DE2723244C3

DE2723244C3 - Elektronische Schaltung zum Messen der Kapazitätsdifferenz zwischen zwei Kondensatoren

Info

Publication number: DE2723244C3
Application number: DE2723244A
Authority: DE
Inventors: Hans W. Hugli; Martin E. Larson
Original assignee: Sundstrand Data Control Inc
Current assignee: Sundstrand Data Control Inc
Priority date: 1976-07-06
Filing date: 1977-05-23
Publication date: 1981-08-13
Also published as: NO146412B; JPS536082A; JPS6372561U; SE7706979L; IT1079895B; PL126426B1; DE2759499C2; JPS6016581B2; DE2759500C2; FR2375603A1; GB1555281A; NO772177L; NO146412C; FR2375603B1; SE435552B; AU504091B2; GB1555282A; PL199415A1; FR2375600B1; NO814342L

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs I.

Bei einer derartigen bekannten Schaltung (vgl. »Electronics Letters«, Band 11, Nr. 15, 1975, Seiten Hi und 334) soll die Linearität der Kapazitätsdifferenz beibehalten werden, wenn die Kapazität eines Kondensators zunimmt. Hierzu sind Eingänge von Operationsverstärkern in einer Brückcnschaltung einerseits mit einer Wechselstromquellc und andererseits mit dem Mittenabgriff zwischen zwei Impedanzen verbunden, während der Ausgang der Operationsverstärker an ein Meßinstrument angeschlossen ist. Ein Stromverstärker und ein Stromdifferenz-Meßglied sind in dieser bekannten Schaltung nicht vorhanden.

Mit zunehmendem Einsatz von Beschleunigungsmessern in kleinen Flugzeugen und Lenkwaffen- oder Geschoß-Navigationssystemen sowie anderen Anwendungen mit elektronischen Systemen geringen Gewichts isi die Verringerung von Abmessungen und Gewicht bei Beschleunigungsmessern immer wichtiger. Zusätzlich werden Beschleunigungsmesser oft unter Bedingungen verwendet, die sie relativ starken physikalischen Stößen, Schwingungen und plötzlichen Temperaturänderungen aussetzen, was alles deren Genauigkeit beeinträchtigen kann. Daher ist es wichtig, die Anzahl der Teile sowie (iewicht und Abmessungen der Beschleunigungsmesser insgesamt zu verringern, damit die Auswirkungen von Stößen und Temperatur möglichst klein gemacht werden können.

Herkömmliche Servo-Beschleunigungsmesser verwenden im allgemeinen eine Servo-Rückkopplung mit einem Lastwiderstand oder einer anderen Einrichtung

zum Messen eines durch eine Lagerückstell-Spule fließenden Stromes, wobei der Strom als Maß für die Beschleunigung dient. Jedoch kann die Impedanz des Lastwiderstandes die Servo-Schleifen-Verstärkung der Rückkopplung beeinflussen, und eine Änvlerung des ■> Lastwiderstandswertes kann zu instabiler Rückkopplung oder unerwünschtem Frequenzgang führen. Zahlreiche herkömmliche Systeme messen die Spannung an einer Lagerückstell-Spule an Stelle des Stromes, der zu beträchtlichen Kalibrierfehlern aus verschiedenen Ur- in Sachen führen kann, nämlich z. B. wegen der Abhängigkeit von Temperatur und Strom der Impedanz der Kraftrückstell-Spule.

Eine andere Quelle für Fehler oder Kalibrierschwierigkeiten mil kapazitiven Meßgebersystemen beruht auf π der gemeinsamen Verwendung eines Fest-Kondensators zum Vergleich mit einem zweiten veränderlichen Kondensator aus einem beschleunigungsempfindlichen Pendel und einer Kondensatorplatte, wobei die Kapazitätsunterschiede zwischen dem Fen-Konden sator und dem veränderlichen Kondensator als Beschleunigungsmaß dienen. Die Verwendung eines derartigen Fest-Kondensators unterliegt Fehlern vcn Streukapazitäten vom Beschleunigungsmesser-Hallerahmen und -Gehäuse, was zu beträchtlichen Schwierig- >■-> keiten bei der Kalibrierung führt. Zusätzlich haben die herkömmlichen Beschleunigungsmesser, die kapazitive Meßgeber verwenden, relativ große Gehäuse auf Grund der relativ großen Kondensatorplatlen, die zum Messen der Auslenkung der Pendel- oder Probenmasse dienen. si> Zusammen mit den wegen der relativ großen Kondensatoren erforderlichen relativ großen Gehäusen und zugeordneten mechanischen Bauteilen benöligen die herkömmlichen Beschleunigungsmesser insbesondere ein ausgdehntes Gehäuse zur Aufnahme der zugehören- π den Elektronik oder ein getrenntes Gehäuse für diese Elektronik. Da herkömmliche Beschleunigungsmesser gewöhnlich aus einem Kraft-Fühler und getrennter Elektronik bestehen, erfordern sie erhöhten Arbeitsund Installationsaufwand für die zahlreichen Einheiten -in zusammen mit zusätzlichen elektrischen Verbindungen, die mögliche Ausfallquellen insbesondere in feindlicher Umgebung darstellen.

