DE2541908C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Zweidraht-Meßumformer der im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschriebenen, aus der GB 13 35 349 bekannten Art.

Bisher wurden Zweidraht-Meßumformer zur Überwachung verschiedener Zustände an entfernten Stellen verwendet. Der Zweidraht-Meßumformer ist über zwei Übertragungsdrähte mit einer Spannungsquelle und einer an einer anderen Stelle angeordneten Belastung in Reihe geschaltet. Ändert sich der zu überwachende Zustand am Meßumformer, so ändert sich der wirksame Reihenwiderstand am Meßumformer und damit der vom Meßumformer gezogene Strom, der (im allgemeinen proportional) den zu überwachenden Zustand wiedergibt. Zweidraht-Meßumformer dieser Art sind für geringen Leistungsverbrauch ausgelegt, da die an der entfernten Stelle zur Verfügung stehende Leistung begrenzt sein kann. In manchen Fällen kann es auch notwendig sein, daß der Zweidraht-Meßumformer eigensicher ist, so daß er auch in explosionsgefährdeter Umgebung zur Überwachung von Zuständen verwendet werden kann. Unter diesen Umständen wird die üblicherweise mit einem niedrigen Leistungsverbrauch einhergehende niedrige Energie wichtig, um die Möglichkeit einer Zündung und Explosion auszuschließen.

Die bekannten Zweidraht-Meßumformer können zwar zur Überwachung verschiedener Arten von Zuständen verwendet werden, die herkömmliche HF-Leitwertmessung ist jedoch für Zweidraht-Meßumformer aus folgenden Gründen nachteilig.

Wenn zwischen einer Meßelektrode und einer Bezugsfläche, beispielsweise einem mit Masse verbundenen Behälter, der HF-Leitwert gemessen wird, wird hinsichtlich des Leistungsverbrauchs der zur Kapazität zwischen der Meßelektrode und dem mit Masse verbundenen Behälter parallelliegende Widerstand sehr wichtig. Bisher wurde allgemein angenommen, daß in einer ausreichend großen Zahl von Anwendungsfällen der Shuntwiderstand ausreichend gering ist, so daß die von einem Strom von 4 mA gelieferte Leistung bei einem 4- bis 20-mA-Zweidrahtmeßumformersystem nicht ausreicht, um den Zweidraht-Meßumformer mit Leistung zu versorgen. Mit anderen Worten, der Shuntwiderstand allein kann mehr Leistung verbrauchen, als in dem Zustand, in dem 4 mA fließen, zur Verfügung steht, so daß zum Betreiben der Schaltung des Gebers wenig oder keine Leistung übrigbleibt.

Damit die Leitwertmessung genau ist, muß eine zuverlässige, phasenempfindliche Messung bzw. Erfassung angewendet werden. Um diese Zuverlässigkeit zu gewährleisten, muß eine starke Spannungsquelle verwendet werden, die sich mit den oben beschriebenen Forderungen eines Zweidraht-Meßumformers nach niedriger Leistung und der zur Verfügung stehenden Leistung nicht verträgt, und zwar wegen des Shuntwiderstandes. Diese Faktorenkombination beschränkt die Leistung in starkem Maße, die im allgemeinen zur Erzeugung eines zuverlässigen HF-Signals von einem geeigneten Oszillator als notwendig betrachtet wird. Ähnliche Einschränkungen ergeben sich hinsichtlich der Leistung, die im allgemeinen als notwendig betrachtet wird, um zu gewährleisten, daß der Phasendetektor mit hoher Zuverlässigkeit arbeitet.

Eine weitere Schwierigkeit, die insbesondere bei Leitwertmessungen besteht, ist die Isolation der Brücke, in die der zu messende, unbekannte Leitwert geschaltet ist. Typischerweise besteht der zu messende, unbekannte Leitwert zwischen einer Meßelektrode und Masse, wie es in der US 37 81 672 und der US 37 06 980 beschrieben ist. Jedoch kann eine Spannungsquelle an einem von der Brücke entfernten Ort wie im Fall des Zweidraht-Meßumformers nicht derart mit Masse verbunden werden, wie es für die Brücke erforderlich ist. Die Brücke muß daher von der Brückenspannungsquelle isoliert werden, damit die Brücke ohne Berücksichtigung der Spannungsversorgungsschaltung mit Masse verbunden werden kann. Wird die Spannung an dem unbekannten Wert bzw. Widerstand vermindert, um den Leistungsverbrauch auf ein Minimum zu senken, so muß darüber hinaus das das Ungleichgewicht der Brücke darstellende Signal, die Diagonalspannung, verstärkt werden. Es besteht daher das Problem der Schaffung einer isolierten Spannungsquelle für eine derartige Verstärkung.

Aus der eingangs erwähnten GB 13 35 349 ist ferner ein Zweidraht-Meßumformer bekannt, mit dem Kapazitäts- oder Impedanzänderungen erfaßt werden können. Die Kapazitätsänderung wird dabei mit Hilfe eines mechanischen Wandlers indirekt gemessen, wodurch sich eine begrenzte Meßgenauigkeit ergibt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Zweidraht-Meßumformer der eingangs genannten Art derart weiterzubilden, daß die Meßgenauigkeit und Meßzuverlässigkeit durch eine direkte Messung der Impedanz bzw. der Kapazität gesteigert werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 beschriebenen Merkmale gelöst.

Mit Hilfe der Erfindung läßt sich somit die Impedanz bzw. die Kapazität direkt mittels einer Meßelektrode messen, wobei dazu ein geringer Leistungsbedarf erforderlich ist.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche 2 bis 20.

Durch Begrenzung der Spannung am Zweidraht-Meßumformer auf weniger als kann ein angemessener Leistungsverbrauch sichergestellt werden.

Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung sind Einrichtungen zur Gleichstromisolation der Brücke vom Hochfrequenz-Signalgenerator und der Ausgangsschaltung vorgesehen. Die Gleichstrom-Isolationseinrichtung kann einen Transformator enthalten, dessen Primärwicklung an den Hochfrequenz-Signalgenerator angeschlossen ist und dessen Sekundärwicklung einen Teil der Brücke bildet. Die Gleichstrom-Isolationseinrichtung kann weiter einen zweiten Transformator enthalten, dessen Primärwicklung mit der Brücke und dessen Sekundärwicklung mit der Ausgangseinrichtung verbunden ist.

Zur Erhöhung der Ausgangsspannung der Brücke vor der Zufuhr zur Ausgangsschaltung kann an den Ausgang der Brücke ein Verstärker angeschlossen sein. Zur Isolation der Brücke vom Rest des Zweidraht-Meßumformers und der entfernten Spannungsquelle, wird der Verstärker von dem an die Brücke angeschlossenen Gleichrichter gespeist.

Zur stabilen Eichung für die Leitwert- oder Widerstandsmessung enthält der Hochfrequenz-Signalgenerator einen Hochfrequenz-Oszillator und eine Regulierschaltung für den Oszillator, um die Amplitude des Hochfrequenzsignals im wesentlichen konstant zu halten. Die Regulierschaltung enthält einen Vollwellengleichrichter für das Ausgangssignal des Oszillators und einen an den Vollwellengleichrichter angeschlossenen Kondensator, der durch den durch den Gleichrichter fließenden Strom aufgeladen wird. Zwischen den Kondensator und den Steuereingang des Oszillators ist ein Spannungsteiler geschaltet, wodurch die Amplitude des Hochfrequenz- Signals vom Oszillator und die Spannung am Kondensator im wesentlichen konstant gehalten werden. Durch die Konstanthaltung der Amplitude des hochfrequenten Signals trotz Änderungen der Kennwerte der Transistoren im Oszillator und trotz Widerstandsbelastung durch die Meßelektrode der Sonde nach Masse wird eine stabile Eichung der Leitwertmessung erzielt.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung enthält der HF- Oszillator einen Oszillator der Klasse C mit einem Multivibrator und einer Resonanzschaltung. Hierdurch wird ein unverzerrtes sinusförmiges Hochfrequenzsignal erzeugt, während gleichzeitig der Leistungsverbrauch begrenzt wird. Die Resonanzschaltung kann den ersten Transformator und den Leitwert in der Brücke umfassen.

