DE69726679T2 - Spannungsproportionaler schaltkreis - Google Patents

Description

• Gebiet der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der Sensoren im Allgemeinen und Sensoren, deren Ausgangsspannung spannungsproportional ("ratiometrisch") zu einer Versorgungsspannung sein muss, im Besonderen.
• Hintergrund der Erfindung
• Viele Sensoren, insbesondere Automobilsensoren mit Einzelversorgung, benötigen einen Ausgang, der zu einer Versorgungsspannung ratiometrisch ist. Zum Beispiel wird ein elektrostatischer Dreiachsen-Siliziumbeschleunigungsmesser des Servotyps in dem Artikel von Jono, K. et al. im Journal of Physics E. Scientific Instruments, Band 6, Nr. 1 Januar 1995 offenbart. Typischerweise wird in Automobilsystemen der Ausgang von Sensoren unter Verwendung eines Analog/Digital-Wandlers, der für seinen Betrieb eine Bezugsspannung benötigt, in ein Digitalformat umgewandelt. Wenn der Sensorausgang ratiometrisch ist, kann die Bezugsspannung anstelle der Verwendung kostspieliger Präzisionsbezugnahmen einfach von der Versorgungsspannung abgeleitet werden. Bei dieser Art von Anordnung ist die Analog/Digital-Umwandlung von der Versorgungsspannung unabhängig, weil sich der Sensorausgang und der Analog/Digital-Wandler zur Bezugnahme einander nachsteuern, wenn sich die Versorgungsspannung verändert. Deshalb werden in Verbindung mit der Bezugspannung stehende Umwandlungsfehler des Analog/Digital-Wandlers beseitigt. Folglich wird die Systemgenauigkeit verbessert und werden außerdem die Systemkosten beträchtlich reduziert, weil für eine kostspielige Präzisionsbezugnahme keine Notwendigkeit besteht.
• Ein vollkommen ratiometrischer Ausgang ist einer, der sich durch einen entsprechenden Prozentsatz zu irgendeiner Veränderung in der Versorgungsspannung der Schaltung verändert. Durch Definieren der Ausgangsspannung als V_o und der Versorgungsspannung als V_dd wird dann ein vollkommen ratiometrischer Ausgang definiert als:
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• Das heißt, dass die relative Veränderung der Ausgangsspannung gleich der relativen Veränderung der Versorgungsspannung ist.
• Ein Schaltungstyp gemäß dem Stand der Technik, der einen ratiometrischen Ausgang benötigte, aber nicht ratiometrisch war, enthielt einen kapazitiven, in Feinstzerspanung hergestellten Siliziumbeschleunigungsmesser ("micromachined silicon accelerometer (MSA)") mit geschlossener Schleife. Im Allgemeinen ist die Ausgangsspannung von einem solchen MSA nicht ratiometrisch und dies wird am besten veranschaulicht durch Ausdrücken der von einer Kräftegleichgewichtsgleichung abgeleiteten Ausgangsspannung V_o:
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• In dieser Gleichung ist k eine Konstante, ist a die Beschleunigung und ist V_sub eine auf das Siliziumsubstrat (bewegliche Elektrode) des nachstehend ausführlich beschriebenen MSA angewendete Spannung. Normalerweise sollte die V_sub-Spannung so groß wie möglich sein. Selbst wenn die Substratspannung gleich der Versorgungsspannung V_sub = V_dd ist, ist jedoch die Ausgangsspannung hauptsächlich aufgrund des V_sub-Glieds in dem Nenner der Gleichung 2 nicht ratiometrisch.