Es gibt bereits einen Beschleunigungsmesser (US-PS 33 39 419), bei dem eine einseitig eingespannte pendel- -n artige Masse die Platten eines Diffcrential-Lagefühlers bildet, wobei an der Masse ein elektromagnetisches Rückstellsystem angreift.

Es gibt weiterhin einen Servo-Beschleunigungsmesser mit kapazitivem Meßgeber einschließlich /wci ™ Kondensatorplatten, die zusammen mit einem beschleunigungsumpfindlichen Pendel zwei Kondensatoren mit Kapazitäten von ca. 2 pF bilden, wobei eine zeitabhängige Spannung an den Kondensatoren liegt und ein Fühler mit dem sich ergebenden Unterschied im Strom π über eine Servoschleifen-Rückkopplung in eine·' Drehspule einen ausreichenden Strom erzeugt, um das Pendel zum Mittelpunkt /wischen den Kondensatorplatten zu bewegen.

Es gibt weiterhin einen Servo-Besch'eunigungs- (,<) messer, der einen kapazitiven Meßgeber in einem einstückigen Halterahmen innerhalb eines hermetisch abgeschlossenen Gehäuses hai, wobei ein die Kapazitätsdifferenz zwischen zwei Kondensatoren aus zwei Kondensatorplatten und einer beschleunigungsemp- &5 findlichen Masse darstellender Strom als Eingangsgröße in ein Servoschleifen-Kompensicrglied verwendet wird, das einen Ausgangsstrom erzeugt, der die Beschleunigung so da "stellt, daß die Servo-Ruckkopplungsschleifen-Verstärkung und die Frequenzeigenschaften unabhängig von jedem Lastwiderstand oder jeder Impedanz sind, die zum Messen des Ausgangs-Stroms verwendbar sind.

Für einen Beschleunigungsmesser mit möglichst wenig Teilen und möglichst geringem Gewicht ist ein einstückiger Halterahmen vorgesehen, der in ein Zylinder-Gehäuse eingebaut und eingeschlossen wer den kann. Am einstückigen Halterahmen sind zwei Kondensatorplatten und ein Pendel oder eine seismische Masse befestigt. Das Pendel ist am Hallerahmen mittels einer Welle befestigt, die auf zwei Lagern gelagert ist, die an zwei Bändern angebracht sind, die ihrerseits am Halterahmen befestigt sind. Die in den Lagern umlaufende Welle ermöglicht, daß sich das Pendel-Blatt zwischen den Kondensatorplatten bei Krafteinwirkung bewegen kann. Weiterhin ist am Pendel zwisch -n der Welle und den Kondensatorplatten eine Dre'nspulc befestigt, die zusammen mit einem am Halterahmen angebrachten Dauermagneten das Blatt in eine vorbestirmnie Stellung in der Mitte zwischen den Kondensatorpia!ten rückstellt. Der einteilige Halte rahmen bildet zusätzlich zur Lagerung des Dauer magneten einen magnetischen Kreis für den durch den Dauermagneten und die Drehspule erzeugten Magnet fluß. Eine Rechteck-Dickfilm-Schaltungsplatte ist am cinstückigen Walterahmen oberhalb und parallel /um Pendel und zu den Kondensatorplatten befestigt. Eine in'egrierte Schaltung. Hybrid-Bauelemente und Ein zel-Bauelemente sind auf der Dickfilm-Schaltungsplattc zusammen mit Verbindungen für die Leitungen von den Kondensatorplatten, dem Pendel und der Drehspule vorgesehen.

Ein besonderer Vorteil dieses Aufbaus liegt darin, dal! der mechanische Teil einschließlich des Pe.idels zusammen mit der Schaltung vor dem Einführen in das Gehäuse eingestellt und kalibriert werden kann. Nach der Kalibrierung wird der einstiickige Halterahmen einschließlich der .Schaltungsplatte in das Zylinder-Gehäuse eingeführt, und das Gehäuse wird hermetisch abgeschlossen. Nach dem Verschließen wird das Gehäuse evakuiert und mit Inertgas gefüllt. Um die Abmessungen des Beschleunigungsmessers zu verringern, sind die Kondensatorplatten sehr klein und bilden zusammen mit dem Blatl zwei Kondensatoren mit einer Kapazität von ca. 2 bis 4 pF.

Da die Kondensatoren sehr klein sind und die /um Messen einer Beschleunigung b/w. Kraft erforderliche Auslenkung des Pendels oder des Blatts sehr gering ist. was zu einer Kapazitätsänderung von ca. 10 ' pF führt, muß eine spezielle Schaltung zum Messen der Änderungen bei einer derartigen kleinen Kapazität verwendet werden.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine einfach aufgebaute elektronische Schaltung anzugeben, mit der geringe Kapazitätsdifferenzen /wischen zwei Kondensatoren mit kleinen Kapazitäten genau gemessen werden können.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Bei der Erfindung erfolgt also das Messen durch Einwirken einer zeitabhängigen Spannung mit zeitline arein Spannungsanstieg z. B. von einer in.jgrierien Schaltung auf jeden Kondensator. Der sich ergebende Unterschied im Strom durch die Kondensatoren wird durch die Fühlereinheit gemessen, deren Ausgangs-

signal rückgekoppelt wird, um einen Rückslcllstrom in der Drehspule zu erzeugen. Die Rückkopplung verwendet ein Servo-Kompensierglied, das zu einem Rückstellstrom und einer Servo-Rückkopplungsschleife führt, die unabhängig von jedem Lastwidersland oder Impedanz ϊ sind, die zum Messen des Rückstellstroms verwendet werden können.