Für eine stabile Eichung und möglichst weitgehenden Verminderung des Leistungsverbrauchs enthält die Ausgangsschaltung des Zweidraht-Meßumformers einen phasenempfindlichen Detektor mit einem Zerhacker und einer Zerhackerspeisung zur Erzeugung eines Zerhacker-Triggersignals, das dem Zerhacker zugeführt wird. Die Zerhackerspeisung enthält zwei Feldeffekttransistoren mit je einem ersten und zweiten Kanalanschluß und einem Steueranschluß sowie weiter zwei Kanalwiderstände. Die ersten Kanalanschlüsse sind miteinander verbunden, während die zweiten Kanalanschlüsse über die Kanalwiderstände an eine regulierte Spannungsquelle angeschlossen sind. Der Resonanzkreis des Hochfrequenzoszillators ist an die Steueranschlüsse jedes Feldeffekttransistors angeschlossen, und zwar derart, daß diese abwechselnd leitend werden. Die Kanalwiderstände beschränken den Leistungsverbrauch dadurch auf ein Minimum, daß der Strom durch die beiden Feldeffekttransistoren begrenzt wird, wenn beide Transistoren gleichzeitig leitend sind. Die Kanalwiderstände, die die Ausgangsspannung der Kanalstrecke vermindern, bewirken einen schärferen Knick in der Eingangs-Ausgangskurve bei der Schwellenspannung der Feldeffekttransistoren, so daß eine annähernd quadratische Welle am Ausgang entsteht. Weiter wird hierdurch eine Verschiebung der Schwellenspannung mit der Temperatur eingeschränkt oder ausgeschlossen, wodurch die Stabilität der Eichung weiter verbessert wird. Zur Erzielung eines Arbeitsverhältnisses bzw. eines Tastfaktors von 50% ist zwischen die Kanalanschlüsse und die Steueranschlüsse ein Rückkopplungswiderstand geschaltet.

Zerhackerspeisung enthält ferner ein zweites Paar von Feldeffekttransistoren mit je einem ersten und zweiten Kanalanschluß und einem Steueranschluß, wobei die ersten Kanalanschlüsse miteinander verbunden und die zweiten Kanalanschlüsse direkt an die regulierte Spannungsquelle angeschlossen sind. Das zweite Paar Feldeffekttransistoren erzeugt eine quadratische Welle, deren Spannung zwischen den beiden Spitzen größer ist als die der quadratischen Ausgangswelle des ersten Feldeffekttransistorpaars zum Treiben des Zerhackers. Zur Verminderung des Leistungsverbrauchs auf ein Minimum ist das zweite Feldeffekttransistorpaar unmittelbar oberhalb der Schwellenspannung jedes Transistors vorgespannt, so daß beim Nulldurchgang der quadratischen Welle, die durch das erste Feldeffekttransistorpaar erzeugt wird, geschaltet wird. Da das zweite Feldeffekttransistorpaar bis auf den eigentlichen Umschaltaugenblick nicht gleichzeitig leitend ist, wird scheinbar der gesamte, vom zweiten Feldeffekttransistorpaar gebrauchte Strom zur Speisung des Zerhackers benötigt, so daß der Leistungsverbrauch infolge ungenutzten Stroms auf ein Minimum verringert wird.

Zur Aufrechterhaltung eines stabilen Ausgangsstroms enthält die Ausgangsschaltunge einen Ausgangsverstärker mit einer Spannungsrückkopplung, die an einen Widerstand angeschlossen ist, durch den der 4 bis 20 mA betragende Gleichstrom fließt, der vom Zweidraht-Meßumformer gezogen wird, wodurch bei allen Stromhöhen der zwischen 4 und 20 mA liegende Gleichstrom stabilisiert wird.

Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung enthält der Eingang des Zweidraht-Meßumformers eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke, die einen Strom durch zwei Dioden fließen läßt, wenn die Anschlüsse an die Übertragungsdrähte in einer Polarität angeschlossen sind, und die einen Strom durch das andere Diodenpaar fließen läßt, wenn die Klemmen mit entgegengesetzter Polarität an die Übertragungsdrähte angeschlossen sind.

Zur linearen Eichung der Leitwertmessung enthält die Brücke eine Kapazität, an der die Diagonalspannung der Brücke gemessen wird und die wesentlich größer ist als die Kapazität des zu messenden Leitwerts.

Um die Messung des Leitwerts nicht durch die Länge des die Meßelektrode mit der Brücke verbindenden Kabels zu beeinflussen, enthält hierzu die Meßelektrode eine Schutzelektrode, die neben der Meßelektrode angeordnet ist und diese abschirmt. Hierdurch wird das Potential der Schutzelektrode für einen gegebenen Arbeitspunkt im wesentlichen auf dem gleichen Wert gehalten wie das Potential der Meßelektrode, wenn die Meßelektrode über den Mittelleiter eines Koaxialkabels mit der einen Seite der Kapazität und die Schutzelektrode über den Außenleiter oder Schirm des Koaxialkabels mit der anderen Seite der Kapazität verbunden ist.

Weiterhin können bei dem erfindungsgemäßen Zweidraht-Meßumformer verschiedene Arten von Meßsonden verwendet werden, beispielsweise lineare und nichtlineare Tauchsonden, die eine Schutzelektrode sowie eine Meßelektrode verwenden. Ferner kann der Zweidraht-Meßumformer von einer Batterie oder aus dem Wechselstromnetz gespeist werden.

Anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 das Blockschaltbild eines Zweidraht-Meßumformers;

Fig. 2 das schematische Schaltbild eines Hochfrequenz-Signalgenerators;

Fig. 2a bis 2c Signalverläufe der Schaltung der Fig. 2;

Fig. 3 das schematische Schaltbild einer Zerhacker-Speiseschaltung;

Fig. 4 das schematische Schaltbild eines Ausgangsverstärkers;

Fig. 5 die schematische Darstellung der Brückenschaltung mit dem mechanischen Aufbau der Meßsonde;

Fig. 6 das Ersatzschaltbild der Brückenschaltung der Fig. 5;

Fig. 7a bis 7c schematische Darstellungen verschiedener, in verschiedene Materialien eingetauchter Meßsonden;

Fig. 8a bis 8c Ersatzschaltbilder der mit den Meßsonden der Fig. 7a bis 7c gemessenen Leitwerte bzw. Widerstände;

Fig. 9 das Ersatzschaltbild des Leitwerts bzw. des Widerstandes der Fig. 8a bis 8c; und

Fig. 10 das schematische Schaltbild eines batteriegespeisten Ausgangsverstärkers.

Gemäß Fig. 1 ist ein Zweidraht-Meßumformer 10 in Reihe mit einer Spannungsquelle 12 und einer von einem Widerstand 14 gebildeten Last geschaltet, und zwar über Übertragungsdrähte 16 und 18, die an die Anschlüsse 20 und 22 des Meßumformers 10 angeschlossen sind. Der Meßumformer 10 dient zur Messung einer Impedanz bzw. eines Scheinwiderstandes 24. Ihm wird ein Strom zugeführt, der den unbekannten, zu messenden Scheinwiderstand 24 darstellt, der den von der Meßsonde erfaßten Zustand der Materialien darstellt. Die gemessene Impedanz 24, die die Kapazität 24 c und den Widerstand 24 r zwischen der Meßelektrode und Masse darstellt, bildet einen Arm einer Brücke 26, die einen Kondensator 28 sowie die Windungen 30 und 32 der Sekundärwicklung 34 eines Transformators 36 enthält. Die Brücke 26 wird von einem Oszillator 38 gespeist, dessen Ausgang mit der Primärwicklung 40 des Transformators 36 verbunden ist.

Die an der Impedanz 24 anliegende Spannung wird auf eine Höhe begrenzt, bei der ein angemessener Leistungsverbrauch für den Zweidraht-Meßumformer im Hinblick auf den Leistungsverbrauch des unbekannten Widerstandes 24 r gewährleistet wird. Die Spannung ist auf weniger als begrenzt, worin V die Spannung am Zweidraht-Meßumformer ist, und der vom Zweidraht-Meßumformer gezogene Strom zwischen 4 und 20 mA schwankt.

