DE2723244B2

DE2723244B2 - Elektronische Schaltung zum Messen der Kapazitätsdifferenz zwischen zwei Kondensatoren

Info

Publication number: DE2723244B2
Application number: DE2723244A
Authority: DE
Inventors: Frederick V. Redmond Holdren; Hans W. Hugli; John M. Kubler; Martin E. Larson; Michael M. Vanschoiack
Original assignee: Sundstrand Data Control Inc
Current assignee: Sundstrand Data Control Inc
Priority date: 1976-07-06
Filing date: 1977-05-23
Publication date: 1980-12-11
Also published as: NO146412C; GB1555282A; JPS6016581B2; FR2375603A1; PL199415A1; GB1555281A; JPS6372561U; FR2375600A1; NO146412B; DE2723244A1; NO814342L; DE2723244C3; FR2375600B1; SE435552B; PL126426B1; JPS536082A; DE2759499C2; AU504091B2; FR2375603B1; IT1079895B

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Bei einer derartigen bekannte..- Schaltung (vgl. »Electronics Letters«, Band 11, Nr. 15, 1975, Seiten 333 und 334) soll die Linearität der Kapazitätsdifferenz beibehalten werden, wenn die Kapazität eines Kondensators zunimmt Hierzu sind Eingänge von Operationsverstärkern in einer Brückenschaltung einerseits mit einer Wechselstromquelle und andererseits mit dem Mittenabgriff zwischen zwei Impedanzen verbunden, während der Ausgang der Operationsverstärker an v.n Meßinstrument angeschlossen ist Ein Stromverstärker und ein Stromdifferenz-Meßglied sind in dieser bekannten Schaltung nicht vorhanden.

Mit zunehmendem Einsatz von Beschleunigungsmessern in kleinen Flugzeugen und Lenkwaffen- oder Geschoß-Navigationssystemen sowie anderen Anwendungen mit elektronischen Systemen geringen Gewichts ist die Verringerung von Abmessungen und Gewicht bei Beschleunigungsmessern immer wichtiger. Zusätzlich werden Beschleunigungsmesser oft unter Bedingungen verwendet, die sie relativ starken physikalischen Stoßen, Schwingungen und plötzlichen Temperaturänderungen aussetzen, was alles deren Genauigkeit beeinträchtigen kann. Daher ist es wichtig, die Anzahl der Teile sowie Gewicht und Abmessungen der Beschleunigungsmesser insgesamt zu verringern, damit die Auswirkungen von Stößen und Temperatur möglichst klein gemacht werden können.

Herkömmliche Servo-Beschleunigungsmesser verwenden im allgemeinen eine Servo-Rückkopplung mit einem Lastwiderstand oder einer anderen Einrichtung

zum Messen eines durch eine Lagerückstell-Spule fließenden Stromes, wobei der Strom als MaB für die Beschleunigung dient Jedoch kann die Impedanz des Lastwiderstandes die Servo-Schleifen-Verstärkung der Rückkopplung beeinflussen, und eine Änderung des Lastwiderstandswertes kann zu instabiler Rückkopplung oder unerwünschtem Frequenzgang führen. Zahlreiche herkömmliche Systeme messen die Spannung an einer Lagerücks'ell-Spule an Stelle des Stromes, der zu beträchtlichen Kalibrierfehlern aus verschiedenen Ursachen führen kann, nämlich z. B. wegen der Abhängigkeit von Temperatur und Strom der Impedanz der Kraftrückstell-Spule.

Eine andere Quelle für Fehler oder Kalibrierschwierigkeiten mit kapazitiven Meßgebersystemen beruht auf der gemeinsamen Verwendung eines Fest-Kondensators zum Vergleich mit einem zweiten veränderlichen Kondensator aus einem beschleunigungsempfindlichen Pendel und einer Kondensatorplatte, wobei die Kapazitätsunterschiede zwischen dem Fest-Kondensator ι»κί dem veränderlichen Kondensator als Beschleunigungsmaß dienen. Die Verwendung eines derartigen Fest-Kondensators unterliegt Fehlern von Streukapazitäten vom Beschleunigungsmesser-Halterahmen und -Gehäuse, was zu beträchtlichen Schwierigkeiten bei der Kalibrierung führt Zusätzlich haben die herkömmlichen Beschleunigungsmesser, die kapazitive Meßgeber verwenden, relativ große Gehäuse auf Grund der relativ großen Kondensatorplatten, die zum Messen der Auslenkung der Pendel- oder Probenmasse dienen. Zusammen mit den wegen der relativ großen Kondensatoren erforderlichen relativ großen Gehäusen und zugeordneten mechanischen Bauteilen benötigen die herkömmlichen Beschleunigungsmesser insbesondere ein ausgdehntes Gehäuse zur Aufnahme der zugehörenden Elektronik oder ein getrenntes Gehäuse für diese Elektronik. Da herkömmliche Beschleunigungsmesser gewöhnlich aus einem Kraft-Fühler und getrennter Elektronik bestehen, erfordern sie erhöhten Arbeitsund Installati ansaufwand für die zahlreichen Einheiten zusammen mit zusätzlichen elektrischen Verbindungen, die mögliche Ausfallquellen insbesondere in feindlicher Umgebung darstellen.