Für einen kompakten, leichten Servo-Beschleunigungsmesser mit kapazitivem Meßgeber kann also z. B. eine Dickfilm-Schaltungsplatle mit einer integrierten ι ο Schaltung und zugeordneten Hybrid-Bauelernenten vorgesehen werden, um zeitabhängige Spannungen an jeden Kondensator abzugeben, so daß die durch die Kondensatoren fließenden Ströme als Maß für den Kapazitätsunterschied verwendet werden können. Die π Schaltung hat eine Ausgangsstufe mil einem Servo-Kompensierghed. das einen Rückstellstrom abgibt, wobei Verstärkungsfaktor und Frequenzeigenschaften des Servosystem:, unabhängig von jeder Impedanz sind, die zum Messen des Rückstellstroms dient.

Nachfolgend wird die F.rfindung an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Beschleunigungsmessers. 2")

F i g. 2 ein Schaltbild eines Ansteuerglied·* im Blockschaltbild der F ig. 1.

F i g. 3 Signale im Ansteuerglied der F i g. 2.

Fig.4 ein Schaltbild einer Fühlereinhcit im Blockschaltbild der Fig. 1. Ji)

Fig. 5 ein Schaltbild eine". Spannungs-Slrom-Uinsetzers und einer Ausgangs-Ansteuerslufe im Blockschaltbild der F i g. 1. und

Fig. 6 ein Schaltbild des Servo-Kompensicrgliedes im Blockschaltbild der F i g. 1. 3">

F.in Blockschaltbild der erfindungsgemäßen elektronischen Schaltung ist in F i g. 1 dargestellt. Wie in Fig. 1 gezeigt ist. sind Kondensatorplatten 18 und 20 eines Beschleunigungsmessers durch Leitungen 200 und 202 mit einem Ansteuerglied 204 verbunden. Eine an 4» einem Pendel 26 befestigte Drehspule 36 ist elektrisch durch eine Leitung 206 mit einer Lastimpedanz 208 verbunden, die meistens an Erde angeschlossen ist. wie dies durch eine Leitung 210 angedeutet ist. Die Lastimpedan7 208 empfängt einen Rückstellstrom h. -^ der durch die Drehspule 36 fließt, und erzeugt eine Spannung Ku ₍ an der Lastimpedanz 208. die die durch den Beschleunigungsmesser gemessene Beschleunigung darstellt. Insbesondere enthält die Lastimpedanz 208 einen Widerstand, an dem die Spannung Vm < gemessen ϊ(> wird, wobei der Widerstandswert des Widerstandes den gewünschten Skalenfaktor bildet, der gewöhnlich mit V'g bezeichnet wird Da der durch die Prehsnule 36 fließende Strom Ir direkt von der zu messenden Beschleunigung abhängt, kann durch Ändern des Widerstandswertes des Widerstandes in der Lastimpedanz 208 der gewünschte Skalenfaktor Vg erhalten werden, indem !ediglich der genaue Wert für den Widerstand in der Lastimpedanz 208 gewählt wird. Die Lastimpedanz 208 kann auch andere rückwirkende w) Bauelemente aufweisen, wie z. B. Kondensatoren zum Ausfiltern unerwünschter Signale. Der Rückstellstrom In selbst wird in einem Ausgangs-Ansteuerglied 212 erzeug! und an die Drehspule 36 über eine Leitung 214 abgegeben. b5

Ein über eine Leitung 218 mit einer Quelle positiver Spannung + Vs und über eine Leitung 220 mit einer Quelle negativer Spannung - V_s verbundener Oszillator 216 speist ein Sägezahnsignal mit einer Frequenz in der Größenordnung von 10 kHz bis 1 MHz an das Ansteuerglicd 204 über eine Leitung 222. Das durch den Oszillator 216 erzeugte Signal hai eine ansteigende Spannung, die zeitlinear bis zur Spitzenspannung anwächst und dann sehr schnell auf einen negativen Wert abfällt. Dieses Sägezahn-Signal liegt über das Ansteuerglied 204 an den Kondensatorplatten 18 und 20 mittels der Leitungen 200 und 202. Die so an den Kondensatorplatten 18 und 20 liegende zeitveränderliche Spannung führt zu einem Stromfluß k\ in der Leitung 200 und zu einem Stromfluß Ic2 in der Leitung 202. Das Ansteuerglied 204 verwendet auch die Versorgungsspannungen + Ks und - Vs über die Leitungen 218 und 220 zusammen mil einer Bezugs spannung Vru als Eingangssignale zum Ansteuerglied 204 über die Leitung 224. Ein Schaltbild des Ansteuergliedes204ist in Fig. 10dargestellt.