• Ein Versuch, eine ratiometrische Schaltung unter Verwendung eines MSA zur Verfügung zu stellen, wird in 1 gezeigt. In 1 erzeugt ein Kräftegleichgewicht der Schaltung 10 eine Ausgangsspannung, die ausgedrückt werden kann als:
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• In dieser Schaltung 10 wird V_sub konstant gehalten, d. h. sie verändert sich mit einer Veränderung der Versorgungsspannung nicht. Die Schaltung 10 kann nur für einen bestimmten Wert der konstanten V_sub ratiometrisch sein, nämlich für V_sub gleich dem Versorgungsspannungswert V_dd, d. h. V_sub = V_dd. Dies erlegt der Brauchbarkeit der Schaltung 10 eine ernsthafte Beschränkung auf, besonders im Falle der Konstruktion eines Kräfteabgleichbeschleunigungsmessers. Um insbesondere die Beschleunigung über einen typischerweise in Automobilanwendungen anzutreffenden Bereich zu erfassen, wird eine Spannung benötigt, die größer ist als die typischerweise von einer Automobileinzelversorgung erhältlichen 5 V. Um ferner wesentliche Toleranzveränderungen zwischen MSA-Elementen und Toleranzen anderer Bestandteile der Schaltung 10 zu ermöglichen, wird bei V_sub mehr als eine konstante 5 V benötigt. Deshalb wird für einen Automobilbeschleunigungsmesser eine ratiometrische Schaltung benötigt, die vielseitiger und nicht nur auf eine Bedingung beschränkt ist.
• Zusammenfassung der Erfindung
• Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine ratiometrische Schaltung nach Anspruch 1 bereitgestellt.
• Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• Für ein vollständigeres Verständnis der Erfindung sollte auf die Zeichnungen Bezug genommen werden. Es zeigen:
• 1 eine Schaltung gemäß dem Stand der Technik;
• 2 eine ratiometrische Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
• 3 ein Beispiel eines Vorspannungsschaltungssbereichs von 2;
• 4 ein Beispiel eines Demodulatorbereichs von 2; und
• 5 ein Beispiel eines Fehlerspannungsgeneratorbereichs von 2.
• Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
• Um die durch die vorliegende Erfindung angebotenen Vorteile vollkommen zu würdigen, ist es angebracht, den Versuch, gemäß dem Stand der Technik eine ratiometrische Schaltung bereitzustellen, umfassend zu verstehen. In 1 enthält die Schaltung 10 einen MSA 12, vorzugsweise des in dem an O'Brien et al. erteilten U.S. Patent 5,205,171 offenbarten Typs. Der MSA 12 enthält die Elektroden 14, 16 und 18. In Betrieb wird eine Kapazität zwischen den Elektroden 14 und 18 und 16 und 18 gebildet. Die Beschleunigung des Automobils oder eines anderen die Schaltung 10 enthaltenden Objekts bewirkt Kapazitätsveränderungen zwischen den Elektroden, indem die gemeinsame Elektrode 18 in Richtung der Elektroden 14 und 16 gedrängt wird oder von diesen weg. Diese Kapazitätsveränderung wird verwendet, um proportional zu der durch die Schaltung 10 erfahrenen Beschleunigung eine Ausgangsspannung zu entwickeln.
• Dann erfasst ein Detektor 20 durch die AC-Kopplungskondensatoren 22 und 24 eine Kapazitätsveränderung in dem MSA 12. Dann werden Op Amps 26 und 32 durch den Detektor 20 aktiviert, um die DC-Spannungen zu liefern, die für den Kräfteabgleich des MSA 12 benötigt werden. Der Op Amp 32 weist einen Gewinn von –1 auf, so dass eine DC-Spannung einer im Verhältnis zu der Elektrode 16 entgegengesetzten Polarität auf die Elektrode 14 angewendet wird. Ein Widerstand 34 liefert DC-Vorspannung oder Spannung V_sub an die gemeinsame Elektrode 18. Ein Kondensator 36 koppelt ein AC-Erregersignal an die Elektrode 18. Dieses Signal wird verwendet, um eine durch die Aussetzung der Beschleunigung bewirkte Veränderung in der Kapazität des MSA 12 zu erfassen. Wenn einer Beschleunigung ausgesetzt, bewegt sich die Elektrode 18 in eine der Beschleunigung entgegengesetzte Richtung, was zur Folge hat, dass die Kapazitäten zwischen den Elektroden 14 und 18 und 16 und 18 unausgewogen werden. Die Kondensatoren 22 und 24 koppeln das AC-Erregersignal, das Informationen über die Position der Elektrode 18 enthält, mit der Detektorschaltanordnung 20. Dann wird durch den Detektor 20 die Amplitude des AC-Signals an den Elektroden 14 und 16 verglichen, um die Position der Elektrode 18 festzustellen. Der Detektor 20 erzeugt eine angemessene DC-Kräfteabgleichspannung. Diese durch die Op Amps 26 bzw. 32 gestellte Abgleichspannung wird durch Widerstände 28 und 30 an die Elektroden 16 und 14 weitergeleitet. Für diese Schaltung erzeugt ein Kräftegleichgewicht eine Ausgangsspannung, die ausgedrückt werden kann als:

  

