang des Verstärkers 866 durch dessen

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Verstärkung vermindert. Der vom Transistor 1046 gezogene Strom ist proportional der Fehlerspannung» d.h., der Spannung an der Basis abzüglich der Spannung am Emitter, multipliziert mit dem Vorwärts-Ubertragungsleitwert des Transistors 1046. Dieser Strom erzeugt am Widerstand 1060 einen Spannungsabfall und wird durch einen Transistor 1058 verstärkt. Die Ausgangsspannung am Kollektor des Transistors 1058 wird den Basen der Transistoren 1062 und 1064 zugeführt, die als Emitterfolger geschaltet sind, so daß die Spannung am Ausgang des Transistors 1058 bei wesentlich niedrigerer Impedanz im wesentlichen wiedergegeben wird. Die Emitterfolger-Transistoren arbeiten nach Klasse A/B. Der Reserve-Vorstrom wird durch in Reihe geschaltete Dioden 1066 und 1068 und Widerstände 1070 und 1072 vorgegeben. Die Dioden 1066 und 1068 kompensieren die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren 1062 und 1064. Der Widerstand 1070 erzeugt die Spannung, die die Transistoren am Widerstand 1072 aufrechterhalten. Da die Dioden und die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren ähnliche Temperaturkoeffizienten haben, ist der Vorstrom von der Temperatur des Verstärkers praktisch unabhängig konstant.

Ein Kondensator 1074 hält die Speisespannung an den Basen beider Transistoren konstant,während ein Kondensator 1076 eine niedrige Ausgangsimpedanz für positive und negative Ausgangsstrome aufrechterhält. Ein Kondensator 1078 bildet den Hauptpol des Verstärkers 866, sd daß dessen Verstärkung unterhalb der Frequenz, bei der eine Phasenverschiebung von 180° erzielt wird, auf Eins gehen kann. Auf diese Weise wird der Verstärker 866 an parasitäten Schwingungen 'gehindert. Das Ausgangssignal des Verstärkers 866 wird über einen Kondensator 1080 dem Abschirmanschluß zugeführt, so daß Gleichspannungskomponenten von der Abschirmung ferngehalten und somit eine elektrolytische Korrosion der

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Abschirmelektrode verhindert wird. Zwischen die Abschirmung und Masse ist ein Widerstand 1082 geschaltet.

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Claims (35)

1. PATENTAHWÄl TE

   SCHIFF v. FÜNER STREHL SCHÜBEL-HOPF EBBINGHAUS FINCK

   MARIAHILFPLATZ 2 A 3. MÖNCHEN SO POSTADRESSE: POSTFACH 95 O1 6O, D-8OOO MÖNCHEN 95

   KARL LUOWIQ SCHIFF

   DIPL. CHEM. OR. ALEXANDER V. FÜNER

   DIPL. INQ. PETER STREHL

   DIPL. CHEM. OR. URSULA SCHÜBEL-HOPF

   DIPL. INQ. DIETER EBBINGHAUS

   DR. INQ. DIETER FINCK

   TELEFON (OSO) «β 2OB'

   TELEX S-93B66 AURO D

   TELEGRAMME AUROMARCPAT MÜNCHEN

   DREXELBROOK CONTROLS, INC. DA-K1850 21. November 1977

   Zusatz zu Patentanmeldung P 25 41 908.3

   Leitwert-Meßanordnung zur überwachung des Zustandes von Materialien

   P_a_t_e_n_t_a_n_s_g_r_ü_c_h_e£

   /\ Zweidraht-Geberanordnung mit einer Spannungsquelle und einer Belastung an einer und einem Zweidraht-Geber an einer anderen Stelle, die durch zwei Übertragungsleitungen miteinander verbunden sind, die einen variablen Signalstrom führen, gemäß Patentanmeldung P 25 41 908.3» gekennzeichnet durch eine Leitwert- bzw. Impedanz-Meßsonde (400) mit einer Tastelektrode (412) zur Erfassung des Zustandes und des diesem entsprechenden Leitwerts der Materialien, durch eine an die den Zustand der Materialien darstellende Sonde angeschlossene, auf den Leitwert ansprechende Schaltung (504, 508, 516), und durch eine an die auf den Leitwert ansprechende Schaltung angeschlossene Ausgangseinrichtung (854) zur Veränderung des Signalstroms entsprechend dem Zustand der Materialien.

