DE2722660C3

DE2722660C3 - Monostabiler Multivibrator

Info

Publication number: DE2722660C3
Application number: DE19772722660
Authority: DE
Inventors: Arthur John Flemington Leidich; Leroy Wilfred Bridgewater Varettoni
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-05-21
Filing date: 1977-05-18
Publication date: 1979-08-30
Also published as: DE2722660A1; IT1082079B; FR2352443B1; FR2352443A1; DE2722660B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen monostabilen Multivibrator nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Aus der US-PS 29 67 953 ist ein monostabiler Multivibrator bekannt, dessen Ausgangsimpulsbreite von der Zeitkonstante einer Induktivität mit einem Widerstand abhängt. Ein Problem bei solchen Multivibratoren besteht darin, daß infolge der Streukapazität, mit der die Induktivität behaftet ist, gedämpfte Schwingungen bzw. Resonanzerscheinungen auftreten können. Derartige Schwingungen sind unerwünscht, weil sie zu einer fälschlichen Nachtriggerung des Multivibrators und somit zu einer Beeinträchtigung seiner Zuverlässigkeit führen können.

Es ist allgemein bekannt, daß Eigenschwingungen in einer induktiven Schaltung mindestens teilweise kom-Densiert werden können, indem man der Induktivität eine Diode parallelschaltet, die während jeder Halbwelle, bei der die Spannung an der Induktivität zum Durchlässigmachen der Diode ausreicht, Energie verzehrt Der Energieverlust in der Diode bewirkt ein relativ schnelles Abklingen (Dämpfen) innerhalb einiger weniger Perioden. Die Verwendung einer herkömmlichen »Dämpferdiode« zur Unterdrückung von Eigenschwingungen in einem mit einer zeitbestimmenden Induktivität ausgelegten monostabilen Multivibrator

ίο bringt jedoch wiederum eigene Probleme. Eines ist die Forderung, daß die Diode in dichter Nachbarschaft zur Induktivität liegt, damit der ohmsche Widerstand der Schaltung zur Erzielung eines hohen Dämpfungsfaktors möglichst klein gehalten wird. Neben diesem Zwang hinsichtlich der körperlich-räumlichen Konstruktion besteht ein weiteres Problem bei der Verwendung von Dämpferdioden darin, daß trotz des eventuell erreichten raschen Abklingens der Schwingungen dennoch die Gefahr einer fälschlichen Nachtriggerung vorhanden ist, die es nötig macht, die Schwellenwerte der Schaltung und die Betriebsgrößen der verwendeten Bauteile präzise zu justieren und für die Dimensionierung der Schaltung kostspielige Versuch/Irrtum-Methoden anzuwenden.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, bei einem mit einer Induktivität als zeitbestimmendem Element ausgestatteten monostabilen Multivibrator die Wahrscheinlichkeit einer fälschlichen Auslösung infolge von gedämpften Schwingungen zu vermindern.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

F i g. 1 die Schaltung eines erfindungsgemäß ausgebildeten monostabilen Multivibrators, und

F i g. 2 den zeitlichen Amplitudenverlauf verschiedener Spannungen zur Erläuterung der Arbeitsweise des Multivibrators nach F i g. 1.

Die in F i g. 1 dargestellte Schaltung enthält eine Induktivität L₀ und einen Widerstand Ro, bei denen es sich um diskrete Elemente handeln kann, die für die speziell gewünschte Ausgangsimpulsbreite ausgewählt sind. Die anderen dargestellten Schaltungselemente seien vorzugsweise auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat integriert. Die Lfl-Zeitkonstante der Induktivität L₀ und des Widerstands Ro ist diejenige Größe, die in erster Linie die Dauer des sogenannten quasi-stabilen Zustands der Schaltung bestimmt. Es können entweder Lo oder Ro oder auch beide Elemente veränderbar sein; in einer speziellen Ausführungsform sei jedoch Lo veränderlich, um die Dauer dieses quasi-stabilen Zustandes einzustellen. Die Schaltung enthält außerdem einen Vergleicher 30, der aus einem Differenzverstärker besteht. Dieser Verstärker enthält zwei Transistoren Q13 und Q14, deren Emitter zusammengekoppelt und an eine Stromquelle 32 angeschlossen sind. Die Basis des Transistors Q13 fühlt die Spannung an der Induktivität Lo, d. h. die Spannung an der Klemme 34, und die Basis

