JPS6346366B2

JPS6346366B2 -

Info

Publication number: JPS6346366B2
Application number: JP50113544A
Authority: JP
Inventors: Eru Marutobii Furederitsuku; Jonasan Kureemaa Eru; Emu Rooensutaan Keniisu
Original assignee: DOREKUSERUBURUTSUKU KONTOROORUSU Inc
Current assignee: DOREKUSERUBURUTSUKU KONTOROORUSU Inc
Priority date: 1974-09-19
Filing date: 1975-09-18
Publication date: 1988-09-14
Also published as: US4146834B1; JPS5182651A; US4146834A; GB1528167A; JPH0248844B2; JPS63289423A; DE2541908C2; US3993947A; US3993947B1; CA1050114A; DE2541908A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明はアドミツタンス測定装置に関するもの
であつて、物質の状態を監視するためのラジオ周
波（以下においてRFと表わす。）アドミツタンス
測定装置、特に遠隔地において使用される装置に
適用するのに最適なものである。

従来、遠隔地から物質の種々の状態を監視する
目的で二線式伝送器が用いられてきた。これらの
代表的なものは、遠隔地に設置された二線式伝送
器に他の地点に設置された電源及び負荷を二本の
伝送線路を介してそれぞれ直列に接続して構成さ
れている。今、伝送器において監視されている物
質の状態が変化すると、伝送器の直列実効抵抗分
が変化し、伝送器を流れる電流に変化が生じる。
この電流変化は監視されている物質の状態の変化
を表わし、一般的には両者は比例関係にある。こ
れらの二線式伝送器は、遠隔地の電源から供給し
得る伝送器への電力量が限られているため、一般
に低電力消費に設計されている。さらに、急激な
環境変化のもとで物質の状態の監視をなし得る様
にするために、これらの二線式伝送器は装置自体
の安全性を具備しなければならないという実用性
も必要とされる。またこれらの条件のもとで、低
電力消費に関連して低エネルギー駆動にすること
は装置の発火あるいは爆発の可能性を低減させる
ためにも重要な課題となる。

現在の技術情勢における二線式伝送器は各種の
状態を監視する目的において適したものである
が、RFアドミツタンスの測定に関する従来技術
における二線式伝送器は以下の理由による欠陥を
有する。

すなわち、RFアドミツタンスをプローブ電極
と測定基準面（例えば接地された容器）との間で
測定する場合、プローブ電極と接地された容器と
の間の容量分に並列に入る抵抗分は電力消費の観
点からは非常に重要な要素となる。従来この分路
抵抗は多くの実例において十分に小さいので、４
〜20ミリアンペアのレンジで作動する二線式伝送
器系に対して下限の４ミリアンペア程度の供給電
流では駆動電力が不足すると考えられてきた。換
言すると、分路抵抗は、４ミリアンペアの状態で
得られる電力以上の電力をそれ自体で消費し、伝
送器回路を駆動する電力は少ししか或いは全然残
らないと考えられてきた。

さらに、アドミツタンスの測定を正確にするた
めに、信頼性の高いRF発振及び同期整流が行な
われねばならない。しかしながら、この様な信頼
性の要求に対しては十分な電力が必要となり、こ
れは上述した二線式伝送器が低消費電力を要求さ
れかつ分路抵抗に必要な電力を供給しなければな
らないことと相反するものである。これらは、ア
ドミツタンス測定系の較正の直線性を確実にしか
つ安定化させる上で問題となる。

なお測定される未知のアドミツタンスはブリツ
ジ回路に挿入され、プローブ電極と大地との間に
おいて測定される。このことはマルトビーその他
による米国特許第3781672号及びマルトビーによ
る米国特許第3706980号に開示のごとくである。
これらの特許は本発明の出願人にすでに譲渡され
ている。

本発明は上述の諸問題を解決するためのもので
あつて、一般的にはRFアドミツタンスのような
アドミツタンスの測定によつて遠隔地の物質の状
態を監視し得るようにすることを目的とする。

さらに本発明の目的は特にRFアドミツタンス
の測定に要する電力消費量を最小限に押えること
であり、遠隔地の電源と二線式伝送器とを結ぶ二
本の伝送線路を流れる電流が例えば４〜20ミリア
ンペア程度の低電力で作動する二線式伝送器を提
供することである。また本発明の別の目的はアド
ミツタンス測定の較正を安定化させ、正確な測定
値を得ることである。

これらの目的に関して、本発明は、物質の状態
を監視する目的の物質のアドミツタンス測定用の
電極を有するアドミツタンス測定プローブ、RF
信号発生器及びこのRF信号発生器に接続される
ブリツジ回路を夫々具備している。このブリツジ
回路は上記プローブを当接することによりブリツ
ジ回路に挿入される被測定アドミツタンスを含
み、このブリツジ回路の不平衡が監視されている
物質の状態を表わす様に構成されている。さらに
物質の状態を表わすブリツジの不平衡に応じて二
線式伝送器を流れる電流が例えば４ミリアンペア
から20ミリアンペアまで変化する様に、出力回路
が上記ブリツジ回路に接続されている。

RF信号発生器はRF信号の振巾を実質的に一定
に保ために発振器の安定化回路を具備している。
この安定化回路は、発振器出力を整流する回路
と、この整流回路を通して流れる電流によつて充
電されるコンデンサとを夫々有している。そして
このコンデンサの端子と定電圧源との間に電圧分
割手段が設けられ、その分割点と発振器との間に
コントロール手段が設けられているので、発振器
からのRF信号の振巾及び上記コンデンサの電圧
は夫々実質的に一定に保たれる。

またRF発振器から歪のない正弦信号を得ると
共に電力消費を低く押えるために、マルチ・バイ
ブレータと共振回路から成るＣ級発振器が使用さ
れている。

これらの構成によれば、RF発振に要する消費
電力が低減され、またRF信号が振幅一定の歪の
少ない正弦波となつて、アドミツタンス測定の較
正が安定化される。

次に本発明の実施例を図面につき述べる。

第１図は本発明の一実施例を示す二線式伝送器
のブロツク図である。この第１図に示されている
ように、二線式伝送器１０は、二線式伝送器１０
の端子２０，２２に接続されている伝送線路１
６，１８を介して電源１２と、抵抗１４で表わさ
れる負荷とに夫々直列に接続されている。上記伝
送器１０は、プローブによつて当接される物質の
状態を表わす未知のアドミツタンス２４を測定
し、その測定結果を信号電流として流す目的に使
用される。プローブ電極と大地との間の容量分２
４ｃと、抵抗分２４ｒとの並列として表わされる
被測定アドミツタンス２４はブリツジ回路２６の
一辺を形成しており、他の３つの辺はコンデンサ
２８と、変成器３６の二次側３４の一対の巻線３
０及び３２とから構成されている。このブリツジ
回路２６は変成器３６の一次側４０に接続されて
いる出力側を有する発振器３８によつて駆動され
る。