Mit dem Ansteuerglied 204 ist über Leitungen 226 und 228 eine Fühlereinheit 230 verbunden. Das Ansteuerglied 204 zieht Ströme /'< 1 und /'< 2 von der Fühlereinheit 230 auf den Leitungen 226 und 228, die im wesentlichen gleich den Kondensatorströmen /₍ , und Λ 2 sind. Ein Schaltbild der Fühlereinheit 230 ist in F i g. 4 näher dargestellt. Die Fühlereinheit 230 mißt die Differenz zwischen den Strömen l\ , und /'₍ 1. die ihrerseits die Differenz in der Kapazität zwischen den Kondensatoren G und O darstellt, die durch die Kondensatorplatten 18 und 20 sowie das Pendel 26 gebildet werden, und die ein Ausgangssignal auf einer Leitung 232 proportional zur Differenz zwischen diesen beiden Strömen erzeugt. Das Ausgangssignal auf der Leitung 232, das durch einen Ausgangsstrom oder ein Differenzsignal //; dargestellt wird, dient als Eingangssignal zu einem Tiefpaßfilter 234. Das Tiefpaßfilter 234 filtert in erster Linie das HF-Trägersignal (10 kHz bis 1 MHz) aus, das durch den Oszillator 216 erzeugt wird. Die Gleichstromkomponenten des Signals Ip. das die Unterschiede in der Kapazität zwischen den Planen 18 und 20 und damit die Auslenkung des Pendels 26 auf Grund einer Beschleunigung darstellt, werden über eine Leitung 236 zum positiven Anschluß eines Operationsverstärkers 238 übertragen. Der Operationsverstärker 238 wandelt das Stromsignal In in ein Spannungs-Ausgangssignal V/) auf einer Leitung 240 um, das die Differenz in der Kapazität zwischen den Kondensatoren C- und C2 darstellt, wobei der Verstärkungsfaktor des Ausgangssignals V_n auf der Leitung 240 durch ein Eingangssignal in den negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 auf einer Leitung 242 steuerbar ist. Das Ausgangssignal oder die Differenzspannung Vp wird dann an einen Spannnnps-Strom-Umsetzer 244 abgegeben, der Eingangssignale auf Leitungen 246 oder 248 zur Ausgangs-Ansteuerstufe 212 speist. Die Ausgangs-Ansteuerstufe 212 erzeugt bei einem Stromsignal auf der Leitung 246 oder 248den Rückstellstrom /RaufderLeitung214.

Zusätzlich liegt ein Servo-Kompensierglied 250 in Rückkopplung zwischen dem Spannungs-Strom-Umsetzer 244 und dem negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238. Das Servo-Kompensierglied 250 steuert in erster Linie den Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 238 und beeinflußt damit die Verstärkungs-Servo-Systeme insgesamt, abhängig von der Frequenz des Ausgangssignals Ip. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Servo-Kompensiergliedes ist in Fig.6 dargestellt. Das Servo-Kompensierglied 250 ist im wesentlichen ein Bandpaßfilter, das z. B. effektiv

!ediglich ein Rückkopplungssignal /rvoin Umsetzer 244 an den negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 abgeben läßt, wenn Ip und Vp im wesentlichen Gleichsignale sind oder sehr niedere Frequenz haben. Damit ist der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 238 für Gleichsignale oder NF-ALjgangssignale des Beschleunigungsmessers sehr hoch. Der Einfluß des im wesentlichen unbegrenzten Verstärkungsfaktors durch den Operationsverstärker 238 bei niederen Frequenzen verfestigt das Pendel 26 bezüglich der Kondensatorplatten 18 und 20 für NF-Schwingungen, so daß das Pendel starr in vorbestimmter Lage zwischen den Platten 18 und 20 gehalten wird. Durch diesen sehr hohen Verstärkungsfaktor für Gleichsignale oder NF-Schwingungen werden Fehler und Vorspannungen auf Grund Auslenkungen oder der Trägheit des Pendeis 26 im wesentlichen verringert, und die Genauigkeit des Beschleunigungsmessers wird wesentlich verbessert. Für höhere Schwingfrequenzen. z. B. im Bereich von 50 Hz, erlaubt das Servo-Kompensierglied die Einspeisung eines relativ großen Rückkopplungssignals // in den negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238, wodurch der Verstärkungsfaktor des Verstärkers verringert wird. Der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 238 wird für diese mittleren Frequenzen verringert, um einen instabilen Betrieb der Servo-Schleife auf Grund der Einwirkungen mechanischer Kräfte des Beschleunigungsmessers zu verhindern. Zum Beispiel liegt die Eigenfrequenz des Pendels 26 vorzugsweise im Bereich dieser mittleren Frequenzen, was zu instabilem Betrieb der Servo-Schleife führen kann, wenn der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 238 bei diesen Frequenzen sehr groß ist. Oberhalb der mittleren F'requenzen verringert das Servo-Kompensierglied 250 erneut das Rückkopplungssignal /; am negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238, wodurch dessen Verstärkungsfaktor erhöht wird. Der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 238 wird bei diesen höheren Frequenzen vergrößert, um das Ansprechen des Beschleunigungsmessers zu verbessern, wenn dieser relati\ hochfrequenten Beschleunigungs-Eingangssignalen ausgesetzt ist, wo die mechanischen Kräfte des Beschleunigungsmessers kein bedeutender Faktor sind, der Instabilität in der Servo-Schleile hervorruft. Die Erhö'.ung des Verstärkungsfaktors kompensiert die Verringerung in der Bewegung des Pendels 26 bei höheren Schwingfrequenzen. Zusätzlich schließt das Servo-Kompensierglied 250 entstabilisierende Einflüsse einer Änderung der Lastimpedanz 208 auf das Servo-System der Fig. 1 aus. Daher ist es mittels der Servo-Kompensiergliedes 250 möglich, zahlreiche I aMimpedan/en 7v verwenden, wodurch die Auswahl eines geeigneten Spannungs-Skalenfaktors ohne erneute Kalibrierung der Elektronik des Beschleunigungsmessers erleichtert wird.