iio des Transistors Q 14 ist mit einem Schaltungspunkt 36 gekoppelt, der auf einem Bezugsspannungspegel Vref gehalten wird.

Im Ruhezustand übersteigt die Spannung V_BH an der Basis des Transistors Q 14 die Spannung an der Basis

"' des Transistors Q13, so daß der Transistor ζ) 14 eingeschaltet und der Transistor Q 13 gesperrt ist. Als Antwort auf einen an der Klemme 46 angelegten Triggerimpuls wird die Basis des Transistors Q 13 auf

einen Spannungspegel getrieben, der größer als derjenige an der Basis des Transistors Q14 ist, womit der Transistor Qi3 eingeschaltet und der Transistor Q14 gesperrt wird. Dies ist der quasi-stabile Zustand der Schaltung. Nach einer gewissen Zeitspanne, die in erster Linie von den Werten von Ro und Lo abhängt, sinkt die Spannung an der Induktivilät ab, bis die Basisspannung des Transistors Q13 niedriger wird als diejenige des Transistors Q 14, woraufhin die Schaltung zurück in ihren stabilen Zustand fällt Die Spannung am Schaltungskiioten 34 kehrt nun ihre Polarität um und wird stark negativ, wie es bei 72 in der Kurvenform a) der F i g. 2 gezeigt ist

Ein Merkmal der vorliegenden Schaltung ist eine Einrichtung, mit der dieser negative Ausschlag auf einen gewünschten Wert begrenzt wird (der bei einer speziellen Ausführungsform im Bereich von 30 bis 50 Volt liegt). Diese Einrichtung enthält kurz gesagt einen Transistor Q1 und einen Widerstand 1. Der Transistor erfüllt zwei Funktionen. Er liefert auf den Eingangstriggerimpuls hin Strom über seine Kollektor-Emitter-Strecke in Durchlaßrichtung an die induktivität, und seine Basis-Kollektor-Strecke leitet in Sperrichtung bei einem kontrollierten Pegel, wenn die Spannung am Knotenpunkt 34 abrupt negativ ausschlägt. Die niedrige Durchbruchsspannung in Sperrichtung wird bei dem Transistor durch Oberflächenimplantation seines Kollektorgebiets erreicht, wie es im Anschluß an die nachfolgende detaillierte Funktionsbeschreibung der Schaltung weiter unten ausführlicher erläutert wird.

Im Ruhezustand der Schaltung leitet der als Diode geschaltete Transistor QS, und von der Versorgungsspannungsklemme 38 fließt Strom über die aus dem Transistor <?8undden Widerständen 9 und 14 gebildete Strecke. Wenn die Versorgungsspannung Vcc beispielsweise bei +10 Volt liegt, beträgt die am Schaltungsknoten 36 erscheinende Bezugsspannung etwa 2,8 Volt. Somit fließt Strom über den als Diode geschalteten Transistor QiS und den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q14, womit der Transistor Q 14 eingeschaltet wird. Wie es kurz noch erläutert werden wird, fließt gleichzeitig kein Strom durch die Induktivität Lo, so daß sich der Knoten 34 auf Massepotential befindet. Die Basis des Transistors Q13 liegt ebenfalls praktisch auf Massepotential (wie kurz noch erläutert werden wird), so daß der Transistor Q13 gesperrt ist und der Transistor Q14 den gesamten von der Stromquelle 32 gezogenen Strom Settet.