Es gibt bereits einen Beschleunigungsmesser (US-PS 33 39 419), bei dem eine einseitig eingespannte pendelartige Masic die Platten eines Diffei ential-Lagefühlers bildet, wobei an der Masse ein elektromagnetisches Rückstellsystem angreift

Es gibt weiterhin einen Servo-Beschleunigungsmesser mit kapazitivem Meßgeber einschließlich zwei Kondensatorplatten, die zusammen mit einem beschleunigungsempfindlichen Pendel zwei Kondensatoren mit Kapazitäten von ca. 2 pF bilden, wobei eine zeitabhängige Spannung an den Kondensatoren liegt und ein Fühler mit dem sich ergebenden Unterschied im Strom über eine Servoschleifen-Rückkopplung in einer Drehspule einen ausreichenden Strom erzeugt, um das Pendel zum Mittelpunkt zwischen den Kondensatorplatten zu bewegen.

Es gibt weiterhin einen Servo-Beschleunigungsmesser, der einen kapazitiven Meßgeber in einem einstückigen Halterahmen innerhalb eines hermetisch abgeschlossenen Gehäuses hat, wobei ein die Kapazitätsdifferenz zwischen zwei Kondensatoren aus zwei Kondensatcrplatten und einer beschleunigungsempfindlichen Massiv darstellender Strom als Eingangsgröße in ein Sei'vosl'hle^:ren-Kompensierglied verwendet wird, das einen Ausgangsstrom erzeugt, der die Beschleunigung so darstellt, daß die Servo-Rückkopplungsschleifen-Verstärkung und die Frequenzeigenschaften unabhängig von jedem Lastwiderstand oder jeder Impedanz sind, die zum Messen des Ausgangs-Stroms verwendbar sind.

Für einen Beschleunigungsmesser mit möglichst wenig Teilen und möglichst geringem Gewicht ist ein einstöckiger Halterahmen vorgesehen, der in ein Zylinder-Gehäuse eingebaut und eingeschlossen werden kann. Am einstückigen Halterahmen sind zwei Kondeiisatorplatten und ein Pendel oder eine seismische Masse befestigt Das Pendel ist am Halterahmen mittels einer Welle befestigt die auf zwei Lagern gelagert ist die an zwei Bändern angebracht sind, die ihrerseits am Halterahmen befestigt sind. Die in den Lagern umlaufende Welle ermöglicht daß sich das Pendel-Blatt zwischen den Kondensatorplatten bei Krafteinwirkung bewegen kann. Weiterhin ist am Pendel zwischen der Welle und den Kondensatorplatten eine Drehspule befestigt die zusammen mit einem am Halterahmen angebrachten Dauermagneten das Blatt in eine vorbestimmte Stellung in der Mitte zwischen den Kondensatorplatten rückstellt Der einteilige Halterahmen bildet zusätzlich zur Lagerung des Dauermagneten einen magnetischen Kreis für den durch den Dauermagneten und die Drehspule erzeugten Magnetfluß. Eine Rechteck-Dickfilm-Schaltungsplatte ist am einstückigen Halterahmen oberhalb und parallel zum Pendel und zu den Kondensatorplalten befestigt Eine integrierte Schaltung, Hybrid-Bauelemente und Einzel-Bauelemente sind auf der Dickfilm-Schaltungsplatte zusammen mit Verbindungen für die Leitungen von den Kondensatorplatten, dem Pendel und der Drehspule vorgesehen.

Ein besonderer Vorteil dieses Aufbaus liegt darin, daß der mechanische Teil einschließlich des Pendels zusammen mit der Schaltung vor dem Einführen in das Gehäuse eingestellt und kalibriert werden kann. Nach der Kalibrierung wird der einstöckige Halterahmen einschließlich der Schaltungsplatte in das Zylinder-Gehäur-; eingeführt, und das Gehäuse wird hermetisch abgeschlossen. Nach dem Verschließen wird das Gehäuse evakuiert und mit Inertgas gefüllt Um die Abmessungen des Beschleunigungsmessers zu verringern, sind die Kondensatorplatten sohr klein und bilden zusammen mit dem Blatt zwei Kondensatoren mit einer Kapazität von ca. 2 bis 4 pF.

Da die Kondensatoren sehr klein sind und die zum Messen einer Beschleunigung bzw. Kraft erforderliche Auslenkung des Pendels oder des Blatts sehr gering ist, was zu einer Kapazitätsänderung von ca. 10^³ pF führt, muß eine spezielle Schaltung zum Messen de/ Änderungen bei einer derartigen kleinen Kapazität verwendet werden. ,

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, e^;ne einfach aufgebaute elektronische Schaltung anzugeben, mit der geringe Kapazitätsdifferenzen zwischen zwei Kondensatoren mit kleinen Kapazitäten genau gemessen werden können. -

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs t angegebenen Merkmale gelöst.