Bisher wurde angenommen, daß der unbekannte Widerstand 24 r der zu messenden unbekannten Impedanz 24 über einen weiten Bereich schwankt. Freilich wird bei einer festen Spannung, wenn der Widerstand 24 r sehr klein wird, an diesem Widerstand eine hohe Leistung verbraucht. Beim herkömmlichen Zweidraht-Meßumformer bildet der Strom durch die Übertragungsdrähte 16 und 18, der üblicherweise zwischen 4 und 20 mA liegt, die einzige Energiequelle. Nimmt man an, daß die Energiequelle eine Ausgangsspannung von 24 Volt erzeugt, so kann die Spannung an den Klemmen 20 und 22 des Zweidraht-Meßumformers beispielsweise 12 Volt betragen, wenn der gesamte Spannungsabfall an der Last 14 plus dem Spannungsabfall an jedem der Übertragungsdrähte 16 und 18 zwölf Volt beträgt. Das heißt, daß, wenn bei dem Zweidraht- Meßumformer 4 mA fließen, die gesamte zum Betrieb des Meßumformers zur Verfügung stehende Leistung P = V · I = 48 mW beträgt. Das heißt, daß bei einem extrem kleinen Shuntwiderstand 24 r eine extrem kleine Spannung an der unbekannten Impedanz 24 notwendig ist, damit der Meßumformer bei 4 mA mit der zur Verfügung stehenden Leistung betrieben werden kann.

Es wurde jedoch festgestellt, daß der Widerstand 24 r in den meisten Fällen unabhängig von der verwendeten Meßsonde nicht unter 500 Ohm fällt. Durch mäßige Begrenzung der Spannung an der unbekannten Impedanz 24 und damit der Spannung am unbekannten Widerstand 24 r steht also genügend Leistung auch bei einem Strom von 4 mA für den Zweidraht-Meßumformer zur Verfügung. Mit der Erkenntnis, daß der Widerstand 24 r in den meisten Anwendungsfällen nicht unter 500 Ohm fällt, kann die Größe der Spannung am Widerstand 24 r bei einem Strom von 4 bis 20 mA für den Zweidraht-Meßumformer leicht aus folgender Gleichung berechnet werden:

worin

Vdie Spannung am Meßumformer;vdie effektive Spannung am Widerstand 24 r;I _m der minimale Strom durch den Zweidraht-Meßumformer 10; undr₂₄der Wert des Widerstandes 24 in Ohm.

Mit I _m = 4 mA und r₂₄ = 500 Ohm ist

Ist V = 12 Volt, so ist v = oder weniger als 5 V _eff . Natürlich ist auch für den Zweidraht-Meßumformer Leistung erforderlich. Daher ist in der bevorzugten Ausführungsform, in der I _m = 4 mA und V = 12 Volt ist, v etwa 2,2 V _eff oder wesentlich kleiner als 2 V.

Weiter ist der Oszillator 38 von der Klasse C, das heißt der Kollektorstrom jedes der beiden Transistoren im Oszillator 38, die den Oszillatorkreis speisen, fließt über einen Winkel von weniger als 180° des 360°-Zyklus des hochfrequenten Sinussignals, das der Brücke 26 zugeführt wird. Durch die Betriebsweise der Klasse C kann jedoch das gewünschte sinusförmige Signal verzerrt werden. Daher enthält der Oszillator 38 weiterhin einen Resonanzkreis in Form einer Oszillatorschaltung, die den Transformator 36 und die gemessene Impedanz 24 enthält, wie anhand Fig. 2 im einzelnen erläutert wird. Da die Impedanz 24 Teil des Resonanzkreises ist, wird zur Speisung der zusätzlichen Impedanz zwischen der Meßsonde und Masse nur ein geringfügiger zusätzlicher Strom benötigt.

Gemäß Fig. 1 wird einem Fehlerverstärker 42 ein Wechselstrom- Fehlersignal zugeführt, das die Diagonalspannung der Brücke 26 und damit die unbekannte gemessene Impedanz 24 darstellt. Der Fehlerverstärker 42 erlaubt die Verwendung verhältnismäßig niedriger Wechselspannungen in der Brücke 26. Das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers 42 wird einem phasenempfindlichen Detektor zugeführt, der den von einer Zerhacker-Speisung oder -Steuereinrichtung 46 getriggerten Zerhacker oder Unterbrecher 44 enthält.

Die Brücke 26 und der Fehlerverstärker 42 sind von der Spannungsquelle bzw. Energieversorgung durch den ersten Transformator 36 und den zweiten Transformator 48 isoliert, der den Ausgang des Fehlerverstärkers 42 mit dem Eingang des Zerhackers 44 verbindet. Mit anderen Worten, die Speisespannung kann gegenüber der Meßsonde schweben. Dies erlaubt die Verwendung einer Meßsonde zur Messung der Impedanz 24 zwischen der Meßelektrode und Masse ohne Rücksicht auf die Art, in der die Spannungsquelle 12 mit Masse verbunden ist. Die Spannungsquelle 12 befindet sich an einer vom Meßumformer 10 entfernten Stelle, so daß die Art der Erdung oder Masseverbindung der Spannungsquelle 12 am Zweidraht-Meßumformer 10 nicht leicht zu erkennen ist. Durch die durch die Transformatoren 36 und 48 gebildete Isolation kann jede der Klemmen 20 und 22 des Zweidraht-Meßumformers 10 auf einer sehr beträchtlichen Wechsel- oder Gleichspannung gegenüber Masse gehalten werden, ohne daß ein Hochspannungsüberschlag auftreten könnte.

Zur Isolation der Brücke 26 bei Gleichspannungsspeisung des Fehlerverstärkers 42, der direkt mit der Brücke 26 verbunden ist, sind zur Gleichrichtung des sinusförmigen hochfrequenten Signals von der Sekundärwicklung 34 des Transformators 36 Dioden 50 und 52 vorgesehen. Die Dioden 50 und 52 sind an eine Klemme 54 des Verstärkers 42 angeschlossen. Hierdurch wird dieser von einer von der Spannungsquelle 12 isolierten Gleichspannung gespeist.

Im Gegensatz dazu werden der Hochfrequenzoszillator 38, die Zerhacker-Steuereinheit 46, der Zerhacker 44 und der Ausgangsverstärker 56 von einer geregelten Spannungsquelle 58 mit einer positiven Speiseklemme +V₁ gespeist. Zusätzlich wird von einer Spannungsregulierschaltung im Oszillator 38 an einer Klemme -V₂ eine negative Spannung eingespeist. Die Zerhacker-Steuereinheit 46, der Zerhacker 44 und der Ausgangsverstärker 56 sind ferner an die gemeinsame Klemme C der geregelten Spannungsquelle 58 angeschlossen.

Damit die Brücke bei einer Kapazität 24 c zwischen Meßsonde und Masse, die von der Nullkapazität 28 unterschiedlich ist, auf Null gestellt werden kann, unterscheidet sich die Anzahl der Windungen 30 von der der Windungen 32. Beispielsweise kann die Anzahl der Windungen 30 dreimal so groß sein wie die der Windungen 32, um die Brücke auf Null stellen zu können, wenn die gemessene Kapazität 24 c zwischen Meßsonde und Masse dreimal so groß ist wie die Nullkapazität 28. Zusätzlich enthält die Brücke 26 einen variablen Kondensator 60. Durch Einstellung des Kondensators 60 kann die gemessene Kapazität 24 c, die notwendig ist, um einen vorherbestimmten Strom durch die Übertragungsdrähte 16 und 18 zu erzeugen, geändert werden. Zusätzlich kann die Verstärkung des Ausgangsverstärkers 56 einstellbar sein, wodurch eine feine Einteilung der Meßspanne ermöglicht wird.