未知抵抗分２４ｒによる電力消費を考慮して、
二線式伝送器に対して十分な電力を確保し得るよ
うにアドミツタンス２４の両端の電圧はあるレベ
ルまでに制限されている。詳細は以下にのべられ
るが、Ｖを二線式伝送器の端子間電圧とし、二線
式伝送器によつて制御されて流される電流が４〜
20ミリアンペアの範囲で変動するとすると、アド
ミツタンス２４の両端の電圧は√2ボルト以下
にまで制限されている。

従来から測定されるアドミツタンス２４の未知
抵抗分２４ｒは広範囲にわたつて変化するとされ
ているので、電圧が一定でかつ抵抗分２４ｒが非
常に小さくなれば当然、大量の電力が抵抗によつ
て消費される。普通の二線式伝送器では唯一の電
力源は伝送線路１６，１８を流れる電流であり、
この電流は通常４〜20ミリアンペアのレベルであ
る。今、仮に電源の出力電圧を24ボルトとする
と、二線式伝送器の端子２０，２２間の電圧は、
例えば、12ボルト程度となる。この場合、負荷１
４と線路１６，１８とにおける全体の電圧降下は
12ボルトである。このことは、二線式伝送器が４
ミリアンペアの電流を流しているとすると、二線
式伝送器が利用し得る全体の電力はＰ＝VI＝48
ミリワツトであることを意味する。これは、二線
式伝送器が４ミリアンペアの電流レベルにおいて
利用し得る上記の電力で作動できる様にするため
には、分路抵抗分２４ｒが非常に小さい場合は、
それに応じて未知のアドミツタンス２４の電圧も
非常に低くする必要が生じることを意味する。

しかし、以下に述べるように、使用されるプロ
ーブのタイプにかかわりなくほとんどすべての実
例において、抵抗分２４ｒは500Ω以下にはなら
ないことを見出することができた。従つて、未知
アドミツタンス２４の電圧、すなわち未知の抵抗
分２４ｒの両端の電圧を適度に制限することによ
り、４ミリアンペア程度の電流レベルでも、二線
式伝送器に対して十分な電力を得ることが可能で
ある。この様にほとんどすべての実例において、
抵抗分２４ｒが500Ω以下にならないことがわか
れば、４〜20ミリアンペアの動作レンジの二線式
伝送器に対しては、抵抗分２４ｒに印加される電
圧は次の式により容易に計算することができる。

v²／r₂₄＜VIm ……(1) 上式において、Ｖ＝伝送器の端子間電圧。

ｖ＝抵抗２４ｒの両端の実効電圧。

Im＝二線式伝送器１０を流れる最小電流。

r₂₄＝抵抗分２４ｒの低抗値（Ω）。

ここでImが４ミリアンペア、r₂₄が500Ωとする
と、ｖ＝√2 ……(2) となる。Ｖが12ボルトの場合、ｖは√24あるいは
５ボルト（実効値）以下の値となる。もちろん、
二線式伝送器もそれ自身の動作電力を必要とす
る。従つて、Im＝４ミリアンペア、Ｖ＝12ボル
トの好ましい実例では、ｖ＝約2.2ボルト（実効
値）、あるいは実質的には√2以下の値となる。

発振器３８はＣ級である。即ち、タンク回路を
駆動する発振器３８の２個のトランジスタの夫々
のコレクター電流の流通角はブリツジ回路２６に
供給されるRF正弦波信号の一周期360゜に対して
180゜以下である。しかしながら、Ｃ級動作では所
望の正弦波信号が歪むことがあるので、発振器３
８は、変成器３６とこの変成器の二次側に接続さ
れている被測定アドミツタンスとを含むタンク回
路から構成されている共振回路を具備している。
これについては以下に第２図に基いて詳細を説明
するが、この場合、アドミツタンス２４は共振回
路の一部となつているので、プローブと大地との
間にアドミツタンスが加わつた場合に必要となる
余分の駆動電流は少ししか必要でない。

第１図で示した様に、ブリツジ回路の不平衡、
すなわち被測定未知アドミツタンス２４の値を表
わすAC誤差信号は基準値に対する誤差すなわち
ブリツジの不平衡分を増巾する誤差信号増巾器４
２に加えられる。この誤差信号増巾器４２を使用
することにより、ブリツジ回路２６に比較的低い
AC電圧を用いることが可能となる。次いで誤差
信号増巾器４２の出力はチヨツパー駆動回路４６
によつて駆動されるチヨツパー４４から成る同期
整流手段に供給される。

ブリツジ回路２６と誤差信号増巾器４２とは、
ブリツジ回路２６に駆動電力を供給している第１
の変成器３６と、誤差信号増巾器４２の出力をチ
ヨツパー４４の入力へ接続している第２の変成器
４８とによつて、電力供給源からそれぞれ絶縁さ
れている。換言すれば、上記電力供給源はプロー
ブに対して電気的に浮いた状態となつている。こ
のことは、電源１２が接地されているか否かに関
係なく、プローブ電極と大地との間において行な
われるアドミツタンス２４の測定になんらの影響
を与えることなしにプローブを使用することを可
能にしている。また前述の様に、電源１２は二線
式伝送器１０に対して遠隔地に置かれ、電源１２
を接地する様に構成することは二線式伝送器の場
合通常可能ではない。従つて上記変成器３６，４
８によつてブリツジ回路２６及び誤差信号増巾器
４２がそれぞれ絶縁され、また電力供給源が接地
されていないので、二線式伝送器１０の夫々の端
子２０，２２は高電圧破壊を生ずることなく大地
に対してかなりのAC又はDC電圧に保持されるこ
とが可能となつている。