  wobei die Spannung V_sub konstant gehalten wird oder versorgungsunabhängig ist. Aus dieser Gleichung kann die ratiometrische Eigenschaft für die Schaltung 10 wie folgt ausgedrückt werden:
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• Die Gleichung 5 zeigt, dass die Schaltung 10 allein nur für einen bestimmten Wert der konstanten V_sub ratiometrisch sein kann, nämlich für V_sub gleich dem Versorgungsspannungswert V_sub = V_dd. Die Substratspannung muss konstant und versorgungsunabhängig sein. Zum Erfassen der Beschleunigung über einen typischerweise in Automobilanwendungen anzutreffenden Bereich wird eine Spannung benötigt, die größer als die typischen 5 V von einer automobilen Einzelversorgung ist. Zudem werden bei V_sub mehr als 5 V benötigt, um wesentliche Einschalttoleranzveränderungen zwischen MSA-Elementen und anderen Toleranzen von Schaltungskomponenten zu ermöglichen.
• 2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung 40 enthält einen MSA 42, der mit dem MSA 12 identisch ist und auch als kapazitiver Differentialsensor bezeichnet werden kann, einen Op Amp 44, einen synchronen Demodulator 46, einen Fehlerspannungsgenerator 48 und eine Vorspannungsschaltung 50. In Betrieb wird der MSA 42 von Terminals 52 und 54 mit einer Erregerspannung versorgt derart, dass die Spannung auf dem Terminal 52 180° außerhalb der Phase von der auf den Terminal 54 angewendeten Spannung liegt. Dies bewirkt, dass Elektroden 56 und 58 des MSA 42 einen Terminal 60 in einer neutralen Position halten, wenn das Automobil oder ein anderes die Schaltung 40 enthaltendes Produkt ruht. Der die Spannung an die Terminals 52 und 54 liefernde Spannungsgenerator (nicht gezeigt) verbindet sich mit dem Demodulator 46 zur Bildung eines kapazitiven Differentialdetektors. Die Widerstände 62 und 64 funktionieren zum Vorspannen der Elektroden 50 und 56. Die Kondensatoren 66 und 68 koppeln die AC-Signale von den Eingängen 52 und 54 an die Elektrode 60. Die AC-Erregersignale an den Elektroden 52 und 56 befinden sich 180° außerhalb der Phase von einander. Ein Widerstand 70 in der Feedback-Schleife von dem Fehlerspannungsgenerator 48 koppelt die durch den Fehlerspannungsgenerator 48 erzeugte Abgleichsspannung mit einem Knoten 72 und daher mit dem MSA 42. Die Widerstände 74 und 76 verbinden sich zur Bildung eines Spannungsteilers zum Liefern des richtigen Spannungspegels an den Demodulator 46. Die Antwortzeitkonstante der Feedback-Schleife wird durch ein zwischen den Blöcken 46 und 48 verbundenes herkömmliches Pole-Zero-Kompensationsnetzwerk (nicht gezeigt) festgestellt.
• Die Ausgangsspannung V_o der Schaltung 40 kann wie aus der Kräftegleichgewichtsgleichung folgend beschrieben werden
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• Ein Unterschied zischen der Schaltung 40 und der Schaltung 10 ist, dass hier eine variable Substratspannung V_sub eingeführt worden ist, anstatt V_sub mit Veränderungen der Versorgungsspannung V_dd konstant zu halten. Der Ausdruck für die variable V_sub wird nachstehend gezeigt

  

  wobei V_ref eine Referenz- bzw. Bezugsspannung ist, die konstant oder von Veränderungen der Versorgungsspannung V_dd unabhängig ist. Die Verhältnisse der Widerstände R_a, R_b, R, R₁ und R₂ der GLEICHUNG 6 sind eingestellt, um sicherzustellen, dass sich V_sub auf eine solche Weise verändert, dass V_o zu V_dd ratiometrisch ist. Wie zu sehen ist, weist V_sub beim Erhöhen der V_dd Spannung eine negative Schleife auf und ist versetzt, welche beide durch die Widerstandverhältnisse festgestellt werden.