Als Funkenschutz für den Meßumformer 10 sind zwei in Reihe geschaltete, umgekehrt gepolte Zenerdioden 62 und 64 vorgesehen, die zwischen eine Klemme des Kondensators 60 und Masse geschaltet sind. Zwischen die andere Klemme des Kondensators 60 und Masse ist eine Neonröhre 66 geschaltet. Die Dioden 62 und 64 und die Neonröhre 66 schützen den Meßumformer 10 gegen Spannungsspitzen von mehreren Tausend Volt an der Impedanz 24, ohne daß die Bauteile der Brücke 26 beschädigt werden oder letztere außer Gleichgewicht gebracht wird.

Weiterhin ist gemäß Fig. 1 eine Anzapfung 68 der Primärwicklung des Transformators 48 mit einem Eingang des Fehlerverstärkers 42 verbunden. Diese Verbindung bildet eine Rückkopplung zum Verstärker 42, mit deren Hilfe dessen Verstärkung einstellbar ist. Durch Änderung der Stellung der Anzapfung 68 an der Primärwicklung des Transformators 48 wird die Verstärkung des Verstärkers 42 und damit die Höhe des Ausgangssignals geändert, das dem Zerhacker 44 zugeführt wird.

Das Ausgangssignal des Zerhackers 44 ist veränderlich. Es wird mit der Spannung an einem mit dem Draht 22 verbundenen Widerstand 57 verglichen. Der Ausgangs-Signalstrom des Verstärkers 56 wird über die Übertragungsdrähte 16 und 18 übertragen. Der Strom gibt die Größe der Impedanz 24 und den Zustand der zu überwachenden Materialien wieder. Er speist die Belastung 14.

Am Eingang des Zweidraht-Meßumformers 10 ist eine Vollwellen-Gleichrichterbrücke vorgesehen. Sie enthält Dioden 70, 72, 74 und 76. Die Dioden 70 und 72 führen den zwischen 4 und 20 mA liegenden Strom, wenn an der Klemme 20 eine gegenüber der Klemme 22 positive Spannung anliegt. Andererseits führen die Dioden 74 und 76 Strom, wenn die Klemme 22 gegenüber der Klemme 20 positiv ist. Hierdurch kann die Spannungsquelle 12 beliebig an die Übertragungsdrähte 16 und 18 angeschlossen werden, ohne daß der Umformer zerstört oder nachteilig beeinflußt wird.

Der C-Hochfrequenzoszillator 38 wird anhand der Fig. 2 näher erläutert. Der Oszillator enthält einen Multivibrator, beispielsweise einen Impulsverstärker mit zwei Transistoren 100 und 102, die abwechselnd leitend werden und einen Resonanz-Oszillatorkreis speisen, der den Transformator 36 und einen Kondensator 104 enthält, der parallel zur Primärwicklung 40 des Transformators 36 und zur gemessenen Impedanz A in der Brücke 26 geschaltet ist. Die Basisspeisung des Transistors 100 des Multivibrators wird von einem Kondensator 106 und Widerständen 108 und 110 gebildet, der an einen Transistor 112 einer Basisstrom-Regulierschaltung angeschlossen ist. Ähnlich bilden ein Kondensator 114 und Widerstände 116 und 118 die Basisspeisung des Transistors 102. Die Kondensatoren 106 und 114 werden vom Basisstrom der Transistoren 100 und 102 auf eine positive Spannung aufgeladen, die höher ist als die Speisespannung. Hierdurch werden die Transistoren 100 und 102 während des größten Teils des Zyklus ausgeschaltet, so daß eine Betriebsweise der Klasse C erreicht wird. Dioden 120 und 122, die in die Basisschaltungen der Transistoren 100 bzw. 102 eingeschaltet sind, schützen die Basen der Transistoren, indem sie den Strom abblocken, wenn die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen 108 und 110 bzw. 116 und 118 positiv werden.

Wie bereits erwähnt, ist der Transistor 112 Teil einer Regulierschaltung. Durch die durch den Transistor 112 bewirkte Regulierung wird die Amplitude der sinusförmigen Hochfrequenzsignale im wesentlichen konstant gehalten, und zwar trotz Änderungen der Betriebswerte der Transistoren im Oszillator und trotz der Belastung infolge des Widerstandes 24 r. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß die Basis des Transistors 112 mit einer Anzapfung eines Spannungsteilers verbunden ist, der aus Widerständen 124 und 126 besteht, wobei eine Klemme des Spannungsteilers an die Klemme +V₁ der regulierten Spannungsquelle und die andere Klemme des Spannungsteilers an einen Kondensator 128 angeschlossen ist, der über einen Entladewiderstand 130 mit Masse verbunden ist, der zur Erzielung der Eigensicherheit mit dem Kondensator 128 in einem Becher untergebracht sein kann.

Der Kondensator 128 wird gegenüber Masse mittels Vollwellen- Gleichrichtdioden 127 und 129 auf ein negatives Potential gebracht. Die Dioden 127 und 129 sind derart über die Resonanz- oder Oszillatorschaltung geschaltet, daß die an die Basis des Transistors 112 angeschlossene Anzapfung des Spannungsteilers auf einem Arbeitspunkt von etwa Null Volt gehalten wird. Dies reicht gerade aus, um die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 112 leitend zu machen. Der Emitter des Transistors 112 wird durch einen Widerstand 132 und eine Diode 134 auf einem geringen negativen Potential gehalten. Die Diode 134 kompensiert die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 112. Sie kompensiert ferner teilweise temperaturbedingte Änderungen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 112, so daß eine stabile Eichung gewährleistet wird. Gemäß Fig. 2 wird die negative Spannung des Kondensators 128 als negative Speisespannung -V₂ des Zerhackers 44 und des Ausgangsverstärkers 56 verwendet (Fig. 1).

Die vorstehend beschriebene, den Transistor 112 enthaltende Regulierschaltung arbeitet folgendermaßen, wobei sie die Amplitude des sinusförmigen hochfrequenten Signals am Transformator 36 im wesentlichen konstant hält. Die Spannung am Transformator 36, die die Spannung an der Oszillator- oder Resonanzschaltung des Oszillators darstellt, wird von den Dioden 127 und 129 erfaßt, die den Kondensator 128 aufladen. Die sich ergebende negative Gleichspannung am Kondensator wird dann am die Widerstände 124 und 126 enthaltenden Spannungsteiler mit der Spannung des Reglers 48 verglichen, so daß die Zwischenanzapfung etwa auf Masse gehalten wird. Ändern sich die Kennwerte des Transistors mit der Temperatur und wird die Meßsonde mit einem Widerstand belastet, wie er vom Widerstand 24 r dargestellt wird, so führt der Transistor 112 den von den Kondensatoren 106 und 114 abfließenden Strom. Hierdurch werden die Amplitude des Oszillators und die entsprechende Spannung am Kondensator auf gleichem Potential gehalten.

Zur Vermeidung der Verzerrung des sinusförmigen hochfrequenten Signals bildet eine verhältnismäßig starke Drossel 136 eine hohe Impedanzbelastung für die Oszillatorschaltung, wodurch scharfe Stromimpulse verhindert werden, durch die das sinusförmige hochfrequente Signal verzerrt werden könnte. Eine Drossel 140 und ein Kondensator 142 bilden eine Filterschaltung für die Spannungsquelle.

Die Arbeitsweise des Oszillators 38 gemäß Klasse C wird nun anhand der Signalverläufe der Fig. 2a bis 2c erläutert. Die in Fig. 2a gezeigte Ausgangsspannung zwischen Kollektor und Masse wird der Primärwicklung 40 des Transformators 36 zugeführt. Sie ist wegen der Resonanzwirkung der Primärwicklung 40 und des Kondensators 104 und des durch den Transformator 40 reflektierten Bildes der Brückenkondensatoren 24 c und 28 (Fig. 6) im wesentlichen sinusförmig. Die Diode 120 wird während des größten Teils des Zyklus durch die Spannung am Kondensator 106 in Sperrichtung vorgespannt, wodurch an der Anode der Diode 120 ein Spannungsimpuls gemäß Fig. 2c entsteht. Der durch den Transistor 100 fließende Strom ist also intermittierend (Fig. 2b). Tatsächlich fließt nur ein kurzer Kollektorstromstoß (Fig. 2b) während des 360°-Zyklus der Fig. 2. (Tatsächlich fließt während des Rests des Zyklus ein gewisser Strom weiter, dieser ist jedoch gegenüber der Stromspitze oder dem Stromimpuls sehr klein und daher in der Zeichnung nicht dargestellt.) Gemäß Fig. 2b fließt der Kollektorstromstoß während wesentlich weniger als 90° des gesamten Zyklus von 360°, was ebenfalls wesentlich weniger als 180° bei der Betriebsweise gemäß Klasse C ist. Der Stromstoß stimmt zeitlich mit den Spannungsspitzen in Fig. 2a und 2c überein, so daß die maximale Leistung aus dem fließenden Strom gewonnen wird.