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2. 2. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Leitwert ansprechende Schaltung folgende Bestandteile enthält: einen ersten Oszillator (50A) mit einer die Frequenz bestimmenden Schaltung, der an die Leitwert-Tastsonde angeschlossen ist und ein erstes Signal erzeugt, dessen Frequenz sich bei Änderungen des Leitwerts der Materialien ebenfalls ändert, einen zweiten Oszillator (508), der ein zweites Signal mit einer im wesentlichen konstanten Bezugsfrequenz erzeugt, und einen an die beiden Oszillatoren angeschlossenen Frequenzdifferenz-Detektor (516), der an die Ausgangseinrichtung (854) angeschlossen ist.
3. 3. Geberanordnung nach Anspruch 2, dadurch g e k e η nze i chnet, daß die auf den Leitwert ansprechende Schaltung (504, 508, 516) über die beiden Übertragungsleitungen von der Spannungsquelle gespeist wird.
4. 4. Geberanordnung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine an die auf den Leitwert ansprechende Schaltung (504, 508, 516) angeschlossene Spannungsregeleinrichtung (500) zur Zufuhr einer geregelten Spannung von der Spannungsquelle zu der auf den Leitwert ansprechenden Schaltung.
5. 5. Geberanordnung nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine an die beiden Übertragungsleitungen (20, 22) angeschlossene Funkenschutzeinrichtung (502).

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6. 6. Geberanordnung nach Anspruch 5» gekennzeichnet durch eine an die beiden Übertragungsleitungen (20, 22) angeschlossene Vollwellen-Gleichrichterbrücke (70 - 76), so daß die Polarität der Übertragungsieitungen beim Anschluß des Gebers an dieselben umkehrbar ist.
7. 7. Geberanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdifferenz-Detektor (516) eine Einrichtung zur Umsetzung seines Ausgangssignals in die Digitalform enthält.
8. 8. Geberanordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdifferenz-Detektor (516) einen Komparator (600) zur Erzeugung eines Differenzsignals enthält, das die Frequenzdifferenz zwischen dem ersten und zweiten Signal wiedergibt.
9. 9. Geberanordnung nach Anspruch 2, dadurch g e k e η nzeichnet, daß der erste und der zweite Oszillator (504, 508) eine Brücke enthalten, deren eine Hälfte die Leitwert-FUhlsonde des ersten Oszillators und deren andere Hälfte die Bezugsfrequenzschaltung des zweiten Oszillators enthält.
10. 10. Geberanordnung nach Anspruch 9» gekennzeichnet durch ein an die Sonde und eine Ausgleichklemme in der anderen Seite der Brücke angeschlossenes Sondenkabel, und durch ein an das Sondenkabel angepaßtes und an die Ausgleichklemme angeschlossenes Kabel.

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11. 11. Geberanordnung nach Anspruch 2, dadurch g e k e η nze i chnet, daß die Ausgangseinrichtung (854) eine Einrichtung (534, 536, 538, 862) zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals enthält, das im wesentlichen proportional ist dem Signalstrom.
12. 12. Geberanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Leitwert der Leitwert-Sonde (400) von dem ersten Oszillator (504) gleichstromisoliert ist.
13. 13. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Leitwert ansprechende Schaltung folgende Bestandteile enthält: eine erste Leitwert-Einrichtung, die an die Tastsonde (400) angeschlossen ist und den Leitwert der Materialien umfaßt, eine einen Bezugs-Leitwert enthaltende zweite Leitwert-Einrichtung, eine Ladestrom-Einrichtung, die zu ihrer Ladung an die beiden Leitwert-Einrichtungen angeschlossen ist, eine Entladeeinrichtung, die zu ihrer Entladung an die beiden Leitwert-Einrichtungen angeschlossen ist, und einen Ladegeschwindigkeits-Detektor zur Erfassung der Ladegeschwindigkeitsdifferenz zwischen der ersten und zweiten Leitwert-Einrichtung.
14. 14. Geberanordnung nach Anspruch 13, dadurch g e k e η nze i chnet, daß die Ladestromeinrichtung eine erste Nullstromquelle (800) und eine zweite Spannenstromquelle (802) enthält.

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15. 15. Geberanordnung nach Anspruch 13» dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Leitwert-Einrichtungen eine Leitwert-Brücke enthalten.
16. 16. Geberanordnung nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß die erste Leitwert-Einrichtung eine erste Seite der Brücke und die zweite Leitwert-Einrichtung eine zweite Seite der Brücke bilden» wobei der Ladegeschwindigkeits-Detektor die Differenz der Ladezeit der ersten Seite verglichen mit der der zweiten Seite erfaßt.
17. 17. Geberanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Brücke und die Lade ströme inrichtung von den Übertragungsleitungen (20, 22) gleichstromisoliert sind.
18. 18. Geberanordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladestromeinrichtung eine Einrichtung zur Einstellung des Ladegleichstroms durch Einstellung des Gleichstromflusses enthält.
19. 19. Geberanordnung nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch eine Ruckkopplungseinrichtung, die den Ladegeschwindigkeits-Detektor zum Wiederabgleich der Brücke mit der Stromquelle verbindet.
20. 20. Geberanordnung nach Anspruch 13» gekennzeichnet durch eine Schutzeinrichtung (865) und einen Schutzverstärker (866) mit einem an die Sonde (400) angeschlossenen Eingang, dessen Ausgang zum Treiben der Schutzeinrichtung mit im wesentlichen dem gleichen Potential wie die