さらにブリツジ回路２６を電気的に絶縁し、か
つ一方ではこのブリツジ回路２４に直接接続され
る誤差信号増巾器４２にDC電源を供給するため
に、変成器３６の二次側３４からブリツジ回路２
６に供給しているRF正弦波信号を整流するダイ
オード５０，５２がそれぞれ設けられている。こ
のダイオード５０，５２は誤差信号増巾器４２の
端子５４に接続され、DC電力をそこに供給する。
それ故、このDC電源は電源１２から絶縁される
ことになる。

上記とは別に、RF発振器、チヨツパー駆動回
路４６、チヨツパー４４及び出力増巾器５６に対
するDC電源電圧は定電圧回路５８の正電源端子
＋V₁からそれぞれ供給される。さらに、負の電
源電圧がRF発振器３８内の定電圧回路の−V₂端
子からチヨツパー４４及び出力増巾器５６に供給
される。チヨツパー駆動回路４６、チヨツパー４
４及び出力増巾器５６は定電圧回路５８の回路共
通端子Ｃにそれぞれ接続されている。

さらに第１図の回路においては、零位調節用コ
ンデンサ２８とは容量値の異なるアドミツタンス
の容量分２４ｃがプローブと大地との間に挿入さ
れた場合にも、ブリツジの零位調節を可能にする
ために、巻線３０の巻数は巻線３２の巻数とは異
なつている。例えば、巻線３０の巻数が巻線３２
の巻数の３倍になるように設定しておけば、プロ
ーブ電極と大地との間で測定される容量分２４ｃ
が零位調節用コンデンサ２８の容量値の３倍のと
き、ブリツジは零位調節され得る。上記以外にブ
リツジ回路２６は可変の橋絡コンデンサ６０を有
している。この橋絡コンデンサ６０を調節するこ
とにより、被測定アドミツタンスの容量分２４ｃ
が変化しても、伝送線路１６及び１８を流れる信
号電流を所定のレンジ内に設定することが可能と
なる。さらに、出力増巾器５６にブリツジ橋絡部
の微調整を行い得るゲイン調整手段を設けること
もできる。

さらに第１図においては、伝送器１０をスパー
クから保護するために、一対の逆極性のツエナー
ダイオード６２，６４が橋絡コンデンサ６０の一
方の端と大地との間に直列に接続されている。ま
たネオン管６６が橋絡コンデンサ６０の他の端と
大地との間に接続されている。これらのツエナー
ダイオード６２，６４とネオン管６６との保護作
用によつて、伝送器１０は数千ボルトのスパイク
電圧に対して耐えることができ、しかもブリツジ
回路２６の構成部品の機能低下あるいはブリツジ
の不平衡を生ずることがない。

また第１図に示すように、変成器４８の一次側
のタツプ６８が誤差信号増巾回路４２の逆相入力
に接続されている。この接続は増巾器４２に帰還
を与えて増巾器のゲイン調整をするためのもので
ある。当然、タツプ６８の位置を変えれば、増巾
器４２のゲインが変化し、これによつてチヨツパ
ー４４の供給される出力信号の大きさを調節する
ことができる。

チヨツパー４４の出力信号は変化し、またこの
信号電圧と、端子２２に接続されている抵抗５７
の両端の電圧とが比較されると、出力増巾器５６
からの出力信号電流が線路１６，１８を伝搬す
る。このアドミツタンス２４、すなわち被測定物
質の状態を表わす出力電流は負荷１４の駆動源と
して使用される。

二線式伝送器１０の入力部は全波整流ブリツジ
から成つている。そして端子２２に対して端子２
０が正である場合、ブリツジの一対のダイオード
７０，７２を介して４〜20ミリアンペアの電流が
流れる。同様に、端子２０に対して端子２２が正
である場合、ブリツジの他の一対のダイオード７
４，７６を介して電流が流れる。故に端子２０又
は２２がどちらの伝送線路に接続されようとも、
伝送器の損傷あるいは動作に対する悪影響を与え
ることはない様に構成されている。

第２図はRF信号発生器の回路図であつて、第
２図のＣ級RF発振器は、詳細には述べないが、
交互に導通する一対のトランジスタ１００，１０
２より成るパルス増巾器のようなマルチ・バイブ
レータで構成されている。そしてこれらのトラン
ジスタの交互の導通により、変成器３６とコンデ
ンサ１０４とから構成されている並列共振タンク
回路が駆動される。そしてこのコンデンサ１０４
には、変成器３６の一次側４０と、二次側のブリ
ツジ回路内の被測定アドミツタンスとが夫々並列
に接続されている。上記マルチバイブレータのト
ランジスタ１００のベース駆動はコンデンサ１０
６及び抵抗１０８，１１０によつてなされる。こ
の抵抗１１０はベース電流自動調整回路のトラン
ジスタ１１２に接続されている。同様に、コンデ
ンサ１１４及び抵抗１１６，１１８はトランジス
タ１０２のベース駆動回路を構成している。トラ
ジススタ１００，１０２のベース電流によつてコ
ンデンサ１０６，１１４は供給電圧より高い正電
圧に充電されるので、トランジスタ１００及び１
０２は１サイクルの大半はカツト・オフされ、こ
のために発振器はＣ級動作をする。またトランジ
スタ１００，１０２のベース回路に接続されてい
るダイオード１２０，１２２は、抵抗１０８、と
１１０との接続点あるいは抵抗１１６と１１８と
の接続点が正となつた時、ベースに流れる逆電流
を阻止することによつて、夫々のトランジスタの
ベースの保護をするために設けられている。

前述のように、トランジスタ１１２はベース電
流自動調整回路の一部をなしている。このトラン
ジスタ１１２によつて達成される自動調整機能
は、発振器内のトランジスタの動作特性の変化あ
るいはアドミツタンスの抵抗分２４ｒによる負荷
効果に影響されずに、RF正弦波信号の振巾を実
質的に一定に保つ役目を果している。この目的の
ために、トランジスタ１１２のベースは抵抗１２
４及び１２６から成る電圧分割回路の中間点に接
続されており、この電圧分割回路の一方の端は定
電圧回路の＋V₁電圧供給端子に接続され、また
他方の端は放電用抵抗１３０を介してコモンライ
ンに接続されているコンデンサ１２８の一端に接
続されている。この放電用抵抗１３０は回路自体
の安全性を高めるために上記コンデンサ１２８に
付加されている。