Dies wirkt im Sinne einer Verminderung des Kollektorpotentials des Transistors Q13, womit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Ql und den zueinander parallel liegenden Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren Q 4 und Q 5 Vorspannung in Durchlaßrichtung angelegt wird. Die Emitter-Basis-Spannung von Q 5 wird erhöht, bis der von diesem Transistor gelieferte Kollektorstrom gleich dem vom Transistor Q14 geforderten Kollektorstrom ist, abgesehen von dem kleinen Teilbetrag, der als Basisstrom in den Transistor Ql fließt. Für den Kollektorstrom, den der Transistor Q 4 im normalen Transistorbetrieb liefern würde, steht kein Weg zur Verfügung, so daß Q4 im Sättigungsbetrieb arbeitet, womit sein Kollektor auf + Vcc geklemmt wird und der Transistor ζ) 6 in den nicht-leitenden Zustand vorgespannt wird. Der Emitterstrom des Transistors Ql ist gemäß dem Ohmschen Gesetz bestimmt durch die Spannung, die am Widerstand 6 erscheinen muß, um den Transistor QS zur Lieferung des vom Transistor Q14 geforderten Kollektorstroms einzustellen, geteilt durch den Widerstandswert des Widerstands 6. Der Transistor Q 7 liefert einen Kollektorstrom, der im wesentlichen gleich seinem Emitterstrom ist und am Widerstand 22 einen Spannungsabfall bewirkt, der den Basis-Emitter-Übergang des Transistors ζ) 24 in Durchlaßrichtung vorspannt und somit diesen Transistor einschaltet Der Kollektorstrombedarf des Transistors Qi4 wird vom Doppelkollektor-Transistor QiO befriedigt, also mit Strom, der durch den Widerstand 8 und vom Emitter zum Kollektor 40 des Transistors Q10 fließt Da der Transistor Q 24 den gesamten Kollektorstrom braucht, der am Kollektor 40 zur Verfügung steht, bleibt für den Transistor Q16 nichts mehr übrig, so daß dieser Transistor gesperrt ist Somit ist der Ausgang A der monostabilen Schaltung »hoch«, d. h. auf der Spannung + Vco

Oben wurde erwähnt, daß der Transistor Q 6 gesperrt ist. Da also durch diesen Transistor und den Widerstand 21 kein Strom fließt, liegt der Knotenpunkt 42 der Schaltung auf Massepotential, so daß der Transistor Q 25 gesperrt ist. Somit fließt der vom Kollektor 44 des Transistors Q10 kommende Strom über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q 22, so daß dieser Transistor eingeschaltet ist. Der Komplementärausgang A der Schaltung ist daher »niedrig«, d. h. auf Massepotential.

Da der Knotenpunkt 42 der Schaltung auf Massepotential liegt, befindet sich die Steuerelektrode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 45 (im folgenden kurz »Thyristor« genannt) ebenfalls auf Massepotential. Dies trägt dazu bei, den Thyristor gesperrt zu halten. Wie in kurzem noch erläutert werden wird, liegt auch die Anode des Thyristors 45 auf Massepotential, so daß der

3") Thyristor gesperrt ist.

Da der Knotenpunkt 42 auf Massepotentia! liegt, ist der Transistor Q17 gesperrt, und durch den Widerstand 2 fließt kein Strom. Daher ist der Transistor Q2 gesperrt und ebenso auch der Transistor Ql. Dies

w bestätigt die weiter oben aufgestellte Behauptung, nämlich daß kein Strom durch den Widerstand R₀ oder die Induktivität L₀ fließt, so daß der Knotenpunkt 34 auf Massepotential liegt.