Gemäß Fig. 1 und 2 ist die Resonanzschaltung über einen Schalter 144 mit der Zerhacker-Steuereinrichtung 46 verbunden. Der Schalter 144 dient zur wahlweisen Verbindung einer Klemme der Primärwicklung 40 mit der Zerhacker-Steuereinrichtung 46. Durch Umschaltung des Schalters von der einen in die andere Stellung wird die Phase der Zerhacker-Steuereinrichtung um 180° umgekehrt und die phasenempfindliche, vom Zerhacker 44 durchgeführte Messung bzw. Tastung wird um 180° gedreht, so daß der Meßumformer in fehlersicherer Betriebsweise bei hohem oder niedrigem Pegel arbeiten kann.

Wie anhand Fig. 3 näher erläutert wird, erzeugt die Zerhacker- Steuereinrichtung 46 ein rechteckiges Triggersignal für den Zerhacker 44, wobei der Leistungsverbrauch möglichst gering gehalten und die stabile genaue Eichung optimiert wird. Hierzu enthält die Zerhacker-Steuereinrichtung 46 gemäß Fig. 3 ein erstes Paar von Feldeffekttransistoren 200 und 202, deren Steueranschlüsse über einen Kondensator 204 mit der Resonanzschaltung verbunden sind. Die ersten Kanalanschlüsse (Drain) der Transistoren 200 und 202 sind miteinander verbunden, während die zweiten Kanalanschlüsse (Source) zwischen Masse und die geregelte Speisespannung +V₁ geschaltet sind. Die zweiten Kanalanschlüsse sind über Widerstände 206 und 208 mit der Speisespannung +V₁ und Masse verbunden.

Das sinusförmige Ausgangssignal des Oszillators 38 (Fig. 1) wird einem kapazitiven Spannungsteiler zugeführt, der den Kondensator 204 und zwischen den Kondensator 204 und Masse geschaltete Kondensatoren 228 und 230 enthält. Das kapazitiv geteilte sinusförmige Signal an den Kondensatoren 228 und 230 wird dann den Steueranschlüssen der Transistoren 200 und 202 zugeführt, die abwechselnd in den leitenden Zustand gesteuert werden.

Die Widerstände 206 und 208 spielen eine besonders wichtige Rolle bei der Gewährleistung eines niedrigen Leistungsverbrauchs und einer hohen Genauigkeit bei der Phasentastung am Zerhacker 44. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß die Widerstände 206 und 208 zur Begrenzung der Spannung an den Kanalanschlüssen der Transistoren 200 und 202 dienen, wodurch der Knick der Eingangs/Ausgangs-Spannungskennlinie -der Feldeffekttransistoren schärfer wird. Gemäß Fig. 3a (Kurve a) ergibt sich bei großen Ausgangsspannungen von der Kanalstrecke eines Feldeffekttransistors ein runder Knick in der Eingangs/Ausgangs-Spannungskennlinie, während bei Begrenzung der Ausgangsspannung (Kurve b) der Knick der Kennlinie schärfer wird. Hierdurch wird ein der Quadratform besser angenäherter Signalverlauf erzielt, was zur Erzielung einer hohen Zuverlässigkeit bei der Phasentastung am Zerhacker 44 äußerst wichtig ist.

Darüber hinaus wird, wie sich aus Fig. 3b ergibt, durch Begrenzung der Ausgangsspannung der Kanalstrecke des Feldeffekttransistors dieser gegen Änderungen der Ausgangs/Eingangs-Spannung bei Temperaturänderungen unempfindlich. Wie sich aus den Kurven c (-55°C) und d (+25°C) der Fig. 3b ergibt, ist der Unterschied zwischen den Kurven c und d bei hoher Kanalspannung erheblich, wodurch die Stabilität der Eichung der Anordnung nachteilig beeinflußt wird. Begrenzt man dagegen die Ausgangsspannung gemäß den Kurven e und f, dann ist die Kurve für -55°C (e) im wesentlichen identisch der Kurve für +25°C (f).

Zusätzlich tragen die Kanalwiderstände dazu bei, den Strom durch die Transistoren 200 und 202 zu begrenzen, wenn diese zwischen ihren ersten und zweiten Kanalanschlüssen gleichzeitig leitend sind. Hierdurch wird sichergestellt, daß der Leistungsverbrauch durch die Transistoren 200 und 202 nicht zu stark ansteigt, wenn beide gleichzeitig leiten.

Das Ausgangssignal der miteinander verbundenen ersten Kanalanschlüsse ist ein quadratischer Spannungsverlauf oberhalb Massepotential. Um mit Sicherheit eine quadratische Signalform zu erhalten, ist zwischen den ersten Kanalanschlüssen und dem Steuer- bzw. Gateanschluß ein Rückkopplungswiderstand 210 vorgesehen, durch den der Gateanschluß auf die mittlere Gleichspannung an den ersten Kanalanschlüssen angehoben wird. Durch den Widerstand 210 wird ein Tastverhältnis von 50% gewährleistet, wodurch kleine Unterschiede der Schwellenspannungen der Feldeffekttransistoren kompensiert werden. Kondensatoren 212 und 214 bilden eine niedrige Impedanz zur Speisung der Gatekapazität der nachfolgenden Stufe mit dem quadratischen, von den Feldeffekttransistoren 200 und 202 erzeugten Signal.

Im ersten Zustand der Zerhackersteuerung wird also ein quadratischer Spannungsverlauf erzeugt. Bei der quadratischen Spannung ist jedoch die Spannung zwischen den Spitzen wegen des Spannungsabfalls an den Kanalwiderständen 206 und 208 zum Treiben des Zerhackers unzureichend.

Daher enthält die nachfolgende oder zweite Stufe der Zerhacker- Steuereinrichtung, die über Kondensatoren 217 und 219 mit der vorhergehenden Stufe gekoppelt ist, ein weiteres oder zweites Paar von Feldeffekttransistoren 216 und 218, die mittels an ihre Steueranschlüsse angeschlossener Widerstände 220, 222 und 224 etwa auf ihre Schwellenspannungen vorgespannt sind. Durch die Vorspannung der Transistoren 216 und 218 in die Nähe ihrer Schwellenspannungen schalten die Transistoren sehr nahe beim Nulldurchgang des Rechteckwellensignals ein, das von den Transistoren 200 und 202 erzeugt wird. Infolgedessen erreicht der Einschalt- oder Tastfaktor der Transistoren 216 und 218 genauer 50%, wodurch Phasenunsicherheiten ausgeschaltet und am Zerhacker 44 eine zuverlässige Phasentastung gewährleistet wird. Da die Transistoren 216 und 218 außer während des Umschaltens nicht gleichzeitig leiten, geht durch die zweite Stufe wenig oder gar keine Leistung verloren.

Die Transistoren 216 und 218 sind direkt zwischen die Spannungsquelle +V₁ und Masse geschaltet, so daß das Ausgangssignal zum Zerhacker 44 abwechselnd auf +V₁ und Masse liegt. Hierdurch werden eine niedrige Ausgangsimpedanz in der Zerhackersteuerung erzeugt, und niedrige Anstiegs- und Abfallzeiten des rechteckförmigen Ausgangssignals erzeugt, ohne daß in der Zerhackersteuerung hohe Leistungen verbraucht werden müßten. Das von den zwischen V₁ und Masse geschalteten Feldeffekttransistoren 216 und 218 erzeugte Rechtecksignal erreicht sehr genau die Rechteckform, so daß eine hohe Phasenstabilität in der Phasentastung erzielt wird, ohne daß die Wirksamkeit der Zerhackersteuerung nachteilig beeinflußt wird.