Bei der Erfindung erfolgt also das Messen durch Einwirken einer zeitabhängigen Spannung mit zeitiine-

<■>■> arem Spannungsans.'eg z.B. von einer integrierten Schaltung auf jeden Kondensator. Der sich ergebende Unterschied im Strom durch die Kondensatoren wira durch die Fiihlereinheit gemessen, deren Ausgangs-

signal rückgekoppelt wird, um einen Rückstellstrom in der Drehspule zu erzeugen. Die Rückkopplung verwendet ein Servo-Kompensierglied, das zu einem Rückstellstrom und einer Servo-Rückkopplungsschleife führt, die unabhängig von jedem Lastwiderstand oder Impedanz > sind, die zum Messen des Rückstellstroms verwendet werden können.

Für einen kompakten, leichten Servo-Beschleunigungsmesser mit kapazitivem Meßgeber kann also z. B. eine Dickfilm-Schaltungsplatte mit einer integrierten in Schaltung und zugeordneten Hybrid-Bauelementen vorgesehen werden, um zeitabhängige Spannungen an jeden Kondensator abzugeben, so daß die durch die Kondensatoren fließenden Ströme als Maß für den Kapazitätsunterschied verwendet werden können. Die η Schaltung hat eine Ausgangsstufe mit einem Servo-Kompensierglied, das einen Rückstellstrom abgibt, wobei Verstärkungsfaktor und Frequenzeigen· sCuäiicft des ScrVöäyiticiTiä unabhängig Von jcuCT Impedanz sind, die zürn Messen des Rückstellstroms :n dient.

Nachfolgend wird die Erfindung an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Beschleunigungsmessers, J ■>

Fig. 2 ein Schaltbild eines Ansteuerglieds im Blockschaltbild der F i g. I,

F i g. 3 Signale im Anüteuerglied der F i g. 2.

Fig. 4 ein Schaltbild einer Fühlereinheit im Blockschaltbild der F i g. 1, Kl

F i g. 5 ein Schaltbild eines Spannungs-Strom-Umsetzers und einer Ausgangs-Ansteuerstufe im Blockschaltbild der F i g. 1, und

Fig. 6 ein Schaltbild des Servo-Kompensiergliedes im Blockschaltbild der F'i g. 1. r>

Ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung ist in F i g. 1 dargestellt. Wie in Fig. 1 gezeigt ist, sind Kondensatorplatten 18 und 20 eines Beschleunigungsmessers durch Leitungen 200 und 202 mit einem Ansteuerglied 204 verbunden. Eine an w einem Pendel 26 befestigte Drehspule 36 ist elektrisch durch eine Leitung 206 mit einer Lastimpedanz 208 verbunden, die meistens, an Erde angeschlossen ist. wie dies durch eine Leitung 210 angedeutet ist. Die Lastimpedanz 208 empfängt einen Rückstellstrom ft>, 4-, der durch die Drehspule 36 fließt, und erzeugt eine Spannung VVc an der Lastimpedanz 208, die die durch den Beschleunigungsmesser gemessene Beschleunigung darstellt. Insbesondere enthält die Lastimpedanz 208 einen Widerstand, an dem die Spannung K^cc gemessen ><> wird, wobei der Widerstandswert des Widerstandes den gewünschten Skalenfaktor bildet, der gewöhnlich mit V/g bezeichnet wird. Da der durch die Drehspule 36 fließende Strom Ir direkt von der zu messenden Beschleunigung abhängt kann durch Ändern des Widerstandswertes des Widerstandes in der Lastimpedanz 208 der gewünschte Skalenfaktor V/g erhalten werden, indem lediglich der genaue Wert für den Widerstand in der Lastimpedanz 208 gewählt wird. Die Lastimpedanz 208 kann auch andere rückwirkende Bauelemente aufweisen, wie z. B. Kondensatoren zum Ausfiltern unerwünschter Signale. Der Rückstellstrom Ir selbst wird in einem Ausgangs-Ansteuerglied 212 erzeugt und an die Drehspule 36 über eine Leitung 214 abgegeben.

Ein über eine Leitung 2i8 mit einer Queiie positiver Spannung + Vs und über eine Leitung 220 mit einer Quelle negativer Spannung — Vs verbundener Oszillator 216 speist ein Sägezahnsignal mit einer Frequenz in der Größenordnung von 1OkHz bis 1 MH/ an das Ansteuerglied 204 über eine Leitung 222. Das durch den Oszillator 216 erzeugte Signal hat eine ansteigende Spannung, die zeitlinear bis zur Spitzenspannung anwächst und dann sehr schnell auf einen negativen Wert abfällt. Dieses Sägezahn-Signal liegt über das Ansteuerglied 204 an den Kondensatorplatten 18 und 20 mittels der Leitungen 200 und 202. Die so an den Kondensatorplatten 18 und 20 liegende zeitveränderliche Spannung führt zu einem Stromfluß lc\ in der Leitung 200 und zu einem Stromfluß Ic 2 in der Leitung 202. Das Ansteuerglied 204 verwendet auch die Versorgungsspannungen + Vs und - Ks über die Leitungen 218 und 220 zusammen mit einer Bezugsspannung Vref als Eingangssignale zum Ansteuerglied 204 über die Leitung 224. Ein Schaltbild des Ansteuergliedes 204 ist in Fig. 10 dargestellt.