コンデンサ１２８は、タンク回路の両端に接続
されている全波整流用ダイオード１２７，１２９
によつてコモンラインに対して負の電位に充電さ
れている。そしてトランジスタ１１２のベースに
接続されている電圧分割回路のタツプの電圧は、
トランジスタ１１２のコレクタ―エミツタ間がち
ようど導通状態になるほぼ０ボルトの動作点に保
持されている。そしてこのトランジスタ１１２の
エミツタは、抵抗１３２及びダイオード１３４に
よつてわずかながら負の電位に保持されている。
このダイオード１３４はトランジスタ１１２のベ
ース―エミツタ電圧の補償をするために設けられ
ている。すなわち、このダイオード１３４はトラ
ンジスタ１１２のベース―エミツタ電圧の温度変
化を部分的に補償し、これによつて較正の安定化
を図つている。また第２図より明らかであるが、
コンデンサ１２８に充電された負電圧は、第１図
のチヨツパー４４及び出力増巾器５６にそれぞれ
供給される負の電圧供給源−V₂として使用され
ている。

上記のトランジスタ１１２を含む自動調整回路
は、以下に述べる様な動作で変成器３６における
RF正弦波信号の振巾を実質的に一定に保つてい
る。すなわち、発振器のタンク回路の両端の電圧
である変成器３６の一次側の電圧は、ダイオード
１２７，１２９によつて整流され、さらにコンデ
ンサ１２８に充電される。このコンデンサに充電
された負のDC電圧は次に、抵抗１２４と１２６
とで構成された電圧分割回路によつて定電圧回路
５８の電圧と比較され、電圧分割回路の中間タツ
プの電位をコモンラインとほぼ同じにする。従つ
て温度変化によつてトランジスタの特性が変化
し、プローブが抵抗２４ｒによつて表わされるよ
うな抵抗性の負荷を加えられた時、トランジスタ
１１２はコンデンサ１０６，１１４のバイアス電
圧をリークさせて発振器の振巾とその電圧に相当
するコンデンサ１２８の電圧とをそれぞれ同一の
ままに保つ。

RF正弦波信号の歪を少なくするために、比較
的インダクタンスの大きいチヨーク・インダクタ
ンス１３６によつて高インピーダンス負荷がタン
ク回路に与えられ、これによつて、RF正弦波形
を歪ませるような尖つたパルス電流を避けること
が出来る。またインダクタンス１４０とコンデン
サ１４２とが電源のフイルタ回路としてそれぞれ
設けられている。

次に第２ａ図〜第２ｃ図の波形図に基いて発振
器のＣ級動作を説明する。第２ａ図に示すよう
に、発振器の駆動トランジスタのコレクタから変
成器３６の一次側４０を通してコモンラインへ供
給される出力電圧は実質的に正弦波である。これ
は、コンデンサ１０４と二次側のブリツジ回路内
の容量分２４ｃ及び２８（第６図に示す。）とが
変成器３６の一次側に換算された容量分と、変成
器３６の一次側４０の巻線との共振作用によるも
のである。しかしダイオード１２０は一周期の大
部分の間コンデンサ１０６の電圧による逆バイア
スによつてOFFにされているので、このダイオ
ード１２０のアノードにおけるパルス電圧は第２
ｃ図に示すような波形を生じる。従つてトランジ
スタ１００のコレクタを流れる電流は第２ｂ図に
示すように断続的になる。実際には、コレクタ電
流は第２ａ図に示している一周期360゜のうちに第
２ｂ図に示すようにほんのわずかなサージ電流が
流れるだけである（ただし実際は、上記周期の残
りの期間わずかながら電流が流れるが、この電流
は上記サージ電流と比べると小さく、従つて図示
されていない）。また第２ｂ図に示すように、上
記の実質的な電流あるいはサージコレクタ電流は
実質的に一周期360゜のうちの90゜以下であつて、
これは電流が流れる期間が当然180゜より少なく、
従つてＣ級動作の範囲内となつている。第２ｂ図
より明らかであるが、このサージ電流は、これか
ら最大の電力を取り出せるようにするために、第
２ａ図及び第２ｃ図の電圧のピークと時間的に一
致している。

第１図及び第２図に示すように、上記タンク回
路はスイツチ１４４を介してチヨツパー駆動回路
４６に接続され、このスイツチ１４４は変成器の
一次側４０のどちらの端子へも選択的に上記チヨ
ツパー駆動回路を接続する役割をしている。この
スイツチを一方から他方へ切り換えることにより
チヨツパー駆動回路の位相が180゜逆転するので、
チヨツパー４４によつてなされる同期整流作用は
180゜変化し、このために伝送器が高レベル又は低
レベルのフエイルセーフ（自己安全）状態で動作
する。

第３図はチヨツパー駆動回路を示す回路図であ
る。以下この図に基き詳細に説明を加えると、チ
ヨツパー駆動回路４６はチヨツパー４４に供給す
る矩形波のトリガー信号を発生する一方、電力消
費量を最小限に押え、また較正の安定性及び正確
さを最良にする機能を持つ。

上記目的を達成するために、第３図に示すチヨ
ツパー駆動回路４６は、コンデンサ２０４を介し
てタンク回路に接続されるゲート電極をそれぞれ
有する第１の一対のFET２００，２０２を具備
する。このFET２００及び２０２の第１チヤン
ネル（ドレイン）電極は夫々相互接続されてい
る。また夫々のサブストレート・ゲート電極はコ
モンラインと安定化電源電圧＋V₁とに夫々接続
されている。さらに第２のチヤンネル（ソース）
は夫々抵抗２０６，２０８を介して電源電圧＋
V₁及びコモンラインに夫々接続されている。

第１図に示す発振器３８の正弦波出力はコンデ
ンサ２０４と、このコンデンサとコモンラインと
の間に接続されるコンデンサ２２８，２３０とよ
り成る電圧分割回路に供給されている。このコン
デンサによる分割回路によつて分割されたコンデ
ンサ２２８，２３０の両端の正弦波電圧はFET
２００及び２０２の両方のゲート電極に供給され
るので、これらのFETは交互に導通する。