• In einer bestimmten Anwendung, zum Beispiel in einer Automobilumgebung mit einem aktiven Aufhängungssystem, wird eine V_sub von 8,25 V benötigt, um einen Bereich von typischerweise erfahrenen Beschleunigungen genau zu messen. In dieser Anwendung wird die Schaltung 40 von einer Automobil-Einzelversorgungsspannung von 5 V versorgt. Mit einer von der Bezugsschaltung zur Verfügung gestellten konstanten Spannung V_ref = 1 V und der Versorgungsspannung V_dd = 5 V sind die Widerstandverhältnisse wie folgt eingestellt: 1 + R_a/R_b = 8, 25, R/R₂ = 1/5 und R/R₁ = 4/5.
• Deshalb wird aus GLEICHUNG 6
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• Die ratiometrische Eigenschaft der Schaltung 40 kann aufgezeigt werden durch

  

  wobei V_dd = 5 V und V_sub = 8,25 V. Das Einsetzen der vorstehend beschriebenen Widerstandverhältnisse in die GLEICHUNG 8 erzeugt
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• Mit anderen Worten, durch Erreichen, dass V_sub = 8,25(2-V_dd/5), wird die relative Veränderung von V_o im Verhältnis zu der Veränderung von V_dd 1 sein und deshalb ist eine ratiometrische Eigenschaft erzielt worden. Falls ein anderer Wert als 8,25 V für V_sub notwendig ist, müssen Widerstandsverhältnisse entsprechend verändert werden, aber die Schaltungsausgangsspannung wird für die Versorgung immer noch ratiometrisch sein.
• Die Vorspannungsschaltung 50 von 3 enthält 3 Hauptabschnitte – eine Ladungspumpe 80, einen Regler 82 und einen Steuerungs-/Regelungsspannungsgenerator 84. Die Ladungspumpe 80 ist von herkömmlicher Art und Fachleuten in der Technik wohlbekannt und an einem Knoten 78 mit der Schaltung 40 von 2 verbunden. Die Vorspannungsschaltung 50 ist mit dem MSA 42 wirksam verbunden zum Erzeugen einer Vorspannung umgekehrt proportional zu und unabhängig von einer Versorgungsspannung zur Aufrechterhaltung der ratiometrischen Eigenschaft zwischen einer Ausgangsspannung des MSA 42 und der Versorgungsspannung.
• Die Ladungspumpe 80 wirkt, um ihre Eingangsspannung V_dd an einem Knoten 151 im Wesentlichen zu verdoppeln und die verdoppelte Spannung an den Knoten 78 zu liefern. Der Regler 82 wird gemeinhin als Shunt-Regler bezeichnet. Er wirkt durch Senken des von dem Knoten 78 kommenden Stroms, wenn die auf dem Knoten 78 liegende Spannung einen vorbestimmten Schwellenwert übersteigt. Wenn die Spannung auf dem Knoten 78 unter dem vorbestimmten Schwellenwert liegt, senkt der Regler 82 den von dem Knoten 78 kommenden Strom nicht. Auf diese Weise wird die auf dem Knoten 78 liegende Spannung auf einem vorbestimmten Pegel gehalten, der im Wesentlichen gleich dem vorbestimmten Schwellenwert ist. Die auf einem Knoten 160 liegende Spannung dient als die Bezugsspannung für einen Komparator 102. Der Komparator 102 vergleicht die Bezugsspannung mit der auf einem Knoten 153 liegenden Spannung. Die Spannung auf dem Knoten 153 ist proportional zu der Spannung auf dem Knoten 78 und wird durch Teilen der auf dem Knoten 78 liegenden Spannung mit Widerständen 156 und 157 abgeleitet. Die Ausgabe 159 aus dem Komparator 102 steuert/regelt das Gatter eines Transistors 106 auf eine derartige Weise, dass wenn die auf dem Knoten 78 liegende Spannung über einem vorbestimmten Schwellenwert liegt, der Transistor 106 den Strom senkt und dadurch die Spannung auf dem Knoten 78 absenkt. Ein Transistor 104 dient als Durchlasstransistor und wird gemeinhin zum Erhöhen der Draindurchschlagspannung des Transistors 106 verwendet. Die Kondensatoren 155 und 154 gleichen die Steuerungs-/Regelungsschleife des Shunt-Reglers aus.