Die Transistoren Q18 und Q19 arbeiten in der hier

4"> beschriebenen speziellen Schaltung als Stromquellen für 10 Mikroampere. Der Transistor QiS leitet den durch den Transistor 15 fließenden Strom, wenn der Transistor Q 14 gesperrt ist. Der Transistor Q19 wirkt als Nebenschluß oder Ableitweg für den durch den

">" Transistor Q12 fließenden Strom, wenn der Transistor Q13 gesperrt ist. Der Transistor Q12, der als Diode geschaltet ist, ist so konstruiert, daß er eine hohe Durchbruchspannung in Sperrichtung hat, die bei einer speziellen Ausführungsform in der Größenordnung von

3"> 80 Volt liegt. Er hat den Zweck, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q13, der eine Durchbruchsspannung in Sperrichtung von 7 Volt haben mag, vor der großen negativen Spannung zu schützen, die an der Induktivität L₀ während einer Periode im Betriebszyklus

i'^(| der Schaltung erzeugt wird, wie es weiter unten noch erläutert wird.

Die Transistoren Q^i und ζ>32 bilden eine Darlington-Schaltung. Im Ruhezustand der Schaltungsanordnung liegt die Triggereingangsklemme 46 auf Massepotential, so daß die Darlington-Schaltung gesperrt ist. Es fließt kein Strom durch den Widerstand 24 oder den Transistor <?29, so daß die Anode des Thyristors 45 wie oben vorausgesetzt auf Massepoten-

tial gehalten wird und der Thyristor gesperrt ist. Die drei Transistoren Q26, Q27 und ζ)28 sind ebenfalls gesperrt.

Weiter oben wurde ausgeführt, daß im Ruhezustand der Transistor Q 7 eingeschaltet ist, so daß Strom durch den Widerstand 22 fließt, womit der Knotenpunkt 48 auf einen hohen positiven Spannungspegel kommt. Vom Knotenpunkt 48 fließt Strom durch den Widerstand 19 und über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q 23, wodurch dieser Transistor eingeschaltet wird. Dies hat die Wirkung, daß die Basis des Transistors Q13 nahe an Massepotential geklemmt wird, genauer gesagt auf eine Spannung, die der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung Vs^rdes Transistors Q 23 entspricht. Es sei bemerkt, daß der Transistor Oll den Knotenpunkt 50 auf einen Pegel bringt, der demgegenüber um das Maß einer Basis-Emitter-Offsetspannung (1 Vbe) höher ist, und daß der Transistor Q12 den Knotenpunkt 52 auf einen Pegel bringt, der um 1 V_Be niedriger als die Spannung am Knotenpunkt 50 ist. Dies zur Bestätigung, daß der Knotenpunkt 52 auf die Spannung entsprechend Vsat des Transistors Q23 geklemmt ist, d.h. im wesentlichen auf Massepotential.

Es sei nun angenommen, daß an der Klemme 46 ein positiver Triggerimpuls angelegt wird. Die Betätigungsschwelle für die Schaltung liegt bei einem Triggerimpuls von etwa 2,5 Volt, in der Praxis kann die Amplitude des Triggerimpulses aber in der Größenordnung von 10 Volt liegen, d. h. beim Wert der Versorgungsspannung Vco Die Dauer dieses Triggerimpulses ist nicht kritisch. Weiter unten wird noch gezeigt werden, daß die den Thyristor enthaltende Schaltung die Vorderflanke dieses Impulses differenziert, wobei diese Vorderflanke die Schaltung in ihren quasi-stabilen Zustand umschaltet, und daß anschließend die anderen Elemente der Schaltung die Steuerung übernehmen und die Schaltung nach einer Zeitspanne, die in erster Linie von der L/?-Zeitkonstante der Elemente L₀ und R₀ abhängt, in ihren stabilen Zustand zurückversetzen.

Wenn der Triggerimpuls positiv wird, wird das Darlington-Transistorpaar ζ»31 und Q 32 eingeschaltet, und es fließt ein Strom von der Vcc-KIemme 38 über die Darlington-Schaltung und weiter über den Widerstand 24, den Transistor Q 29 und den Widerstand 13 nach Masse. Die dadurch am Knotenpunkt 54 und somit an den Basiselektroden der Transistoren Q 26, Q 27 und <?28 erzeugte positive Spannung schaltet diese drei Transistoren ein. Am Knotenpunkt 64, an den die Anode des Thyristors 45 angeschlossen ist, erscheint ebenfalls eine positive Spannung; die Gateelektrode des Thyristors 45 liegt jedoch noch auf Massepotential (Knotenpunkt 42 auf Massepotential), so daß der Thyristor 45 gesperrt bleibt.