Zusätzlich hat die elektronische Schaltung der F i g. 1 einen Stellwiderstand Rj zwischen der Quelle positiver Spannung + Vs auf der Leitung 218 und der Ausgangsleitung 232 der Fühlereinheit 230. Durch Ändern des Widerstandswertes des Widerstandes Rt kann eine Vorspannung an den positiven Anschluß des Operationsverstärkers 238 gelegt werden, wodurch die NuII-Steliung des Pendels 26 zwischen den Kondensatorplatten 18 und 20 eingestellt wird

In Fig.2 ist ein Schaltbild des Ansteuergliedes 204 gezeigt. Das Sägezahnsignal vom Oszillator 216 liegt über die Leitung 222 an der Basis eines Transistors 254. Der Transistor 254 isoliert in erster Linie den Oszillator 216 vom Ansteuerglied 204. Mit dem Emitter des Transistors 254 sind über einen Widerstand 256 die Basisanschlüsse von Transistoren 258 und 260 verbunden. Wenn eine ansteigende Spannung vom Oszillator 216 an der Basis des Transistors 254 liegt, sind die Transistoren 258 und 260 in Vorwärts- oder Durchlaßrichtung vorgespannt oder eingeschaltet, so daß eine

ίο ähnlich anwachsende Spannung von den Leitungen 226 und 228 an den Kondensatorplatten 18 und 20 liegt, was zu den Strömen la und Ic 2 führt. Weiterhin sind mit den Leitungen 200 und 202 zwei Transistoren 262 und 264 verbunden. Die Transistoren 262 und 264 arbeiten als Dioden und bilden einen Stromweg für die Entladung der Kondensatoren über eine Leitung 266. Basis und Kollektor eines zusätzlichen Transistors 268 sind mit dem Emitter des Transistors 254 verbunden, während der Emitter an die Leitung 266 angeschlossen ist. Der Transistor 268 arbeitet so als Diode, um die Emitter der Transistoren 262 und 264 zusätzlich vorzuspannen. Eine Stromquelle oder aktive Last in der Form eines Transistors 270, eines Widerstandes 272, der Quelle negativer Spannung - Ksund der Bezugsspannung V_Rn auf der Leitung 224 ist mit der Leitung 266 verbunden.

Im folgenden wird der Betrieb des Ansteuergliedes 204 der F i g. 2 an Hand der Signale der Fig. 3 näher erläutert. Im oberen Teil der Fig. 3 stellt das Spannungssignal ?74 die Emitterspannung V/ der Transistoren 258 ui'd 260 der Fig. 2 dar. Der Verlauf des V/-Signals 264 ist im wesentlichen gleich dem Verlauf der vom Oszillator 216 auf dor Leitung 222 eingespeisten Sägezahnspannung. Wie .n Fig. 3 dargestellt ist. wächst die Spannung V/ zeitlinear mit einem Anstieg 276. bis eine Spitzenspannung 278 erreicht ist. wonach die Spannung schnell auf einen negativen Wert bei einer Stelle 280 abfällt. Ein Signal 281 in F i g. 3 stellt die Spannung V₁ an den Kondensatorplatten 18 und 20 dar. Die Kondensatorspannung V₁ bleibt anfänglich konstant, wie dies durch das Bezugszeichen 282 in F i g. 3 angedeutet ist. bis die Transistoren 258 und 260 in Vorwärts-Richtung vorgespannt sind. Nachdem die Transistoren 258 und 260 in Vorwärts-Richtung vorgespannt sind, hat die Spannung V_c den gleichen

4> Verlauf wie die Spannung V_t. An der Stelle 278 auf dem Signal 274. wo die Spannung Vi ihr Vorzeichen ändert, bleibt die Kondensatorspannung V₍ in einem Bereich 284 konstant, bis die Transistoren 262 und 264 in Vorwärts-Richtung vorgespannt sind, so daß sich die Kondensatoren G und G über die Leitung 266 zur aktiven Stromquelle 270 entladen können. Da eine lineare Beziehung zwischen der Kondensatorspannung V, und der 7eit besteht, können die Kondensatorströme /< 1 und /( 2 durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:

f*·

Ii

mit Ci und Cj = Kondensatoren, die durch die Kondensatorplatten 18 und 20 sowie das Pendel 26 gebildet werden (vergleiche Fi g. 2). und V_c , und V₁-₂ = Spannungen an den einzelnen Kondensatoren.