• Der Steuerungs-/Regelungsgenerator 84 erzeugt auf dem Knoten 160 eine Spannung, die umgekehrt proportional zu der auf dem Knoten 151 liegenden Spannung V_dd ist. Eine von V_dd unabhängige Bezugsspannung wird an den Knoten 150 geliefert, der ein Eingang des Komparators 108 ist. Die Spannung auf dem Knoten 150 wird durch den Komparator 108 mit der Spannung auf dem Knoten 152 verglichen und an dem Knoten 160 wird eine Ausgabe erzeugt. Die Widerstände 161, 162 und 163 bilden zwischen den auf den Knoten 160 und 151 liegenden Spannungen ein Teilernetzwerk.
• 4 offenbart eine bevorzugte Ausführungsform des zwischen den Knoten 110 und 112 verbundenen Demodulators 46 von 2. Vorzugsweise ist der Demodulator 46 in 4 ein geschalteter Kondensatordemodulator und tastet auf synchrone Weise das Eingangssignal an dem Knoten 110 ab. Wäh rend der Phase 1, wenn ein Schalter 120 geschlossen ist und ein Schalter 118 geöffnet ist, wird ein Kondensator 122 zu der auf dem Knoten 110 vorhandenen Spannung geladen. Während Phase 2, wenn der Schalter 120 geöffnet ist und der Schalter 118 geschlossen ist, wird die auf dem Kondensator 122 vorhandene Ladung auf den Kondensator 116 übertragen. Die auf dem Kondensator 116 angesammelte Spannung stellt eine Position der Prüfmasse 18 in dem MSA 12 dar.
• 5 offenbart eine bevorzugte Ausführungsform des zwischen dem Knoten 112 und dem Widerstand 70 verbundenen Fehlerspannungsgenerators 48 von 2. Der Fehlerspannungsgenerator 48 besteht aus einer Abtast- und Halteschaltung 130, die die Ausgabe des Demodulators vorzugsweise bei einer 5 KHz Rate abtastet. Die Ausgabe des Abtastens und Haltens geht an das Pole-Zero-Kompensationsnetzwerk 128, das vorzugsweise bei 5 KHz abtastet und eine Verstärkung von 0,33 aufweist. Wie allen Fachleuten in der Technik klar sein wird, wird ein Pole-Zero-Netzwerk gemeinhin verwendet, um Steuerungs-/Regelungssysteme mit geschlossener Schleife durch Plazieren eines Poles und eines Zeros an die entsprechenden Frequenzen in dem System auszugleichen. Der Ausgang des Pole-Zero-Netzwerks ist mit einem Tiefpassfilter 126 verbunden und wird vorzugsweise bei 200 KHz abgetastet und weist eine Verstärkung von 3 auf. Der Ausgang des Tiefpassfilters 126 wird dann mit einem Pegelumsetzer 124 verbunden. Der Pegelumsetzer 124 wandelt ein 1 Vp-p-Signal am Eingang in ein für den Antrieb des MSA 12 benötigtes 8,25 Vp-p-Signal am Ausgang um. Im Wesentlichen ist der Fehlerspannungsgenerator 48 mit dem kapazitiven Differentialsensor (MSA 42) verbunden, um in Abhängigkeit auf die erfasste Ka pazitätsveränderung eine korrigierende Spannung zu erzeugen.