λ λ:* λ λ —* u-,,ι ν\Λ :

!▼III UVIII /-1IUlUUt-I gllV-U AV~T I

228 eine Fühlereinheit 230 verbunden. Das Ansteuerglied 204 zieht Ströme /Vi und /V2 von der Fühlereinheit 230 auf den Leitungen 226 und 228, die im wesentlichen gleich den Kondensatorströmen let und Ic 2 sind. Ein Schaltbild der Fühlereinheit 230 ist in F i g. 4 näher dargestellt. Die Fühlereinheit 230 mißt die Differenz zwischen den Strömen /Vi und /V2, die ihrerseits die Differenz in der Kapazität zwischen den Kondensatoren C\ und G darstellt, die durch die Kondensatorplatten 18 und 20 sowie das Pendel 26 gebildet werden, und die ein Ausgangssignal auf einer Leitung 232 proportional zur Differenz zwischen diesen beiden Strömen erzeugt. Das Ausgangssignal auf der Leitung 232, das durch einen Ausgangsstrom oder ein Differenzsignal Io dargestellt wird, dient als Eingangssignal zu einem Tiefpaßfilter 234. Das Tiefpaßfilter 234 filtert in erster Linie das HF-Trägersignal (1OkHz bis 1 MHz) aus, das durch den Oszillator 216 erzeugt wird. Die Gleichstromkomponenten des Signals fo, das die Unterschiede in der Kapazität zwischen den Platten 18 und 20 und damit die Auslenkung des Pendels 26 auf Grund einer Beschleunigung darstellt, werden über eine Leitung 236 zum positiven Anschluß eines Operationsverstärkers 238 übertragen. Der Operationsverstärker 238 wandelt das Stromsignal Io in ein Spannungs-Ausgangssignal V_D auf einer Leitung 240 um, das die Differenz in der Kapazität zwischen den Kondensatoren C] und Q darstellt, wobei der Verstärkungsfaktor des Ausgangssignals K_D auf der Leitung 240 durch ein Eingangssignal in den negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 auf einer Leitung 242 steuerbar ist. Das Ausgangssignal oder die Diffc enzspannung Kd wird dann an einen Spannungs-Strom-Umsetzer 244 abgegeben, der Eingangssignale auf Leitungen 246 oder 248 zur Ausgangs-Ansteuerstufe 212 speist Die Ausgangs-Ansteuerstufe 212 erzeugt bei einem Stromsignal auf der Leitung 246 oder 248 den Rückstellstrom Ir auf der Leitung 214.

Zusätzlich liegt ein Servo-Kompensierglied 250 in Rückkopplung zwischen dem Spannungs-Strom-Umsetzer 244 und dem negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238. Das Servo-Kompensierglied 250 steuert in erster Linie den Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 238 und beeinflußt damit die Verstärkungs-Servo-Systeme insgesamt abhängig von der Frequenz des Ausgangssignals Io ■ Ein bevorzugtes Äusführungsbeispiei des Servo-Kompensiergliedes ist in F i g. 6 dargestellt Das Servo-Kompensierglied 250 ist im wesentlichen ein Bandpaßfilter, das z. B. effektiv

lediglich ein Rückkopplungssignal Ir vom Umsetzer 244 an den negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 abgeben läßt, wenn Io und V_D im wesentlichen Gleichsignale sino oder sehr niedere Frequenz haben. Damit ist der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 238 für Gleichsignale oder NF-Ausgangssignale des Beschleunigungsmessers sehr hoch. Der EinfluT* des im wesentlichen unbegrenzten Verstärkungsfaktors durch den Operationsverstärker 238 bei niederen Frequenzen verfestigt das Pendel 26 bezüglich der Kondensatorplatten 18 und 20 für NF-Schwingungen, so daß das Pendel starr in vorbestimmter Lage zwischen den Platten 18 und 20 gehalten wird. Durch diesen sehr hohen Verstärkungsfaktor für Gleichsignale oder NF-Schwingungen werden Fehler und Vorspannungen auf Grund Auslenkungen oder der Trägheit des Pendels 26 im wesentlichen verringert, und die Genauigkeit des über die Leitung 222 an der Basis eines Transistors 254. Der Transistor 254 isoliert in erster Linie den Oszillator 216 vom Ansteuerglied 204. Mit dem Emitter des Transistors 254 sind über einen Widerstand 256 die ; Basisanschlüsse von Transistoren 258 und 260 verbunden. Wenn eine ansteigende Spannung vom Oszillator 216 an der Basis des Transistors 254 liegt, sind die Transistoren 258 und 260 in Vorwärts- oder Durchlaßrichtung vorgespannt oder eingeschaltet, so daß eine ähnlich anwachsende Spannung von den Leitungen 226 und 228 an den Kondensatorplatten 18 und 20 liegt, v/as zu den Strömen /₍·ι und la führt. Weiterhin sind mit den Leitungen 200 und 202 zwei Transistoren 262 und 264 verbunden. Die Transistoren 262 und 264 arbeiten als Dioden und bilden einen Stromweg für die Entladung der Kondensatoren über eine Leitung 266. Basis und Kollektor eines zusätzlichen Transistors 268 sind .nit dem Emitter des Transistors 254 verbunden, während