Daraus folgt, daß die Kondensatorströme Ic\ und I_C2 konstant sind, wenn eine direkte lineare Beziehung zwischen V₁ und der Zeit vorliegt. Die Art der Kondensatorströme /< 1 und k 2 ist im Signal 286 der

Fig. 3 gezeigt, wo während des linearen Anstiegs der Kondensatorspannung V_c im Signal 281 die Kondensatorströme in Bereichen 288 und 290 konstant bleiben und zu den Kondensatoren Ci und C₂ fließen, wogegen während des Abfalls der Spannung VVdie Kondensalorströme in entgegengesetzter Richtung fließen, wie dies in einem Bereich 292 angedeutet ist. Da die Transistoren 262 und 264 zum Leiten der Kondensator-Entladeströme im Bereich 292 der Fig. 3 zu der durch den Transistor 217 dargestellten aktiven Last dienen, haben die in Bereichen 296 und 298 des Signals 294 dargestellten Strom-Eingangssignale /Vi und /V₂ zum Ansteuerglied 204 auf den Leitungen 226 und 228 ungefähr gleiche Größe und Richtung wie die Kondensatorströme /< 1 und /₍ 2, wobei jedoch der negative Teil 292 weggelassen ist. Damit bilden die Ausgangsströme /Vi und /V2der Rihlereinheit 230 der Fig. 1 auf Leitungen 226 und 228 eine Folge von Impulsen eines Vorzeichens, wie dies durch das Signal 294 der Fig. 3 angedeutet ist. Die tatsächliche Größe der Ströme /Vi und /V2 ist proportional zu den Kapazitäten der Kondensatoren G bzw. C₂ ■

In Fig. 4 liegt die positive Spannung + Vy an der Fühlereinheit 230 über eine Leitung 218 zu einem Transistor 300 und einem Vorwiderstand 302. Der Transistor 300 arbeitet im wesentlichen als Diode, so daß Strom vom Emitter des Transistors 300 zu einem Stromverstärker aus Transistoren 304, 306, 308 und 210 »Hießen kann. Der durch diese Transistoren festgelegte Stromverstärker bildet eine Stromquelle für das Ansteuerglied 204 der Fig. 2, wobei der Verstärkungsfaktor dieses Stromverstärkers durch Ändern des Widerstandswenes des Vorwiderstandes 302 einstellbar ist. Auf diese Weise kann der Verstärkungsfaktor der Fühlereinheit 230 eingestellt werden, um die bestimmten mechanischen Kräfte des Beschleunigungsmessers 10 zu reflektieren, oder für die bestimmte Anwendung, für die der Beschleunigungsmesser vorgesehen ist. Eine aktive Last aus Transistoren 312, 314, 316, 318 und aus Widerständen 320 und 322 dient auch als Strom-Spiegel, wobei der Koliektorslrom des Transistors 314 ungefähr gleich dem Kollektorstrom des Transistors 308 ist. Der Ausgangsstrom /» auf der Leitung 232 ist proportional zur Differenz der Ströme /Vi und /V 2 auf Grund der folgenden Beziehungen. Der Kolleklorstrom f_{( sm} des Transistors 308 ist gegeben durch:

h joe = Kl'ci,

mit K = Verstärkungsfaktor des Stromverstärkers, festgelegt durch den Widerstand 302.

Auf gleiche Weise ist der Kollektorstrom /_f im des Transistors 310 gegeben durch:

Ic 310 = Ki'ci.

Damit gilt für den Kollektorstrom U lu des Transistors 314 die folgende Beziehung:

Ic 314 = Ic 308 = KVc 1 -

Daher gelten an einem Knotenpunkt 324 der Schaltung der Fig.4 für die Ströme die folgenden Beziehungen:

Id = /C31O — /C3O8

Id= K(V_C2-Vc ι).

Zusammenfassend ist deshalb der Ausgangsstrom Id auf der Leitung 232 proportional zum Unterschied zwischen den Strömen /Vi und I'c 2, wobei K den Verstärkungsfaktor des Systems angibt Diese Art von Fühlerglied hat auch den bedeutenden Vorteil, daß die Messung von Unterschieden zwischen Kapazitäten der Kondensatoren G und Cj in der Größenordnung von 1 χ 10" ' pF möglich ist,so daß sehr kleine Kondensatorplatten 18 und 20 verwendet werden können. Die Messung von derart kleinen Kapazitäten hat den weiteren Vorteil, daß sehr geringe Auslenkungen des Pendels 26 erfaßt werden, wodurch Linearität und Genauigkeit z. B. eines Beschleunigungsmessers verbessert werden.

Nach Durchgang durch das Tiefpaßfilter 234 der Fig. 1 zum Ausfiltern der durch den Oszillator 216 erzeugten Trägerfrequenz von 1OkHz bis 1 MHz wird der Ausgangsstrom Id an den positiven Anschluß des

i^r> Operationsverstärkers 238 abgegeben. Das Ausgangssignal Kodes Operationsverstärkers 238 auf der Leitung 240 wird dann zu einem Spannungs-Umsetzer 244 gespeist, der in F i g. 5 durch .Strichlinien angedeutet ist. Wenn die Ausgangsspannung Vd positiv ist, leitet ein Transistor 326. dessen Basis mit der Leitung 240 verbunden ist. Wenn dagegen die Ausgangsspannung Vn negativ ist, leitet ein zweiler Transistor 328, dessen Basis über Dioden 330 und 332 mit der Leitung 240 verbunden ist. Eine Stromquelle 333 hält mittels eines