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    Sonde an die Schutzeinrichtung angeschlossen ist.
21. 21. Geberanordnung nach Anspruch 20, gekennzeichnet durch zwischen die Sonde (400) und die Schutzeinrichtung (865) antiparallel geschaltete Dioden (868), und durch zwei in Reihe zwischen die Abschirmeinrichtung und Masse einander entgegengeschalte Zenerdioden (870).
22. 22. Geberanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Leitwert ansprechende Schaltung (504, 508, 516) über die beiden Übertragungsleitungen durch die Spannungsquelle gespeist wird.
23. 23. Geberanordnung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung eine Einrichtung zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals enthält, das im wesentlichen proportional ist dem Signalstrom.
24. 24. Geberanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung einen an den Ladegeschwindigkeits-Detektor angeschlossenen Modulator (832) zur Erzeugung eines Wechselstromsignals enthält, das das Rückkopplungssignal wiedergibt, sowie einen Demodulator (852) zur Demodulation des modulierten Wechselstromsignals, eine Gleichstromisolationseinrichtung (834) zur Kopplung von Demodulator und Modulator, und einen an den Demodulator angeschlossenen Ausgangsverstärker (530), der an die beiden Übertragungsleitungen (20, 22) zur Regelung des vom Zweidraht-Geber gezogenen Stroms angeschlossen ist.

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25. 25. Geberanordnung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine an die Leitwert-Fühlsonde (400) angeschlossene Funkenschutzeinrichtung.
26. 26. Geberanordnung nach Anspruch 25» gekennzeichnet durch eine mit der Sonde verbundene Schutzeinrichtung, wobei die Funkenschutzeinrichtung zwischen Sonde und Schutzeinrichtung und Schutzeinrichtung und Masse geschaltet ist, so daß die Schutzeinrichtung Streuwege in den Schutzeinrichtungen unterbricht.
27. 27. Geberanordnung nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch eine an die Übertragungsleitungen angeschlossene Funkenschutzeinrichtung.
28. 28. Geberanordnung nach Anspruch 13» gekennzeichnet durch eine an die beiden Übertragungsleitungen angeschlossene Oszillator-Einrichtung, durch eine Gleichspannungsspeisung mit an die auf den Leitwert ansprechende Schaltung angeschlossenem Verstärker, und durch einen Oszillator und Gleichspannungsspeisung verbindenden Transformator .
29. 29. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangseinrichtung (854) einen Ausgangsverstärker (530) mit einer Spannungsrückkopplungsschaltung mit einem Widerstand (534, 536, 538) enthält, durch den der vom Zweidraht-Geber gezogene Gleichstrom fließt, so daß der Stromfluß bei allen Strömen stabilisiert wird.
30. 30. Geberanordnung nach Anspruch 1, gekennzeich-

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    net durch eine an die beiden Ubertragungsleitungen (20, 22) angeschlossene Vollwellen-Gleichrichterbrücke (70 - 76), so daß der Strom durch zwei Dioden fließen kann, wenn die Klemmen mit einer Polarität und durch die beiden anderen Dioden fließen kann, wenn die Klemmen der Brücke in der Gegenpolarität an die Übertragungsleitungen angeschlossen sind.
31. 31. Zweidraht-Geber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Leitwert ansprechende Schaltung (504, 508, 516) eine Brücke mit einem unbekannten Leitwert auf der einen Seite der Brücke, der den Zustand der Materialien wiedergibt, und einen Bezugs-Leitwert auf der anderen Seite der Brücke enthält.
32. 32. Geberanordnung nach Anspruch 31, gekennzeichnet durch eine mit der Brücke verbundene Spanneneinstelleinrichtung .
33. 33. Geberanordnung nach Anspruch 31, gekennzeichnet durch eine mit der Brücke verbundene Nulleinstelleinrichtung.
34. 34. Geberanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine an die Übertragungsleitungen angeschlossene und von diesen gespeiste, geregelte Spannungsversorgung.
35. 35. Geberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Leitwert der Leitwert-Sonde (400) von den Übertragungsleitungen gleichstromisoliert ist.

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