Wird eine Meßsonde zur Messung der Höhe von Flüssigkeiten verwendet und neigt die Flüssigkeit dazu, die Meßsonde zu bedecken, so ist es wünschenswert, Einrichtungen vorzusehen, durch die die Phase des rechteckigen Zerhacker-Steuersignals um 45° geändert werden kann. In diesem Zusammenhang ist darauf hinzuweisen, daß lange Überzüge auf einer Sonde, wie in der US 37 06 980 beschrieben, als unendliche Übertragungsleitungen erscheinen und die Wirk- und Blindkomponenten des Überzugs gleich sind, so daß eine Verzögerung um 45° entsteht. Durch Tasten bei einem Phasenwinkel von 45° werden die Wirk- und die Blindkomponente gelöscht, so daß nur die Blindkomponente infolge Änderung der Kapazität der gemessenen Flüssigkeit selbst und nicht infolge des Überzugs verbleibt. Wahlweise können zu dem Kondensator 230 ein Kondensator 226 und ein Reihenwiderstand 234 oder ein Kondensator 228 mittels eines Umschalters 232 parallel geschaltet werden.

Der Ausgangsverstärker 56 enthält eine Spannungs-Rückkopplungsschaltung, die gemäß Fig. 1 an einen Widerstand 57 angeschlossen ist, durch den der zwischen 4 und 20 mA liegende, vom Zweidraht-Meßumformer gezogene Gleichstrom fließt. Hierdurch wird der Gleichstrom auf allen möglichen Stromwerten stabilisiert. Gemäß Fig. 4 ist der Ausgangsverstärker 56 in die folgenden Abschnitte unterteilt: einen Rückkopplungs-Spannungsteiler 300, einen ersten Differenzverstärker 302, einen zweiten Differenzverstärker 304, eine Spannungs-Strom-Verstärkungsstufe 306 und eine Ausgangsverstärkerstufe 308, die den zwischen Masse und die Klemme 22 der Fig. 1 geschalteten Widerstand 57 enthält.

Der Rückkopplungs-Spannungsteiler 300 enthält ein in Reihe mit Widerständen 312 und 314 geschaltetes Einstellpotentiometer 310, dessen einer Anschluß frei ist. Der Schleifer 316 des Potentiometers 310 ist so eingestellt, daß bei abgeglichener Brücke 26 der Fig. 1 der vom Zweidraht-Meßumformer gezogene Strom 4 mA beträgt, wenn durch die Verstärkungseinstellschaltung kein Strom fließt, die ein mit einem Widerstand 320 in Reihe geschaltetes Potentiometer 318 enthält, dessen Schleifer 322 über einen Widerstand 324 mit dem Eingang der ersten Differenzverstärkerstufe 302 verbunden ist. Fließt durch die Verstärkungs-Einstellschaltung ein Strom, so bleibt die Spannung zwischen Schleifer 322 und Masse gleich Null, und zwar über den gesamten Bereich der Verstärkungssteuerung bzw. -regelung.

Die Differenzverstärkerstufe 302 enthält einen ersten Transistor 326, dessen Basis an den Ausgang des Zerhackers 44 und den Rückkopplungs-Spannungsteiler -300 angeschlossen ist. Die Basis eines zweiten Transistors 330 ist über einen Widerstand 332 an Masse angeschlossen. Die Differenzverstärkerstufe 302 enthält Vorspannwiderstände 334, 336 und 338, die zwischen die positive Schiene +V₁ und die negative -V₂ geschaltet sind.

Die zweite Differenzverstärkerstufe 304 enthält einen ersten Transistor 340, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 328 verbunden ist, und einen zweiten Transistor 342, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 330 verbunden ist. Zwischen die positive Schiene +V₁ und Masse sind Vorspannwiderstände 344, 346 und 348 geschaltet.

Die Kollektoren der Transistoren 340 und 342 sind mit den Basen zweier Transistoren 350 und 352 der Spannungs-Strom-Stufe 306 verbunden. Die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 350 und 352 sind zwischen der positiven und negativen Schiene +V₁ bzw. -V₂ mit einem Widerstand 354 in Reihe geschaltet.

Die Ausgangsstufe 308 enthält zwei Transistoren 356 und 358. Die Basis des Transistors 356 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 354 und dem Kollektor des Transistors 352 der Spannungs-Strom-Verstärkungsstufe 306 verbunden. Der Ausgangsstrom der Ausgangsstufe 308 wird über einen Widerstand 360 dem Widerstand 57 zugeführt. Widerstände 362 und 364 verbinden den Kollektor bzw. den Emitter der Transistoren 356 bzw. 358 mit der Klemme 20 des Zweidraht-Meßumformers.

Entsteht ein Ungleichgewicht in der Brücke 26, so steigt die Ausgangsspannung des Zerhackers 44 und die Basis des Transistors 328 wird positiver. Hierdurch wird der Transistor 328 stärker und der Transistor 330 weniger leitend, wodurch wiederum die Spannung am Kollektor des Transistors 328 geringer wird, und die Spannung am Kollektor des Transistors 330 ansteigt. Die Kollektorspannungen der Transistoren 328 und 330 werden dann als Eingangssignale den Basen der Transistoren 340 und 342 zugeführt, so daß die Kollektorspannungen der Transistoren 340 und 342 ansteigen bzw. abfallen. Hierdurch wiederum werden die Transistoren 350 und 352 stärker leitend, der Strom durch den Widerstand 354 steigt an und die Basis des Transistors 356 nimmt eine höhere positive Spannung an, wodurch der Strom von den Ausgangstransistoren 356 und 358 ansteigt.

Da der gesamte Strom von den Ausgangstransistoren 356 und 358 über den Widerstand 57 fließt, steigt die Spannung am Widerstand 357 mit steigendem Strom infolge des Ungleichgewichts der Brücke, so daß die Spannung an der Klemme 22 gegenüber Masse abnimmt. Hierdurch wiederum wird die negative Spannung erhöht, die der Basis des Transistors 328 über den Rückkopplungs-Spannungsteiler zugeführt wird, bis die Spannung wiederum Null Volt ist, wodurch sich ein stabiler Zustand beim höheren Ausgangsstrom ergibt.

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß der Ausgangsverstärker 56 analog auf einen Operationsverstärker angewendet werden kann, der einen Eingang an der Basis des Transistors 328 aufweist, der als Summationspunkt für die Ausgangsspannung des Zerhackers 44 und die Spannung des Spannungsteilers 300 wirkt, wobei der zweite Eingang an der Basis des Transistors mit Masse verbunden ist.

Gemäß Fig. 5 ist eine Impedanz-Meßsonde 400 in die Brücke 26 geschaltet. Die Meßsonde enthält eine Schutzelektrode 410, die neben der Meßelektrode 412 angeordnet ist und diese umgibt. Eine Isolierung 414 umgibt die Meßelektrode 412, so daß die Schutzelektrode 410 gegenüber der Meßelektrode 12 und gegenüber dem mit Masse verbundenen, leitfähigen Behälter 418 isoliert ist. Zur Verbindung der Meßsonde 400 mit der Brücke 26 dient ein Koaxialkabel, dessen Schirm 420 einerseits an die Schutzelektrode 410 und andererseits an eine Klemme des Kondensators 60 zur Einstellung der Meßspanne angeschlossen ist. Der Axialleiter 422 des Koaxialkabels verbindet die Tastelektrode 412 mit der zweiten Klemme des Kondensators 60.