2-3 Stromes A, die Dioden 330 und 332 in Vorwärts- oder Durchlaßrichtung vorgespannt. Wenn der Transistor 326 leitet, fließt der Rückkopplungsstrom // auf der Leitung 246 von der Ausgangs-Ansteuerslufe 212 durch den Kollektor und den Emitter des Transistors 326 zur

Ji) Leitung 252. Wenn auf ähnliche Weise der Transistor 328 leitet, fließt der Rückkopplungsslrom h zur Ausgangs-Ansteuerstufe 212 auf der Leitung 248 durch den Emitter und den Kollektor des Transistors 328 von der Leitung 252. In jedem Fall ist der Rückkopplungs-

!■■> strom /; proportional /.um Wert der Spannung Vn.

Die durch Strichlinien in F i g. 5 angedeutete Ausgangs-Ansieuerstufe 212 hat im wesentlichen zwei Stromversiärker. Der erste Stromverstärker hat Widerstände 334 und 336, einen Operationsverstärker 338 und einen Transistor 340. Der zweite Stromverstärker besteht aus Widerständen 342 und 344, einem Operationsverstärker 346 sowie einem Transistor 348. Der erste Stromverstärker sprichl auf die Spannung am Widerstand 334 an, indem infolge des Betriebs des

4^r> Operationsverstärkers 338 eine gleiche Spannung am Widerstand 336 erzeugt wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers 338 ist mit der Basis des Transistors 340 verbunden, und der Transistor 340 wird angesteuert, bis der Strom durch den Widerstand 336 eine Spannung gleich der Spannung am Widerstand 334 erzeugt. Daher bestimmt die Beziehung zwischen den Widerstandswerten der Widerstände 334 und 336 den Verstärkungsfakinr des Stromverstärkers und somit den Wert des Rückstellstromes Ir. Der zweite Stromverstärker arbeitet in genau gleicher Weise, wobei der Operationsverstärker 346 bewirkt, daß der Transistor 348 ausreichend Strom leitet, um die Spannungen an den Widerständen 342 und 344 auszugleichen. Wenn der Transistor 326 des Spannungs-Strom-Umsetzers 244 leitet, ist als Ergebnis der Rückkopplungsstrom /^gegeben durch:

Zf= Rzh/RimIr.

Wenn der Transistor 328 leitet, fließt der Rückkopplungsstrom /fin entgegengesetzter Richtung und hat auf ähnliche Weise folgenden Wert:

Daher gilt folgende allgemeine Beziehung zwischen dem Rückstellslrom /«und dem Rückkopplungssiioni /; (abhängig vom Vorzeichen des Signals Vm):

If- Riib/RiiJRodcr R\ulR\oJn ■

Da der Rückkopplungsslrom //zum Servo-Kompensierglied 250 zum Rückstellslrom /;; durch die alternativen Verhältnisse RuJRm und RmIRm in Beziehung steht, müssen die Widerslandswerte dieser Widerslände so gewählt werden, daß der größtmögliche Ausgleich erzielt wird, da sonst Störungen oder andere Fehler im Ausgangssignal des Systems auftreten. Deshalb sind die Widerstände 334, 336, 342 und 344 vorzugsweise nicht in einer integrierten Schaltung eines Servo-Beschleunigungsmessers enthalten, so daß ihre Widerstandswerte einfacher eingestellt werden können und die Kalibrierung <Jes Beschleunigungsmessers vor dem Zusammenbau erleichtert wird.

In Fig.6 ist ein Schaltbild des Servo-Kompensiergliedes 250 dargestellt. Die Schaltung der F i g. 6 ist (vgl. oben) im wesentlichen ein Bandpaßfilter, wobei ein Rückkopplungssignal /; von relativ niederer Frequenz nicht zum negativen Anschluß des Operationsver stärkers 238 über die Leitung 242 übertragen wird, und wobei auf ähnliche Weise ein /pSignal von sehr hoher Frequenz größtenteils nicht zur Leitung 242 übertragen wird. Ein Kondensator 350 verhindert wirksam, daß eir //-Gleichsignal den negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 erreicht, was zu einem im wesentlichen unbegrenzten Verstärkungsfaktor durch den Operationsverstärker 238 unter Gleichstrombedingungen führt. Auf gleiche Weise ermöglicht ein Kondensator

ϊ 352 zusammen mit Widersländen 354, 356, 358 und 360. daß das //-Signal hoher Frequenz nach Erde übertragen wird, so daß der Operationsverstärker 238 einen relativ großen Verstärkungsfaktor hat. Bei mittleren Frequenzen, wo z. B. das ßeschlcunigungssignal am