Wenn der Transistor C? 28 eingeschaltet wird, legt er die Basis des Transistors Q 23 praktisch auf Massepotential, womit dieser Transistor gesperrt wird. Hiermit wird die auf den Knotenpunkt 50 wirkende Klemmschaltung aufgehoben, so daß die Basis des Transistors Q13 frei ist, ein anderes Potential anzunehmen.

Wenn der Transistor <?26 eingeschaltet wird, fließt ein Strom über den die Widerstände 2 und 10 und die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q 26 enthaltenden Weg. Die nun am Widerstand 2 vorhandene Spannung reicht aus, den Transistor Q 2 einzuschalten, wodurch Strom über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Ql fließt und dadurch auch dieser Transistor eingeschaltet wird. Dieser Strom möchte durch den Widerstand Ro und die Induktivität Lo fließen; da sich jedoch der Stromfluß durch eine Induktivität nicht unverzüglich ändern kann, steigt die Spannung an der Induktivität, d. h. die Spannung am Knotenpunkt 34, sehr steil auf einen hohen Wert an, wie es bei 60 in der Kurvenform a)der F i g. 2 gezeigt ist.

Gleichzeitig mit dem vorstehend beschriebenen Ereignis fließt Strom durch den Widerstand 5 und den Widerstand 4 in den Kollektor des Transistors Q 27. Die dadurch am Widerstand 5 erzeugte Spannung schaltet

ίο den Transistor Q3 ein, und der Kollektorstrom dieses Transistors durchströmt den Widerstand 3 und versucht ebenfalls, in die Induktivität Lo zu fließen. Dies bewirkt die kleine Spannungsspitze 62 an der Kurvenform a)det Fig.2. Die Amplitude der Vorderflanke 60 der Kurvenform a) geht bis nahe an Vcc, wobei Vcc wie bereits erwähnt etwa 10 Volt betragen kann.

Wenn die Spannung am Knotenpunkt 34 steil ansteigt, nimmt die Basis des Transistors Q13 ebenfalls schnell ein Potential an, das höher ist als das Potential an der Basis des Transistors Q 14 (die Spannung Ve₁₄ an der Basis des Transistors Q14 ist um 1 Vbe niedriger als Vref)- Sobald die Basis des Transistors Q13 positiver wird als die Basis des Transistors QH, beginnt der Transistor Q 13 zu leiten und der Transistor Q 14 zl sperren. Der Transistor Q 4 leitet nun den zum Kollektor des Transistors Qi3 gelieferten Strom; der Transistor Q 5 ist in der Sättigung, leitet aber keiner Kollektorstrom, und der Transistor QJ wird gesperrt weil seine Basis positiver als sein Emitter wird. Wenr der Transistor ζ) 7 in den Sperrzustand geht, fällt dei Knotenpunkt 48 auf Massepotential, und dies führt zui Sperrung des Transistors Q 24. Der Kollektorstrom arr Kollektor 40 des Transistors Q 10 fließt nun über der Basis-Emitter-Übergang des Transistors <?16, unc

t5 hiermit wird dieser Transistor eingeschaltet. Dei Ausgang A wird somit von der Spannung + Vcc au: Massepotential umgeschaltet.

Wenn der Knotenpunkt 48 auf Massepotential geht empfängt der Transistor Q 23 keinen Basis-Emitter-Strom mehr, und dies hält den Transistor Q 23 gesperrt Es sei daran erinnert, daß die Basis des Transistors Q 23 bereits durch den leitenden Transistor Q 28 aui praktisch Massepotential gelegt ist.