Aus dem in Fig. 6 gezeigten Ersatzschaltbild der Anordnung der Fig. 5 ist ersichtlich, daß durch eine Änderung der Kabellänge die Impedanzmessung nicht beeinflußt wird. Die Impedanz 24 zwischen der Meßelektrode und Masse ist durch eine Kapazität 24 c und einen Widerstand 24 r dargestellt. Da der Axialleiter 422 von dem Koaxialschirm 420 umgeben ist, der an die Gegenklemme des Kondensators 60 angeschlossen ist, wird jede Impedanz zwischen dem Schirm 420 des Koaxialkabels und dem Axialleiter 422 über den Kondensator 60 geschaltet, so daß hierdurch der Abgleich der Brücke nicht beeinflußt wird. Ähnlich beeinflußt die Impedanz zwischen dem Koaxialschirm 420 und Masse, die durch eine Kapazität 426 c und einen Widerstand 426 r dargestellt ist, nicht den Abgleich der Brücke 26, da diese Impedanz parallel zur Sekundärwicklung 34 des Transformators liegt.

Weiterhin wird eine lineare Eichung der Impedanzmessung dadurch erreicht, daß der Meßspannen-Kondensator 60 gegenüber der Kapazität der zu messenden Impedanz groß gemacht wird. Die Kapazität des Kondensators 408 bzw. 26 ist wenigstens 10 × größer als die Kapazität des Kondensators 424 c bzw. 24 c. Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform beträgt die Kapazität des Meßspannen-Kondensators 60 das 25fache der zu messenden Kapazität.

Gemäß Fig. 5 ist die Meßelektrode 412 der Impedanz-Meßsonde 400 vollständig von der Isolation 414 umschlossen. Die Isolation 414 ist mit Material 428 abgedeckt, das im Behälter 418 enthalten ist. Wie nun erläutert wird, übersteigt der Meßelektroden-Masse-Widerstand 24 r in annähernd allen Anwendungsfällen 500 Ohm, auch wenn die Meßsonde gemäß Fig. 5 mit einem Überzug 428 aus einer leitfähigen Flüssigkeit 429 bedeckt ist.

Fig. 7a zeigt die schematische Darstellung des Überzuges 428 auf der Meßsonde 400 der Fig. 5 und die Art des Widerstandes zwischen Meßsonde und Masse. Der Überzug 428 kann als Reihe kleiner Widerstände 430 dargestellt werden, die sich über die Länge des Überzuges erstrecken. Die Verbindungspunkte zwischen den Widerständen 430 sind über Shuntkondensatoren 432, die die Kapazität der Isolierung 414 darstellen, mit der Meßelektrode 412 verbunden. Ein der Meßsonde und dem Überzug der Fig. 7a entsprechendes Ersatzschaltbild ist in Fig. 8a gezeigt, wo der Kondensator 432 parallel zum Widerstand 430 geschaltet ist. Ein Kondensator 434 stellt die Kapazität der Isolierung 414 zwischen der leitfähigen Flüssigkeit unterhalb des Überzugs 428 und der Meßelektrode 412 dar. Dieses Ersatzschaltbild kann wiederum gemäß Fig. 9 durch den Shuntwiderstand 424 r und den Shuntkondensator 424 c dargestellt werden. Es hat sich gezeigt, daß in praktisch allen Anwendungsfällen, in denen der Widerstand 424 r gemäß Fig. 9 vom Überzug 428 beeinflußt wird, wie durch die Reihenschaltung der Widerstände 430 (Fig. 7a) dargestellt, der Widerstand 424 r größer als 500 Ohm ist.

Fig. 7b zeigt die in eine halbleitende Flüssigkeit eingetauchte isolierte Impedanz-Meßsonde 400 der Fig. 5, wobei die Flüssigkeit selbst durch eine Anzahl von Shuntkondensatoren 436 und Shuntwiderständen 438 dargestellt ist. Das Ersatzschaltbild der eingetauchten Meßsonde der Fig. 7b ist in Fig. 8b gezeigt, wo die Shuntkondensatoren 436 und die Shuntwiderstände 438 parallel und gemeinsam mit dem Kondensator 434 in Reihe geschaltet sind, der die Kapazität der Isolation zwischen dem Material und der Meßelektrode 412 darstellt. Das Ersatzschaltbild der Fig. 8b kann selbstverständlich auch als Shuntwiderstand-Kondensator-Kombination gemäß Fig. 9 dargestellt werden. Obwohl der Widerstand 438 von dem halbleitenden Material statt von dem Überzug der eingetauchten Meßsonde der Fig. 7a gebildet wird, ist trotzdem der Ersatzwiderstand 424 r gemäß Fig. 9 in praktisch allen Fällen für die eingetauchte Meßsonde der Fig. 7b größer als 500 Ohm.

Fig. 7c zeigt schließlich eine nackte Elektrode 440, die in halbleitendes Material eintaucht. Dieses kann durch Shuntkondensatoren 436 und Shuntwiderstände 438 nachgebildet werden, die in Fig. 8c schematisch als Kondensator 442 und als Widerstand 444 dargestellt sind. Wiederum hat sich gezeigt, daß der den Widerstand 424 r der Fig. 9 in der Brücke darstellende Widerstand 444 in praktisch allen Anwendungsfällen den Wert von 500 Ohm übersteigt.

Wie beschrieben, kann der vorstehend beschriebene Zweidraht-Meßumformer 10 sowohl bei isolierten als auch bei nackten eintauchenden Sonden einschließlich Schutzelektroden verwendet werden. Natürlich kann der Zweidraht-Meßumformer 10 auch bei Doppelanschlußsonden ohne Schutzelektrode oder bei nichtlinearen Meßsonden Anwendung finden, bei denen die Meßelektrode dadurch gekennzeichnet ist, daß der Querschnitt der Tastelektrode von einem Ende der Meßelektrode zum anderen variiert. Weiterhin kann der Zweidraht-Meßumformer bei nichteintauchenden Meßsonden angewendet werden, die den Zustand eines eine Impedanz darstellenden Materials erfassen, wenn es sich in unmittelbarer Nähe zu den Meßsonden befindet.

In Fig. 10 ist ein weiterer Ausgangsverstärker 56 für eine batteriegespeiste Anordnung erläutert. Dieser Ausgangsverstärker 56 ähnelt in vielerlei Hinsicht dem Ausgangsverstärker der Fig. 4. Im wesentlichen identische Schaltelemente sind mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Der Ausgangsverstärker der Fig. 10 unterscheidet sich von dem der Fig. 4 darin, daß die Spannungsrückkopplung vom Widerstand 57 nicht einem Summationspunkt in der ersten Differenzverstärkerstufe, sondern dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers an der Basis des Transistors 330 zugeführt wird. Der Strom zwischen den Ausgangsklemmen 520 und 522 an den Anschlüssen einer Diode 424 in der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 358 stellt das Ausgangssignal dar.

Im Betrieb wird durch ein positives Eingangssignal an der Basis des Transistors 328 und einer ersten Differenzverstärkerstufe der Strom durch den Widerstand 57 erhöht. Hierdurch wiederum wird die der Basis des Transistors 330 des die Widerstände 310, 312 und 526 enthaltenden Spannungsteilers zugeführte positive Spannung angehoben. Demzufolge wird der Strom durch den Widerstand 57 und der Ausgangsstrom an den Klemmen 520 und 522 auf einem höheren Wert stabilisiert.

Der beschriebene Ausgangsverstärker stellt einen Operationsverstärker dar, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Zerhackers und dessen zweiter Eingang im Gegensatz zu Fig. 4 mit einer Spannungsrückkopplung verbunden ist. Demgegenüber diente in Fig. 4 ein Eingang sowohl als an den Zerhackerausgang angeschlossener Summationspunkt als auch als Spannungsrückkopplung, während der andere Eingang mit Masse verbunden war.

Der Zerhacker 44 wurde nicht im einzelnen beschrieben, da Zerhacker und Ausgangsverstärker zur Verwendung bei dem Zweidraht-Meßumformer bekannt sind. Der Ausgangsverstärker kann eine beliebige Anzahl von im Handel erhältlichen Differenzverstärkern enthalten. Auch können als Ersatz der in Fig. 1 gezeigten Resonanzschaltung verschiedene Resonanzschaltungen verwendet werden. Ebenso kann der Spannungsregler 58 bekannte Spannungsregler enthalten.