上記抵抗２０６及び２０８が装置の低電力消費
とチヨツパー４４における正確な同期整流とを実
現する上で特に重要な役割をになつていることは
以下の説明により理解されるであろう。すなわ
ち、この様な構成によれば、これらの抵抗２０６
及び２０８は夫々のFETの各チヤンネル電極間
の電圧を制限するように働き、この結果、FET
の入力電圧―出力電圧伝達特性の彎曲部（スレツ
シヨールド電圧の付近）を急峻にする。第３ａ図
及び第３ｂ図はこれらの関係を示すFETの入力
電圧―出力電圧伝達特性曲線であるが、これらの
図に示されるように、FETの両チヤンネル電極
間で測られる出力電圧が大きい場合は、出力電圧
―入力電圧伝達特性は彎曲部が鈍つている。また
一方、曲線ｂで示す様に出力電圧を制限した場合
には、出力電圧―入力電圧伝達特性は彎曲部が急
峻となる。従つて後者の場合、より矩形波に近い
信号を作ることができ、このことはチヨツパー４
４の同期整流機能の信頼性を増す上で非常に重要
な要因である。

さらに、第３ｂ図に示すように、FETのチヤ
ンネル電極間の出力電圧を制限することにより、
FETの出力電圧―入力電圧伝達特性の温度変動
を少なくすることが可能となる。第３ｂ図の波形
曲線ｃ及びｄはチヤンネル電極間の出力電圧が大
きい場合で、この図において曲線ｃは、−55℃に
おける入力―出力電圧伝達曲線を表わし、曲線ｄ
は＋25℃における入力―出力電圧伝達曲線を表わ
す。これから明らかになように、FETの両チヤ
ンネル電極間の電圧が大きい場合は、曲線ｃ及び
ｄに実質的に非常に大きい差異を生じ、この結果
として測定系の較正の安定性に悪影響を与える。
一方、出力電圧が制限されている場合の曲線ｅ及
びｆにおいては、−55℃の曲線ｅは＋25℃の曲線
ｆとほとんど差異がない。

さらに、上記チヤンネル抵抗は、FET２００，
２０２の第１、第２チヤンネル間の導通が両方同
時に起こつた場合でも、FET２００，２０２に
流れる電流を制限する働きをする。このことは
FET２００，２０２の双方が同時に導通しても、
FET２００，２０２による電力消費が過大にな
らないようにするため有効となつている。

相互接続された第１のチヤンネル電極からの出
力はコモンラインを基準に取ると矩形波電圧にな
る。この電圧波形を矩形にするために、帰還抵抗
２１０がFETの第１のチヤンネル電極とゲート
電極との間に設けられ、ゲート電極の電圧を第１
のチヤンネル電極の平均DC電圧まで引き上げる。
この帰還抵抗２１０は回路のデユーテイフアクタ
ーを50％にし、これによつて個々のFETのスレ
ツシヨールド電圧の多少の相違を補償する。コン
デンサ２１２，２１４は、FET２００，２０２
によつて作られた矩形波信号で以つてゲート容量
を有する次段のFETを駆動させるために、イン
ピーダンスを下げる目的で挿入されている。

このようにして、チヨツパー駆動回路の初段に
おいて矩形波電圧が得られるが、この矩形波電圧
は、チヤンネル抵抗２０６，２０８による電圧効
果があるために、チヨツパーを駆動するにはピー
ク―ピーク電圧値が不足している。

従つて次段（すなわち、第２）のチヨツパー駆
動段が必要であつて、これはコンデンサ２１７及
び２１９を介して前段にAC結合されている別の
（即ち第２の）一対のFET２１６，２１８を具備
する。これらのFETは夫々ゲート電極に接続さ
れている抵抗２２０，２２２，２２４によつてほ
ぼ夫々のスレツシヨールド電圧にバイアスされて
いる。このようにFET２１６，２１８を夫々の
スレツシヨールド電圧にバイアスすることによ
り、各FETは前段のFET２００，２０２によつ
て作られた矩形波信号の零位交差点のごく近傍に
おいて導通させられる。この結果、FET２１６，
２１８のデユーテイフアクターはほぼ50％に近く
なるので、FETのターン・オンの位相上の不確
実性が除去され、このためにチヨツパー４４の同
期整流性能の信頼性が高められる。またFET２
１６と２１８とはそれぞれの反転時のごく短期間
を除いては同時に導通しないので、第２段目自体
においてはほとんどあるいは全く電力消費はな
い。

FET２１６，２１８は夫々電源電圧＋V₁とコ
モンラインとに直接に接続されているので、チヨ
ツパー４４への出力は＋V₁とコモンラインとへ
交互にスイツチされることになる。これによりチ
ヨツパー駆動段が低出力インピーダンスとなるの
で、チヨツパー駆動段において多量の電力を消費
することなく、立上り及び立下り時間が確実に短
くされ得る。従つて電源電圧＋V₁及びコモンラ
インにそれぞれ接続されているFET２１６，２
１８によつて発生される矩形波出力信号は非常に
完全な矩形波に近づくので、チヨツパー駆動回路
の効率を悪くすることなく同期整流手段の安定性
を高めることができる。

さらに本発明の測定系において、プローブが液
体の液面の測定に使用されかつこの液体がプロー
ブを被覆しやすい場合には、チヨツパー駆動用矩
形波信号の位相が45゜進むように変更する手段を
設けることが望ましい。この点については、前述
の米国特許第3706980号に記載されているが、プ
ローブ上の広域にわたる液体の被覆、すなわち付
着は無限長伝送線路と等価であると考えられ、ま
たぬれによつて生ずる被覆部のコンダクタンス及
びサセプタンス分は45゜の位相遅れを生ずる量に
等しくなる。45゜の位相角に調節することによつ
て、コンダクタンス分及びサセプタンス分は、測
定すべき液面の容量の変化によるサセプタンスを
除き、そして被覆部自体によるサセプタンスにつ
いてのみ打消される。この点に関しては、上記手
段はコンデンサ２２６及び直列抵抗２３４か、或
はまたコンデンサ２２８がコンデンサ２３０と並
列に付加的に接続されることによつて達成され
る。