Für höhere Schwingfrequenzen, z.B. im Bereich von 50 Hz, erlaubt das Servo-Kompensierglied die Einspeisung eines relativ großen Rückkopplungssignals Ir in den negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238, wodurch der Verstärkungsfaktor des Verstärkers verringert wird. Der Verstärkungsfaktor des Operalionsverstärkers 238 wird für diese mittleren Frequenzen verringert, um einen instabilen Betrieb der Servo-Schleife auf Grund der Einwirkungen mechanischer Kräfte des Beschleunigungsmessers zu verhindem. Zum Beispiel liegt die Eigenfrequenz des Pendels 26 ve.zugsweise im Bereich dieser mittleren Frequenzen, was zu instabilem Betrieb der Servo-Schleife führen kann, wenn der Verstärkungsfaktor des Operationaverstärkers 238 bei diesen Frequenzen sehr groß ist. Oberhalb der mittleren Frequenzen verringert das Servo-Kompensierglied 250 erneut das Rückkopplungssignal /pam negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238, wodurch dessen Verstärkungsfaktor erhöht wird. Der Verstärkungsfaktor des Operations-Verstärkers 238 wird bei diesen höheren Frequenzen vergrößert, um das Ansprechen des Beschleunigungsmessers zu verbessern, wenn dieser relativ hochfrequenten Beschleunigungs-Eingangssignalen ausgesetzt ist, wo die mechanischen Kräfte des Beschleunigungsmessers kein bedeutender Faktor sind, der Instabilität in der Servo-Schleife hervorruft. Die Erhöhung des Verstärkungsfaktors kompensiert die Verringerung in der Bewegung des Pendels 26 bei höheren Schwingfrequenzen. Zusätzlich schließt das Servo-Kompensiergiied 250 entstabilisierende Einflüsse einer Änderung der Lastimpedanz 208 auf das Servo-System der F i g. 1 aus. Daher ist es mittels der Servo-Kompensiergliedes 250 möglich, zahlreiche Lastimpedanzen zu verwenden, wodurch die Auswahl eines geeigneten Spannungs-Skalenfaktors ohne erneute Kalibrierung der Elektronik des Beschleunigungsmessers erleichtert wird.

Zusätzlich hat die elektronische Schaltung der F i g. 1 einen Stellwiderstand Rt zwischen der Quelle positiver Spannung + Vs auf der Leitung 218 und der Ausgangsleitung 232 der Fühlereinheit 230. Durch Ändern des Widerstandswertes des Widerstandes Rt kann eine Vorspannung an den positiven Anschluß des Operationsverstärkers 238 gelegt werden, wodurch die Null-Stellung des Pendels 26 /wischen den Kondensatorplatten 18 und 20 eingestellt wird.

In F i g. 2 ist ein Schaltbild des Ansteuergliedes 204 gezeigt. Das Sägezahnsignal vom Oszillator 216 liegt Transistor 268 arbeitet so als Diode, um die Emitter der Transistoren 262 und 264 zusätzlich vorzuspannen. Eine Stromquelle oder aktive Last in der Form eines Transistors 270, eines Widerstandes-272. der Quelle negativer Spannung - Ksund der Bezugsspannung V_RF_r

_'ϊ auf der Leitung 224 ist mit der Leitung 266 verbunden.

Im folgenden wird der Betrieb des Ansteuergliedes 204 der Fig. 2 an Hand der Signale der F i g. 3 näher erläutert. Im oberen Teil der Fig.3 stellt das Spannungssignal 274 die Emitterspannung Vf der

jn Transistoren 258 und 260 der Fig. 2 dar. Der Verlauf des Vf-Signals 264 ist im wesentlichen gleich dem Verlauf der vom Oszillator 216 auf der Leitung 222 eingespeisten Sägezahnspannung. Wie in Fig. 3 dargestellt ist, wächst die Spannung Vf zeitlinear mit einem

J5 Anstieg 276, bis eine Spitzenspannung 278 erreicht ist. wonach die Spannung schnell auf einen negativen Wert bei einer Stelle 280 abfällt. Ein Signal 281 in F i g. 3 stellt die Spannung Vc an den Kondensatorplatten 18 und 20 dar. Die Kondensatorspannung Vr bleibt anfänglich konstant, wie dies durch das Bezugszeichen 282 in F i g. 3 angedeutet ist, bis die Transistoren 258 und 260 in Vorwärts-Richtung vorgespannt sind. Nachdem die Transistoren 258 und 260 in Vorwärts-Richtung vorgespannt sind, hat die Spannung V_c den gleichen Verlauf wie die Spannung Vf. An der Stelle 278 auf dem Signal 274, wo die Spannung Vf ihr Vorzeichen ändert, bleibt die Kondensatorspannung Vc in einem Bereich 284 konstant, bis die Transistoren 262 und 264 in Vorwärts-Richtung vorgespannt sind, so daß sich die Kondensatoren Ci und C₂ über die Leitung 266 zur aktiven Stromquelle 270 entladen können. Da eine lineare Beziehung zwischen der Kondensatorspannung Vcund der Zeit besteht, können die Kondensatorströme /ei und Ic 2 durch die folgenden Gleichungen ausgedruckt werden:

/„ = C₁ ^Jf-

= C₂-——-

niit G und C2 = Kondensatoren, die durch die Kondensatorplatten 18 und 20 sowie das Pendel 26 gebildet werden (vergleiche F i g. 2), und V_c j und Vc₂ = Spannungen an den einzelnen Kondensatoren.
Daraus folgt, daß die Kondensatorströme Ic ι und Ic 2 konstant sind, wenn eine direkte lineare Beziehung zwischen V_c und der Zeit vorliegt. Die Art der Kondensatorströme I_C\ und /_C2 ist im Signal 286 der

Fig. 3 gezeigt, wo während der linearen Anstiegs der Kondensatorspannung V_c im Signal 281 die Kondensatorströme in Bereichen 288 und 290 konstant bleiben und zu den Kondensatoren Q und Ci fließen, wogegen während des Abfalls der Spannung V_cdie Kondensatorströme in entgegengesetzter Richtung fließen, wie dies in einem Bereich 292 angedeutet ist. Da die Transistoren 262 und 264 zum Leiten der Kondensator-Entladeströme im Bereich 292 der Fig. 3 zu der durch den Transistor 217 dargestellten aktiven Last dienen, haben die in Bereichen 296 und 298 des Signals 294 dargestellten Strom-Eingangssignale /'ei und l'a zum Ansteuerglied 204 auf den Leitungen 226 und 228 ungefähr gleiche Größe und Richtung wie die Kondensatorströme /n und Ich wobei jedoch der negative Teil 292 weggelassen ist. Damit bilden die Ausgangsströme /'ei und /'c2der Fühlereinheit 230 der F i g. 1 auf Leitungen 226 und 228 eine Folge von ifi'ipüläcii ciiicä TöriciCiicfiä, Wie uicä uüfCu uäS oignäi 294 der F i g. 3 angedeutet ist. Die tatsächliche Größe der Ströme /'ei und I'ci ist proportional zu den Kapazitäten der Kondensatoren Ci bzw. Cj.

In Fig.4 liegt die positive Spannung + Vs an der Fühlereinheit 230 über eine Leitung 218 zu einem Transistor 300 und einem Vorwiderstand 302. Der Transistor 300 arbeitet im wesentlichen als Diode, so daß Strom vom Emitter des Transistors 300 zu einem Stromverstärker aus Transistoren 304,306,308 und 210 fließen kann. Der durch diese Transistoren festgelegte Stromverstärker bildet eine Stromauelle für das Ansteuerglied 204 der F i g. 2, wobei der Verstärkungsfaktor dieses Stromverstärkers durch Ändern des Widerstandswertes des Vorwiderstandes 302 einstellbar ist. Auf diese Weise kann der Verstärkungsfaktor der Fühlereinheit 230 eingestellt werden, um die bestimmten mechaniscnen Kräfte des Beschleunigungsmessers 10 zu reflektieren, oder für die bestimmte Anwendung, für die der Beschleunigungsmesser vorgesehen ist. Eine aktive Last aus Transistoren 312, 314, 316, 318 und aus Widerständen 320 und 322 dient auch als Strom-Spiegel, wobei der Kollektorstrom des Transistors 314 ungefähr gleich dem Kollektorstrcin des Transistors 308 ist. Der Ausgangsstrom Io auf der Leitung 232 ist proportional zur Differenz der Ströme /'ei und I'ci auf Grund der folgenden Beziehungen. Der Kollektorstrom I_Cy» des Transistors 308 ist gegeben durch:

Ic 308 = KI'c 1 ,

mit K = Verstärkungsfaktor des Stromverstärkers, festgelegt durch den Widerstand 302.

Auf gleiche Weise ist der Kollektorstrom /c3io des Transistors 310 gegeben durch:

Ic 310 = KI'c 2.

Damit gilt für den Kollektorstrom /c3m des Transistors 314 die folgende Beziehung:

/C314 = /C3O8 = KI'c\ ■

Daher gelten an einem Knotenpunkt 324 der Schaltung der Fig.4 für die Ströme die folgenden Beziehungen:

— /C3O8

Fühlerglied hat auch den bedeutenden Vorteil, daß die Messung von Unterschieden zwischen Kapazitäten der Kondensatoren C\ und Cj in der Größenordnung von 1 χ 10'³ pF möglich ist, so daß sehr kleine Kondensatorplatten 18 und 20 verwendet werden können. Die Messung von derait kleinen Kapazitäten hat den weiteren Vorteil, daß sehr geringe Auslenkungen des Pendels 26 erfaßt werden, wodurch Linearität und Genauigkeit z. B. eines Beschleunigungsmessers verbessert werden.

Nach Durchgang durch das Tiefpaßfilter 234 der F i g. 1 zum Ausfiltern der durch den Oszillator 216 erzeugten Trägerfrequenz von 10 kHz bis I MHz wird der Ausgangsstrom fo an den positiver! Anschluß des Operationsverstärkers 238 abgegeben. Das Ausgangssignal Vodes Operationsverstärkers 238 auf der Leitunij 240 wird dann zu einem Spannungs-Umsetzer 244 gespeist, der in F i g. 5 durch Strichlinien angedeutet ist.