H) Beschleunigungsmesser 10 ungefähr gleich der Eigenfrequenz des Pendels 26 ist, erlaubt das Servo-Kompcn sierglied, daß ein Teil des Rückkopplungssignals //zum negativen Anschluß des Operationsverstärkers 238 übertragen wird, wodurch der Verstärkungsfaktor der

r> Servo-Schleife verringert wird. Damit kann durch Einstellen der Werte der verschiedenen Bauelemente im Servo-Kompe-nsierglied 250 das Frequenz-Ansprechen des Servo-Systems bezüglich des Verstärkungsfaktors eingestellt werden, um die dynamischen Eigenschaften der mechanischen Bauteile des Beschleunigungsmessers und die bestimmte Anwendung wiederzuspiegeln, für die der Beschleunigungsmesser verwendet wird. Zusätzlich arbeitet der Widerstand 360 des Scrvo-Kompcn sicrgltedes 250 mil verschiedenen Bauelementen des Strom-Umsetzers 244 und der Ausgangs-Ansteuerstufe 212 zusammen, um einen Wert für den Rückkopplungsslrom //zu erzeugen der proportional dem Verhältnis V,JR_ih0\sl

Hier/u 4 Blatt Zcichnuniicn

Claims

Patentansprüche:

1. Elektronische Schaltung zum Messen der Kapazitätsdifferenz zwischen zwei Kondensatoren, i mit

einein Ansteuerglied, das betriebsmäßig mil jedem der Kondensatoren verbunden ist und an diese gleichzeitig eine zeitveränderliche Spannung legt, so daß Kondensatorströme durch die Kondensatoren fließen, und

eine Fühlereinheit, die betriebsmäßig mit dem Ansteuerglied und den Kondensatoren verbunden ist, um einerseits die sich aus der zeitveränderlichen Spannung ergebenden Kondensatorströme zu mes- η sen und um andererseits ein die Kapazitätsdifferenz zwischen den beiden Kondensatoren darstellendes Signal zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlereinheit (230) aufweist:
einen Stromverstärker (304, 306, 308, 310) zum κι Erzeugen verstärkter Ströme proportional zu jedem der Kondensatorströme und

ein Stromdifferenz-Meßglied, das auf die verstärkten Ströme anspricht, um das Differenzsignal zu erzeugen. 2>

2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlereinheil (230) ein das Ansteuerglied (204) bildender erster und zweiter Transistor (258 bzw. 260) zwischen der Fühlereinheit (230) und dem ersten bzw. zweiten Kondensator (C, bzw. Ci) nachgeschaltet sind, um wahlweise Strom und Spannung von der Fühlereinheit (230) zu den Kondensatoren (G , CY) zu übertragen.

3. Elektronische Schaltung nach Anspruch 2, si dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlercinheit (230) außerdem ein dritter, betriebsmäßig mit dem ersten Kondensator (G) verbundener Transistor (262) und ein vierter, betriebsmäßig mit dem zweiten Kondensator (CY) verbundener Transistor (264) nachgcschal- <m tet sind, wobei der dritte und der vierk Transistor (262, 264) wahlweise die Kondensatoren (G , C>) entladen.

4. Elektronische Schaltung nach Anspruch 3. gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Oszillator ·τ> (216), der betriebsmäßig mil dem ersten und dem zweiten Transistor (258, 260) verbunden ist, damit diese die zeitveränderliche Spannung an die Kondensatoren (G . Gi) abgeben, wobei ein Teil der an den Kondensatoren (G , G₂) liegenden Spannung ^r>(i im wesentlichen zeitlinear anwächst.

5. Elektronische Schaltung nach Anspruch 4. dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (216) betriebsmäßig mit dem dritten und dem vierten Transistor (262, 264) verbunden ist, so daß sich diese 'Λ entladen, wenn die zeitveränderliche Spannung abnimmt.

6. Elektronische Schallung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Fühlercinheit (230) zusätzlich eine betriebsmäßig mit dem dritten und dem vierten Transistor (262, 264) verbundene aktive Last (270,272, - VJnachgeschaltet ist.

7. Elektronische Schaltung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß das Siromdiffcrenz-Meßglied eine Lastschaltung (312, 314, 316, 318) und ein Transistorglied einschließlich eines Knotenpunktes (324) zum Summieren eines negativen Wertes eines der verstärkten Kondensaiorströme zu einem positiven Wert des anderen verstärkten Kondensatorstromes am Knotenpunkt (324) aufweist, dessen Ausgangssignal das Differenzsignal ist.

8. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Fühlereinheit (230) eine Versorgungsspannungsquelle (VJ und einen Widerstand (302) zwischen der Versorgungsspannungsquelle (VJund dem Stiomverstärker(304,306, 308» 310) aufweist, um den Verstärkungsfaktor des Stromverstärkers (304,306_; 308,310) zu ändern.

9. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverstärker (304,306,308,310) aufweist:

eine Lastschaltung (312,314,316,318),
eine Spannungsquelle (VJ,

einen ersten bzw. zweiten Transistor (308, 310) jeweils zwischen der Spannungsquelle (VJ und der Lasischaltung (312, 314, 316, 318), wobei die Basis des ersten bzw. zweiten Transistors (308, 310) durch den ersten bzw. zweiten Kondensatorstrom gesteuert ist.

10. Elektronische Schaltung nach Anspruch 7 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung (312,314,316,318) eine aktive Lastschaltung ist.

11. Elektronische Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromverstärker (304, 306,308,310) zusätzlich einen Widerstand (302) zwischen der Spannungsquclle (VJ und dem ersten und zweiten Transistor (308, 310) zur Steuerung des Verstärkungsfaktors des Stromverstärkers (304,306, 308,310) hat.