• Somit ist eine spezielle Ausführungsform der Erfindung gezeigt und beschrieben worden, weitere Modifikationen und Verbesserungen werden Fachleuten in der Technik einfallen. Solche Modifikationen könnten andere Werte für die für unterschiedliche Beschleunigungsbereiche beschriebenen verschiedenen Faktoren enthalten oder die beschriebene Schaltung könnte auf einem einzelnen Chip ausgebildet sein. Alle Modifikationen, die die zu Grunde liegenden offenbarten und beanspruchten Grundprinzipien bewahren, befinden sich innerhalb des Rahmens dieser Erfindung.

Claims (4)

1. Ratiometrische Schaltung (40), die Folgendes umfasst: einen kapazitiven Differentialsensor (42), der eine erste (56), eine zweite (58) und eine gemeinsame Elektrode (60) aufweist, wobei eine erste Kapazität zwischen der ersten und der gemeinsamen Elektrode besteht und eine zweite Kapazität zwischen der zweiten und der gemeinsamen Elektrode besteht, wodurch der Sensor eine Kapazitätsveränderung zwischen der ersten Kapazität und der zweiten Kapazität erfasst; einen Spannungsgenerator (52, 54, 66, 68) zum Erzeugen einer ersten Spannung und einer in Bezug auf die erste Spannung in der Phase um 180 Grad verschobenen zweiten Spannung, wobei die erste und zweite Spannung der ersten und der zweiten Elektrode (56, 58) zugeführt werden; einen synchronen Demodulator (46) mit einem mit der gemeinsamen Elektrode (60) verbundenen Eingang zum Quantifizieren der erfassten Veränderung zwischen der ersten Kapazität und der zweiten Kapazität; einen Fehlerspannungsgenerator (48), der wirksam mit dem synchronen Demodulator verbunden ist, um in Abhängig keit von der quantifizierten Kapazitätsveränderung eine korrigierende Spannung zu erzeugen; eine Ladungspumpe (80) mit einem mit einer Versorgungsspannung (V_dd) verbundenen Eingang und einem mit dem kapazitiven Differentialsensor verbundenen Ausgang (78) zum Laden des kapazitiven Differentialsensors auf einen vorbestimmten, zum Aufrechterhalten einer ratiometrischen Eigenschaft des kapazitiven Differentialsensors über einen vorbestimmten Bereich kapazitiver Ladung ausreichenden Spannungspegel; einen mit dem Ausgang der Ladungspumpe verbundenen Shunt-Regler (82) zum Sicherstellen, dass durch die Ladungspumpe ein konstanter Spannungspegel an den kapazitiven Differentialsensor geliefert wird; und einen Steuerungs-/Regelungs-Spannungsgenerator (84) mit einem mit der Versorgungsspannung (V_dd) verbundenen ersten Eingang, einem mit einer konstanten Bezugsspannung (V_ref) verbundenen zweiten Eingang und einem zum Erzeugen einer Steuerungs-/Regelungs-Spannung für den Shunt-Regler mit dem Shunt-Regler verbundenen Ausgang.
2. Ratiometrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Fehlerspannungsgenerator (48) weiterhin enthält: eine Abtast- und Halteschaltung (130) mit einem mit dem Ausgang des synchronen Demodulators verbundenen Eingang; eine Pole-Zero-Schaltung (128) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Abtast- und Halteschaltung verbunden ist; einen Tiefpassfilter (126) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Pole-Zero-Schaltung verbunden ist; einen Pegelumsetzer (124) mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des Tiefpassfilters verbunden ist und einem mit dem kapazitiven Differentialsensor verbundenen Ausgang.
3. Ratiometrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Steuerungs-/Regelungs-Spannungsgenerator (84) weiterhin enthält: einen Operationsverstärker (108) mit einem mit dem Eingang des Shunt-Reglers verbunden Ausgang; und ein Widerstandnetzwerk (R, R₁, R₂) mit einem mit der Versorgungsspannung verbundenen ersten Anschluss, einem mit einem Eingang des Operationsverstärkers verbundenen zweiten Anschluss und einem mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbundenen dritten Anschluss zum Erzeugen einer Steuerungs-/Regelungs-Spannung für den Shunt-Regler, die umgekehrt proportional zu der Versorgungsspannung ist.
4. Ratiometrische Schaltung nach Anspruch 1, die auf einem einzelnen integrierten Schaltungschip implementiert ist.