第１図に示すように、出力増巾器５６は二線式
伝送器が必要とする４〜20ミリアンペアのDC電
流が流れる抵抗５７に接続されている電圧帰還回
路網を有しているので、４〜20ミリアンペアの電
流はこの範囲のすべての電流レベルにおいて安定
化され得る。第４図は出力増巾器の回路図であつ
て、図示されているように、出力増巾器５６は次
の部分より構成されている。すなわち、この出力
増巾器は帰還電圧分割回路網３００、第１の差動
増巾段３０２と、第２の差動増巾段３０４と、電
圧から電流ゲインを得る段３０６と、第１図に示
されているコモンラインと端子２２との間に接続
されている抵抗５７を含む出力増巾段３０８とか
ら構成されている。

上記帰還電圧分割回路網３００は、抵抗３１
２，３１４に直列に接続されている独立点調整用
ポテンシヨメータ３１０を具備している。抵抗３
１４の一端は電源＋V₁に接続され、またポテン
シヨメータ３１０の可動端子３１６は端子２２に
連なる負電源ラインに接続されている。このポテ
ンシヨメータ３１０は、ゲイン調整回路を流れる
電流が零である場合に、二線式伝送器を流れる電
流が第１図のブリツジ回路の平衡時に４ミリアン
ペアとなるように設定される。上記ゲイン調整回
路は、抵抗３２４を介して第１の差動増巾段３０
２の入力に接続される調節タツプ３２２を有しか
つ抵抗３２０と直列に接続されているポテンシヨ
メータ３１８から成つている。このゲイン調整回
路を流れる電流が零である場合、コモンラインＣ
に対するタツプ３２２の電位はゲイン調整時のす
べての範囲において零ボルトに保たれる。

差動増巾段３０２は、チヨツパー４４の出力側
と電圧帰還回路３００と共に接続されているベー
ス端子を有する第１のトランジスタ３２８を具備
する。また第２のトランジスタ３３０のベースは
抵抗３３２を介してコモンラインに接続されてい
る。この差動増巾段３０２はさらに正電源端子＋
V₁又は負電源端子−V₂に夫々接続されているバ
イアス用抵抗３３４，３３６，３３８を有する。

第２の差動増巾段３０４は、そのベース端子が
前記トランジスタ３２８のコレクタに接続されて
いる第１のトランジスタ３４０と、そのベース端
子が前記トランジスタ３３０のコレクタに接続さ
れた第２のトランジスタ３４２とを具備する。前
記と同様にバイアス用抵抗３４４，３４６，３４
８が夫々正電源端子＋V₁又はコモンラインに接
続されている。

上記トランジスタ３４０，３４２のコレクタ端
子は、電圧から電流ゲインを得る段３０６のトラ
ンジスタ３５０，３５２の各ベースへ接続されて
いる。このトランジスタ３５０，３５２の夫々の
コレクタ―エミツタ回路と抵抗３５４とは正電源
端子＋V₁と負電源端子−V₂との間に直列に接続
されている。

出力段は一対のトランジスタ３５６，３５８か
ら成り、このトランジスタ３５６のベースは、電
圧から電流ゲインを得る段３０６の抵抗３５４と
トランジスタ３５２との接続点に接続されてい
る。またトランジスタ３５８のベースは、トラン
ジスタ３５６のコレクタ及びその負荷抵抗３６２
の結合点に接続されている。また出力段３０８の
出力電流は抵抗３６０を介して抵抗５７に供給さ
れる。抵抗３６２及び３６４はトランジスタ３５
６のコレクタとトランジスタ３５８のエミツタと
に夫々接続され、これらの抵抗の他端は二線式伝
送器の端子２０に夫々接続されている。

次に第４図に示す出力増巾器５６の動作を説明
すると、ブリツジ回路２６が不平衡となつた場
合、チヨツパー４４の出力電圧が増加するので、
トランジスタ３２８のベース電位はより高められ
る。このためトランジスタ３２８はさらに導通が
深くなり、逆にトランジスタ３３０は導通が浅く
なる。この結果、トランジスタ３２８のコレクタ
電位が下降し、またトランジスタ３３０のコレク
タ電位は逆に上昇する。さらにこれらのトランジ
スタ３２８及び３３０のコレクタ電位は、トラン
ジスタ３４０及び３４２のベース入力に夫々供給
されるので、これらのトランジスタ３４０及び３
４２のコレクタ電圧を夫々増加及び減少させる。
この結果、トランジスタ３５０，３５２はより導
通するようになるので、抵抗３５４を流れる電流
が増加し、このためトランジスタ３５６のベース
電位が上昇して出力トランジスタ３５６，３５８
の電流が夫々増加する。

これらの出力トランジスタ３５６，３５８の電
流はすべて抵抗５７を流れるので、ブリツジ回路
が不平衡なつた結果生ずる電流の増加により抵抗
５７の電圧が増加し、このために端子２２の電圧
はコモンラインＣに対して更に減少する。このこ
とは帰還電圧分割回路を通してトランジスタ３２
８のベースに供給される負電圧を再び零ボルトに
なるまで増加させ、これによつてより大きい出力
電流の安定状態が設定される。

上記説明から、出力増巾器５６は、チヨツパー
４４の出力電圧と帰還電圧分割回路網３００の電
圧とを互いに加算結合したトランジスタ３２８の
ベースにおける一つの入力と、コモンラインに接
続されているトランジスタ３３０のベースにおけ
る他の入力とをそれぞれ有する一つの演算増巾器
に類似していると考えられる。

更に、プローブに取り付けられるケーブルの長
さがアドミツタンス測定に影響を与えることはな
い様に構成されている。第５図はプローブの機械
的な構成をも含むブリツジ回路部を取り出して図
示したものである。

第５図に示されるように、プローブ４００がブ
リツジ回路に接続されている。このプローブ４０
０は、プローブ電極４１２に対して並置されかつ
これを取り囲んで設置されているガード電極４１
０を有する。また絶縁体４１４がプローブ電極４
１２を取り巻いているので、ガード電極４１０は
プローブ電極４１２から絶縁され、さらにガード
電極４１０に接地された導体容器４１８からも絶
縁されている。同軸ケーブル４２０がプローブ４
００をブリツジ回路２６に接続するために使用さ
れている。このケーブル４２０のシールド導体は
ガード電極４１０を橋絡コンデンサ６０の一端に
接続しており、またケーブル４２０の軸導体４２
２はプローブ電極４１２を橋絡コンデンサ６０の
他端に接続している。