Claims (19)

1. Zweidraht-Meßumformer zur Überwachung des Zustandes von Materialien, der auf Impedanz- oder Kapazitätsänderungen anspricht und über zwei Übertragungsleitungen (16, 18) mit einer Spannungsquelle (12) und einer Last (14) verbunden ist, wobei der Zweidraht-Meßumformer (10) einerseits und die Spannungsquelle (12) und die Last (14) andererseits an unterschiedlichen Stellen angeordnet sind und die Übertragungsleitungen einen dem Zustand des zu überwachenden Materials entsprechenden Strom führen, gekennzeichnet durch

• - eine Impedanz-Meßsonde (400) mit einer Meßelektrode (412) zur Erfassung der Impedanz des zu überwachenden Materials,
• - einen Hochfrequenz-Signalgenerator, der einen Oszillator (38) mit Resonanzkreis aufweist, wobei der Resonanzkreis eine Brücke (26) umfaßt und die von der Meßsonde (400) gemessene Impedanz einen Arm der Brücke darstellt, so daß das Ungleichgewicht der Brücke (26) dem Zustand der zu überwachenden Materialien entspricht, und
• - eine an die Brücke (26) angeschlossene Ausgangsschaltung (44, 46, 56), die den Stromfluß durch die Übertragungsleitungen (16, 18) entsprechend dem Ungleichgewicht der Brücke (26) ändert.

2. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenz-Signalgenerator eine Spannung von weniger als an die erfaßte Impedanz liefert, wobei V die Spannung am Zweidraht-Meßumformer ist.

3. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Brücke (26) vom Hochfrequenz-Signalgenerator und der Ausgangsschaltung (56) mit Hilfe einer Gleichstromisolationseinrichtung (34, 48) gleichstrommäßig isoliert ist.

4. Zweidraht-Meßumformer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein mit der Brücke gleichstromgekoppelter Verstärker (42) vorgesehen ist, der vom Hochfrequenz-Signalgenerator und der Ausgangsschaltung (56) gleichstromisoliert ist.

5. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch zwischen den Verstärker (42) und die Brücke (26) geschaltete Gleichrichter (50, 52) zur Erzeugung einer Versorgungs-Gleichspannung für den Verstärker unter Beibehaltung der Isolation zwischen dem Verstärker und der Spannungsquelle (12).

6. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichstrom-Isolationseinrichtung einen Transformator (36) enthält, der den Ausgang des Oszillators (38) mit der Brücke (26) verbindet, wobei die Primär- und die Sekundärwicklung des Transformators sowie die erfaßte Impedanz einen Teil des Resonanzkreises bilden.

7. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den Oszillator (38) eine Regulierschaltung (112) für den Oszillator angeschlossen ist, wodurch die Amplitude der hochfrequenten sinusförmigen Signale trotz Widerstandsbelastung im wesentlichen konstant gehalten wird.

8. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßumformer weiter einen Spannungsregler (58) und die Regelschaltung Einrichtungen (127, 129) zur Vollwellengleichrichtung des Ausgangssignals des Oszillators (38) enthält, sowie ferner einen an die Vollwellengleichrichteinrichtung angeschlossenen und durch den durch diese fließenden Strom aufgeladenen Kondensator (104), einen zwischen den Kondensator und den Spannungsregler geschalteten Spannungsteiler (124, 126) und eine an den Spannungsteiler und den Oszillator angeschlossene Steuereinrichtung (112) zur Konstanthaltung der Amplitude des hochfrequenten Signals und der Spannung am Kondensator, unabhängig von der Widerstandsbelastung an der gemessenen Impedanz.

9. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Brücke (26) einen Meßspannen-Kondensator (60) enthält, dessen Kapazität wesentlich größer ist als die kapazitive Komponente der von der Sonde erfaßten Impedanz.

10. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung einen Zerhacker (44) und eine Zerhacker-Steuereinrichtung (46) enthält, deren Eingang an den Oszillator (38) und deren Ausgang an den Zerhacker angeschlossen ist und die diesem ein Triggersignal zuführt.

11. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhacker-Steuereinrichtung (46) ein erstes Paar von Feldeffekttransistoren (200, 202) mit ersten und zweiten Kanalelektroden und einer Steuerelektrode sowie zwei Kanalwiderstände (206, 208) enthält, wobei die ersten Kanalelektroden miteinander verbunden und die zweiten Kanalelektroden über die Kanalwiderstände an eine Spannungsquelle angeschlossen sind, so daß an dem ersten Paar von Feldeffekttransistoren eine verminderte Spannung zugeführt wird, wobei der Oszillator (38) an die Gateanschlüsse jedes Feldeffekttransistors angeschlossen ist, so daß diese abwechselnd leitend werden und ein im wesentlichen rechteckiges Signal erzeugen.

12. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Zerhacker-Steuereinrichtung (46) ferner ein zweites Paar von Feldeffekttransistoren (216, 218) mit ersten und zweiten Kanalanschlüssen und einem Steueranschluß aufweist, wobei die ersten beiden Kanalanschlüsse miteinander verbunden und die zweiten Kanalanschlüsse über die Spannungsquelle und der Steueranschluß an die ersten beiden Transistoren angeschlossen ist, und daß die Zerhacker-Steuereinrichtung weiter Einrichtungen (220, 222, 224) zur Vorspannung des zweiten Feldeffekttransistorpaars in die Nähe der Schwellenwerte derselben enthält, so daß das vom ersten Feldeffekttransistorpaar erzeugte Rechtecksignal in der Nähe oder beim Nulldurchgang der Rechteckwelle das zweite Feldeffekttransistorpaar schaltet, ohne daß die beiden zweiten Transistoren merklich gleichzeitig leitend sind.

13. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung folgende Bestandteile enthält: einen phasenempfindlichen Detektor (44) zur Erzeugung eines das Ungleichgewicht der Brücke (26) darstellenden Gleichspannungssignals und einen Ausgangsverstärker (56), der auf das Gleichstromsignal anspricht und eine Spannungsrückkopplung enthält, die auf den Strom zwischen den Grenzen anspricht, wobei die Rückkopplung den Strom bei allen auftretenden Gleichstromwerten stabilisiert.

14. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß am Eingang des Zweidraht-Meßumformers (10) zur Verbindung der beiden Übertragungsleitungen (16,18) eine Vollwellengleichrichterbrücke (70, 72, 74, 76) vorgesehen ist, so daß der Meßumformer unabhängig von der Polarität des ihm zugeführten Stroms arbeitet.

15. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz-Meßsonde (400) eine die Meßelektrode (412) umgebende Schutzelektrode (410) enthält, die so an die Brücke (26) angeschlossen ist, daß sie bei einem gegebenen Arbeitspunkt mit im wesentlichen dem gleichen Potential gespeist wird, wie die Meßelektrode.

16. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß ein Koaxialkabel mit einem von einem Schirmleiter (420) umgebenen Axialleiter (422) vorgesehen ist, wobei der Schirmleiter die Schutzelektrode (410) mit der einen Seite der Brücke und der Innenleiter die Meßelektrode mit der anderen Seite der Brücke (26) verbindet.

17. Zweidraht-Meßumformer nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Brücke (26) weiter einen Meßspannen-Kondensator (60) enthält, der zwischen die beiden Seiten der Brücke (26) geschaltet ist, wobei die Ausgangsschaltung so an die Brücke angeschlossen ist, daß sie den Meßspannen-Kodensator (60) überbrückt.

18. Zweidraht-Meßumformer nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator einen Multivibrator (100, 102) und einen an den Ausgang des Multivibrators angeschlossenen Resonanzkreis (36, 104) enthält.

19. Zweidraht-Meßumformer nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (44, 46, 56) über eine vier Gleichrichter (70, 72, 74, 76) enthaltende Vollwellen-Gleichrichterbrücke mit den Eingangsklemmen des Meßumformers (10) in Verbindung steht, wobei zwei Gleichrichter leiten, wenn der durch die Übertragungsleitungen fließende Strom in der einen und die beiden anderen Gleichrichter leiten, wenn der Strom durch die Übertragungsleitungen in der anderen Richtung fließt.