TT ϊΞϊΊΠ uic rvüägarigSSpanriÜMg r \j pGSiiiV !Si, iCliCi Ci"

Transistor 326, dessen Basis mit der Leitung 240 verbunden ist. Wenn dagegen die Ausgangsspannung Vo negativ ist, leitet ein zweiter Transistor 328, dessen Basis über Dioden 330 und 332 mit der Leitung 240 verbunden ist. Eine Stromquelle 333 hält mittels eines Stromes Is die Dioden 330 und 332 in Vorwärts- oder Durchlaßrichtung vorgespannt. Wenn der Transistor 326 leitet, fließt der Rückkopplungsstrom I_F auf der Leitung 246 von der Ausgangs-Ansteuerstufe 212 durch den Kollektor und den Emitter des Transistors 326 zur

jo Leitung 252. Wenn auf ähnliche Weise der Transistor 328 leitet, fließt der Rückkopplungsstrom I_F zur Ausgangs-Ansteuerstufe 212 auf der Leitung 248 durch den Emitter und den Kollektor des Transistors 328 von der Leitung 252. In jedem Fall ist der Rückkopplungsstrom //^proportional zum Wert der Spannung Vo ■

Die durch Strichlinien in F i g. 5 angedeutete Ausgangs-Ansteuerstufe 212 hat im wesentlichen zwei Stromverstärker. Der erste Stromverstärker hat Widerstände 334 und 336, einen Operationsverstärker 338 und einen Transistor 340. Der zweite Stromverstärker besteht aus Widerständen 342 und 3^4, einem Operationsverstärker 346 sowie einem Transistor 348. Der erste Stromverstärker spricht auf die Spannung am Widerstand 334 an, indem infolge des Betriebs des Operationsverstärkers 338 eine gleiche Spannung am Widerstand 336 erzeugt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers 338 ist mit der Basis des Transistors 340 verbunden, und der Transistor 340 wird angesteuert, bis der Strom durch den Widerstand 336

so eine Spannung gleich der Spannung am Widerstand 334 erzeugt. Daher bestimmt die Beziehung zwischen den Widerstandswerten der Widerstände 334 und 336 den Verstärkungsfaktor des Stromverstärkers und somit den Wert des Rückstellstromes Ir. Der zweite Stromverstärker arbeitet in genau gleicher Weise, wobei der Operationsverstärker 346 bewirkt, daß der Transistor 348 ausreichend Strom leitet, um die Spannungen an den Widerständen 342 und 344 auszugleichen. Wenn der Transistor 326 des Spannungs-Strom-Umsetzers 244 leitet, ist als Ergebnis der Rückkopplungsstrom /_Fgegeben durch:

Wenn der Transistor 328 leitet, fließt der Rückkopp-Zusammenfassend ist deshalb der Ausgangsstrorn In ⁶⁵ 'ungsstrom/fin entgegengesetzter Richtung und hat auf

auf der Leitung 232 proportional zum Unterschied zwischen den Strömen /'ei und I'c2, wobei K den Verstärkungsfaktor des Systems angibt Diese Art von ähnliche Weise folgenden Wert:

Daher gilt folgende allgemeine Beziehung zwischen dem Rückstellstrom /«und dem Rückkopplungsstrom U (abhängig vom Vorzeichen des Signals Vp):

IF = Rad Rim /«oder Ri₃₄/ /?₃<2 Ir ■

Da der Rückkopplungsstrom /fzum Servo-Kompensierglied 250 zum Rückstellstrom Ir durch die alternativen Verhältnisse RwJRm und RmlRy,2 in Beziehung steht, müssen die Widerstandswerte dieser Widerstände so gewählt werden, daß der größtmögliche in Ausgleich erzielt wird, da sonst Störungen oder andere Fehler im Ausgangssignal des Systems auftreten. Deshalb sind die Widerstände 334, 336, 342 und 344 vorzugsweise nicht in einer integrierten Schaltung eines Servo-Beschleunigungsmessers enthalten, so daß ihre i"> Widerstandswerte einfacher eingestellt werden können und die Kalibrierung des Beschleunigungsmessers vor den Zusammenbau erleichtert wird.

verstärkers 238 erreicht, was zu einem im wesentlichen unbegrenzten Verstärkungsfaktor durch den Operationsverstärker 238 unter Gleichstrombedingungen führt. Auf gleiche Weise ermöglicht ein Kondensator 352 zusammen mit Widerständen 354, 356, ?58 und 360, daß das /^-Signal hoher Frequenz nach Erde übertragen wird, so daß der Operationsverstärker 238 einen relativ großen Verstärkungsfaktor hat. Bei mittleren Frequenzen, wo z. B. das Beschleunigungssignal am Beschleunigungsmesser 10 ungefähr gleich der Eigen frequenz des Pendels 26 ist. erlaubt das Servo-Kompcnsierglied, daß ein Teil des Rückkopplungssignals //zum negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 übertragen wird, wodurch der Verstärkungsfaktor der Servo-Schleife verringert wird. Damit kann durch Einstellen der Werte der verschiedenen Bauelemente im Servo-Kompensierglied 250 das Frequenz-Ansprechen des Servo-Systems bezüglich des Verstärkungsfaktors