第６図は第５図のブリツジ回路の等価回路であ
つて、この図によれば、ケーブル長の変化はアド
ミツタンス測定に影響を与えないことが理解され
得るであろう。この図に示されるように、プロー
ブ電極から大地までのアドミツタンス２４は容量
分２４ｃ及び抵抗分２４ｒで表わすことができ
る。橋絡コンデンサ６０の反対側の端子に接続さ
れている同軸シールド導体４２０によつて軸導体
４２２が取り囲まれているので、同軸シールド導
体４２０と軸導体４２２との間のアドミツタンス
は橋絡コンデンサ６０に並列に接続され、このた
めにブリツジ回路の平衡あるいは不平衡状態に悪
影響を与えることはない。同様に、容量分426cと
抵抗分４２６ｒとで表わされる同軸シールド導体
４２０と大地との間のアドミツタンスは、トラン
ス３６の二次側３４と並列になるので、ブリツジ
回路２６の平衡になんら影響を与えることはな
い。

アドミツタンス測定形の直線較正は、マルトビ
ーによる米国特許第3778705号に開示されている
様に、測定されるべきアドミツタンスの容量分と
比較して橋絡コンデンサ６０を大きくすることに
より達成される。この橋絡コンデンサ６０はアド
ミツタンス２４の容量分２４ｃ（第１図、第６図）
又は４２４ｃ（第９図）よりも少なくとも10倍の
容量を持つ様にするのが好ましい。また特に好ま
しい具体例においては、橋絡コンデンサは測定さ
れる容量分の25倍の容量を持つ様に設定され得
る。

第５図に示した様に、プローブ４００は絶縁体
４１４によつて完全に取り巻かれたプローブ電極
４１２を有する。またこの図に示すように、絶縁
体４１４は容器４１８内に収容されている物質４
２９で以つてその一部を被覆されている。これは
次に述べる様に、実質的にほとんどの実例におい
て、第５図に図示されている導電性液体４２９の
被覆部４２８がプローブを被覆している場合でさ
えも、プローブ電極―大地間の抵抗分２４ｒは前
述の500Ω以下にはならないことが分つている。

次に第７ａ図は、第５図のプローブ４００を被
覆している被覆部４２８の説明図であつて、プロ
ーブ―大地間の抵抗の分布状態を説明している。
図に示すように、被覆部４２８は、この被覆部の
長手方向に分布している小抵抗４３０の直列接続
として表わすことができる。これらの抵抗４３０
の各接続点には絶縁体４１４に含まれる容量分を
表わす分路コンデンサ４３２がプローブ電極４１
２との間に接続されている。この第７ａ図のプロ
ーブと被覆部とに相当する等価回路が第８ａ図に
示されている。第８ａ図においては、コンデンサ
４３２は抵抗４３０の分路として接続されてい
る。コンデンサ４３４は被覆部４２８の下部の導
電性液体から絶縁体４１４を通つてプローブ電極
４１２に至るまでの間に含まれる容量分を表わし
ている。この等価回路は結果的に第９図で示され
るような並列の抵抗分４２４ｒ及び容量分４２４
ｃで表わすことができる。このように第７ａ図で
示される抵抗４３０の直列接続によつて表わされ
るような、被覆部４２８に起因する第９図で示さ
れた抵抗分４２４ｒがある場合、実質的にほとん
どすべての実例において、この抵抗分４２４ｒは
500Ω以上であることが見出された。

次に第７ｂ図は第５図で説明したプローブ４０
０が半導電性液体に浸されている状態を示してお
り、この液体自体は多数の分路コンデンサ４３６
と分路抵抗４３８とによつて表わすことができ
る。この第７ｂ図の液に浸されたプローブに対す
る等価回路は第８ｂ図に示されている。第８ｂ図
において、分岐コンデンサ４３６と分路抵抗４３
８とは並列に接続されていて、コンデンサ４３４
は上述の場合と同様に被測定物質から絶縁体を通
つてプローブ電極４１２に至るまでの間に含まれ
る容量分を表わしている。この場合も同様に、第
８ｂ図の等価回路は並列の抵抗分―容量分の組合
せとして第９図のように図示されることができ
る。しかしながら、この場合、抵抗４３８は、第
７ａ図の液に浸されたプローブの被覆部によるも
のではなく、半導電性物質に起因するものである
が、やはり第９図で示される等価抵抗４２４ｒ
は、実質的にほとんどの場合において、第７ｂ図
に示すように液に浸されたプローブについても
500Ω以上となることが見出された。

最後に、第７ｃ図は、電極が露出しているプロ
ーブ４４０が半導電性物質中に浸されている場合
を示すもので、この半導電性物質は分路コンデン
サ４３６及び分路抵抗４３８で表わされ、さらに
これらは第８ｃ図において等価回路としてコンデ
ンサ４４２及び抵抗４４４によつて表わすことが
できる。この場合も、ほとんど全ての実例に対し
て、ブリツジ回路に含まれる第９図の抵抗分４２
２ｒに相当する抵抗４４４は500Ω以上となるこ
とが見出された。

これまで述べて来た様に、米国特許出願第
299439号（1972年10月20日出願）に記載されてい
るような、ガード電極を有しかつ裸の又は絶縁さ
れている浸漬用プローブを本発明に使用すること
が可能である。また本発明はガード電極を持たな
い二端子プローブにも同等に適用可能であること
が理解されよう。さらに本発明は、例えばプロー
ブ電極の断面の形状がプローブ電極の一端から他
端にかけて様々に変形されている様な非線型プロ
ーブにも適用可能であることが理解されるであろ
う。この種のプローブは、シユライバーによる米
国特許第3269180号に開示されているガード電極
のない非線型プローブやガード電極を有する非線
型プローブとしてすでに公知である。

次に、二線式伝送器ほどではないにしても、供
給し得る駆動電力が制限を受けるバツテリー駆動
の装置にも二線式伝送器と同様に使用することが
できる別の出力増巾器５６を第１０図に基いて説
明する。この図に示される様に、この出力増巾器
は多くの点について第４図で示された出力増巾器
と同一であり、実質的に同一の回路部品には同一
の符号がつけられている。