1,111 kJ\.liaitU

gliedes 250 dargestellt. Die Schaltung der F i g. 6 ist (vgl. > <> oben) im väsentlichen ein Bandpaßfilter, wobei ein Rückkopplungssignal If von relativ niederer Frequenz nicht zum negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 über die Leitung 242 übertragen wird, und wobei auf ähnliche Weise ein /f-Signal von sehr hoher Frequenz größtenteils nicht zur Leitung 242 übertragen wird. Ein Kondensator 350 verhindert wirksam, daß ein /pGleichsignal den negativen Anschluß des Operationsder mechanischen Bauteile des Beschleunigungsmessers und die bejtimmte Anwendung wiederzuspiegeln, für die der Beschleunigungsmesser verwendet wird. Zusätzlich arbeitet der Widerstand 360 des Servo-Kompensiergliedes 250 mit verschiedenen Bauelementen des Strom-Umsetzers 244 und der Ausgangs-Ansteuerstufe 212 zusammen, um einen Wert für den Rückkopplungsstrom If zu erzeugen, der proportional dem Verhältnis

Hier/u 4 Blatt Zeichnunceti

Claims

Patentansprache:

1. Elektronische Schaltung zum Messen der Kapazitätsdifferenz zwischen zwei Kondensatoren, mit

einem Ansteuerglied, das betriebsmäßig mit jedem der Kondensatoren verbunden ist und an diese gleichzeitig eine zeitveränderliche Spannung legt, so daß Kondensatorströme durch die Kondensatoren fließen, und

eine Fühlereinheit, die betriebsmäßig mit dem Ansteuerglied und den Kondensatoren verbunden ist, um einerseits die sich aus der zeitveränderlichen Spannung ergebenden Kondensatorströme zu messen und um andererseits ein die Kapazitätsdifferenz zwischen den beiden Kondensatoren darstellendes Signal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlereinheit (230) aufweist:
einen Stromverstärker (304, 306, 308, 310) zum Erzeugen verstärkter Ströme proportional zu jedem der Kondensatorströme und
ein Stromdifferenz-Meßglied, das auf die verstärkten Ströme anspricht, um das Differenzsignal zu erzeugen.

2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlereinheit (230) ein das Ansteuerglied (204) bildender erster und zweiter Transistor (258 bzw. 260) zwischen der Fühlereinheit (230) und dem ersten bzw. zweiten Kondensator (Q bzw. Ci) nachgeschaltet sind, um wahlweise Strom und Spannung von der Fühlereinheit (230) zu den Kondensatoren (Q, C₂) zu übertragen.

3. Elektronische Schaltung f,ach Anspruch 2, J5 dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlereinheit (230) außerdem ein dritter, betriebsmäßig mit dem ersten Kundensator (Q) verbundener Transistor (262) und ein vierter, betriebsmäßig mit dem zweiten Kondensator (Ci) verbundener Transistor (264) nachgeschc!· tet sind, wobei der dritte und der vierte Transistor (262, 264) wahlweise die Kondensatoren (Q, C₂) entladen.

4. Elektronische Schaltung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Oszillator (216), der betriebsmäßig mit dem ersten und dem zweiten Transistor (258, 260) verbunden ist, damit diese die zeitveränderliche Spannung an die Kondensatoren (Q , Ci) abgeben, wobei ein Teil der an den Kondensatoren (Q , Q) liegenden Spannung im wesentlichen zeitlinear anwächst.

5. Elektronische Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (216) betriebsmäßig mit dem dritten und dem vierten Transistor (262,264) verbunden ist, so daß sich diese entladen, wenn die zeitveränderliche Spannung abnimmt.

6.. Elektronische Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlereinheit (230) zusätzlich eine betriebsmäßig mit dem dritten und dem vierten Transistor (262,264) verbundene aktive Last(270,272, - Vy nachgeschaltet ist.

7. Elektronische Schaltung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromdifferenz-Meßglied eine Lastschaltung (312, 314, 316, M 318) und ein Transistorglied einschließlich eines Knotenpunktes (324) zum Summieren eines negativen Wertes eines der verstärkten Kondensatorströme zu einem positiven Wert des anderen verstärkten Kondensatorstromes am Knotenpunkt (324) aufweist, dessen Aucgangssignal das Differenzsignal ist

8. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlereinheit (230) eine Versorgungsspannungsquelle (V_s) und einen Widerstand (302) zwischen der Versorgungsspannungsquelle (Vs) und dem Stromverstärker (3Ü4,306, 308, 310) aufweist, um den Verstärkungsfaktor des Stromverstärkers (304,306,308,310) zu ändern.

9. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverstärker (304,306,308,310) aufweist:

eine Lastschaltung (312,314,316,318),
eine Spannungsquelle (V_s),

einen ersten bzw. zweiten Transistor (308, 310) jeweils zwischen der Spannungsquelle (V₁) und der Lastschaltung (312, 314, 316, 318), wobei die Basis des ersten bzw. zweiten Transistors (308,310) durch den ersten bzw. zweiten Kondensatorstrom gesteuert ist

10. Elektronische Schaltung nach Anspruch 7 oder 9, dadurch gekennzeichnet daß die Lastschaltung (312,314,316,318) eine aktive Lastschaltung ist.

11. Elektronische Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverstärker (304,306,308,310) zusätzlich einen Widerstand (302) zwischen der Spannungsquelle (V_s) und dem ersten und zweiten Transistor (308,310) zur Steuerung des Verstärkungsfaktors des Stromverstärkers (304,306, 308,310) hat