しかし第１０図の出力増巾器は次の点が第４図
のものとは異なつている。すなわち、抵抗５７か
らの電圧帰還が初段の差動増巾器の第４図におけ
る加算結合器に供給されておらず、差動増巾器の
もう一方の入力であるトランジスタ３３０のベー
スに供給されている。出力信号はトランジスタ３
５８のコレクタ―エミツタ回路のダイオード５２
４の両端における出力端子５２０，５２２から流
出またはこれに流入する電流によつて表わされ得
る。

上記出力増巾器の動作時において、第１の差動
増巾段のトランジスタ３２８のベースへの正入力
は抵抗５７を流れる電流が増加するように働く。
このため抵抗３１０，３１２，５２６より成る電
圧分割回路の正電圧であつてトランジスタ３３０
のベースに供給される電圧が上昇し、この結果、
抵抗５７及び出力端子５２０，５２２を流れる電
流はより高い電流レベルに安定される。

上記出力増巾器は事実上、第４図と対比される
ように、チヨツパー出力に接続される一つの入力
と、電圧帰還回路に接続される別の入力とをそれ
ぞれ有する演算増巾器であると考えることができ
る。なお第４図の場合は、一つの入力はチヨツパ
ー出力と電圧帰還回路との加算結合点に接続さ
れ、また他の入力はコモンラインに接続されてい
る。

チヨツパー４４については詳細に説明していな
いが、チヨツパー回路及び出力増巾器回路として
は、これらの技術でよく知られているものを本発
明の二線式伝送器系に使用可能であることが理解
されるであろう。例えば、前述の米国特許第
3778705号に開示されたチヨツパー回路を使用す
ることができる。また出力増巾器は商業的に入手
し得る複数の差動増巾器で構成することができ
る。さらに第１図に示したタンク回路の代りに各
種の共振回路を使用することも可能であり、同様
に、定電圧回路５８も、この種の技術で以前から
公知のもので構成することができる。

以上において、本発明の好ましい実施例を述べ
て来たが、本発明の特許請求の範囲の精神及びそ
の範囲から逸脱することなく種々の変更が可能で
あることは言うまでもない。

本発明は上述の如く、測定アドミツタンスに
RF信号を供給するRF発振器をマルチバイブレー
タとその出力の共振回路とで構成し、また発振出
力の振巾が基準に対して一定となるように安定化
したので、伝送器内のRF発振器の電力消費を低
く押えることができ、しかも測定アドミツタンス
に与えるRF信号を振巾一定で且つ歪の少ない正
弦信号にすることができる。従つて伝送器におけ
る電力消費をより低減できると共に、発振器内の
トランジスタの動作特性の変動、あるいは測定時
におけるプローブの測定電極と大地との間の抵抗
性負荷の挿入に対して、アドミツタンス測定の較
正が安定化され、正確な測定が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を実施した二線式伝送器の全体
のブロツク図、第２図は第１図に示すRF信号発
生器の回路図、第２ａ図〜第２ｃ図は第２図の回
路の動作の説明に夫々使用される波形図、第３図
は第１図に示すチヨツパー駆動回路の回路図、第
３ａ図及び第３ｂ図はFETの入力電圧―出力電
圧特性を夫々示す特性曲線図、第４図は第１図に
示す出力増巾器の回路図、第５図はプローブの機
械的な構成も含む第１図に示すブリツジ回路の説
明図、第６図は第５図に示すブリツジ回路の等価
回路図、第７ａ図〜第７ｃ図は各種プローブを各
種の物質に浸した場合の説明図、第８ａ図〜第８
ｃ図は第７ａ図〜第７ｃ図に示すプローブによつ
て測定されるアドミツタンスの等価回路図、第９
図は第８ａ図〜第８ｃ図に示すアドミツタンスの
等価回路図、第１０図は第１図に示す出力増巾器
の変形例を示す回路図である。なお、図面に用いた符号において、１０……二
線式伝送器、１６，１８……伝送線路、２４……
アドミツタンス、２６……ブリツジ回路、３６，
４８……変成器、３８……RF発振器、４２……
誤差信号増巾器、４４……チヨツパー、４６……
チヨツパー駆動回路、５０，５２……ダイオー
ド、５６……出力増巾器、６０……橋絡コンデン
サ、７０，７２，７４，７６……ダイオード、で
ある。

Claims

【特許請求の範囲】１一つの地点に設置された直流電力供給源及び
負荷と、別の地点に設置された二線式伝送器とか
ら成り、上記電力供給源及び負荷の直列回路の両
端と、上記二線式伝送器の一対の入力端とが、電
力供給線と信号電流伝送線とを兼ねた一対の伝送
線路を介して互に結合されているアドミツタンス
測定装置において、上記二線式伝送器が、 (a) 物質のアドミツタンスを検出するために上記
物質に直接に接触して用いられるプローブ電極
を有するアドミツタンス検出用プローブ、 (b) 上記アドミツタンス検出プローブに接続され
て上記プローブによつて検出される上記アドミ
ツタンスを含み、ブリツジの不平衡が上記物質
の状態に対応するようにしたブリツジ回路、 (c) 上記ブリツジ回路の両端に接続され、またマ
ルチバイブレータ及び共振回路を備えたRF発
振器と、RF信号の振巾を実質的に一定に保つ
上記RF発振器のための安定化回路とを夫々有
するRF信号発生器、 (d) 上記RF発振器の出力を整流する整流手段と、
この整流手段に接続されかつ上記整流手段を通
つて流れる電流によつて充電されるコンデンサ
と、このコンデンサの一端と定電圧電源との間
に接続されている電圧分割器と、上記RF信号
の振巾と上記コンデンサに加わる電圧とを夫々
実質的に一定に保つために、上記電圧分割器の
分割点に入力端子が接続され、出力端子が上記
発振器に接続されているコントロール手段とを
夫々有する上記安定化回路、 (e) 上記物質の状態を表すアドミツタンスに応じ
て生じる上記ブリツジ回路の不平衡に対応した
出力電流を発生させるために、上記ブリツジ回
路の出力の出力端子に接続されている出力手
段、をそれぞれ具備し、 (f) 上記RF信号発生器、上記安定化回路及び上
記出力手段が上記直流電力供給源によつてのみ
電力供給を受けることを特徴とするアドミツタ
ンス測定装置。