Der Transistor Q 6 ist eingeschaltet worden infolge

■π der Tendenz des Transistors Q13, eine erhöhte Durchlaßvorspannung an die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q 6, Q 4 und Q 5 zu legen, bis dei Transistor QA so eingestellt ist, daß er Kollektorstrorr zur Befriedigung praktisch der gesamten Kollektor-

·-><> stromnachfrage des Transistors Q13 liefert. Dies hebi das Potential am Knotenpunkt 42 für die Einschaltung des Transistors Q 25 an, so daß praktisch der gesamte Kollektorstrom vom Kollektor 44 des Transistors QH in den Kollektor des Transistors Q 25 fließt Diej

5> bewirkt, daß der Transistor Q22 gesperrt wird und / von Massepotential auf + Verwechselt

Die positive Spannung bei 42 schaltet außerdem der Transistor Q17 e:in. Dieser Transistor Hegt den Transistor ζ>26 parallel, so daß, wenn der Transistoi

wi Q 26 später in den Sperrzustand geht, der Transistoi Q17 die Transistoren Q1 und Q 2 noch leitend hält

Die positive Spannung am Knotenpunkt 42 hat zu: Folge, daß Steuerstrom in den Thyristor 45 fließt Di< Anode dieses Thyristors ist bereits positiv, so daß de:

ι· · Thyristor durchschaltet Wenn der Thyristor leitern wird, legt er den Knotenpunkt 64 auf ein Potential nahi Masse, so daß die Transistoren 26, 27 und 28 gesperr werden. In dieser Hinsicht arbeitet der Thyristor 45 ii

Zusammenwirkung mit den übrigen Schaltungselementen als Differenzierschaltung für die vordere (positiv gerichtete) Flanke des Triggerimpulses. Als Antwort auf die Vorderflanke des Triggerimpulses wird der Knotenpunkt 64 positiv, und kurz danach fällt die Spannung am Knotenpunkt 64 auf einen Pegel nahe Masse ab (in Wirklichkeit auf den Wert V_Be+ Vat, der den Anoden-Kathoden-Abfall am leitenden Thyristor darstellt). Der Verlauf der Spannung am Knotenpunkt 64 und somit an der Anode des Thyristors 45 ist bei d) in F i g. 2 gezeigt. Wenn der Triggerimpuls zu Ende ist, hört der Thyristor auf zu leiten, und seine Anode kehrt auf Massepotential zurück.

Wenn der Transistor Q 27 unmittelbar nach der Vorderflanke des Triggerimpulses in den Sperrzustand geht, hört der Stromfluß durch die Widerstände 5 und 4 auf, und der Transistor Q 3 wird gesperrt. Dieses beendet den Stromfluß über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q 3 zur Induktivität Lo, was zur Beendigung der kurzen Spitze 62 am Scheitel des positiven Spannungsausschlags an der Induktivität führt. Wie bereits erwähnt, hat die Sperrung des Transistors Q 26 keinen Einfluß auf die Transistoren Q1 und Q 2, die eingeschaltet bleiben, weil der Transistor Q17 noch eingeschaltet ist.

Wenn der Transistor Q 28 in den Sperrzustand geht, könnte der Transistor Q 23 einschalten, falls am Knotenpunkt 48 eine entsprechende Basissteuerspannung erscheinen würde. Wie bereits erwähnt, liegt jedoch der Knotenpunkt 48 noch auf Massepotentia!, so daß der Transistor Q 23 ausgeschaltet bleibt.

Nachdem sich die erste positive Spannungsspitze an der Induktivität Lo entwickelt, beginnt diese Induktivität Strom zu leiten, und die Spannung an der Induktivität fällt exponentiell ab, wie es bei 70 in der Kurvenform a) der F i g. 2 gezeigt ist. Die Abfallgeschwindigkeit ist eine Funktion der LÄ-Zeitkonstante der Ladeschaltung für die Induktivität. Wenn die Spannung so weit abgesunken ist. daß die Basis des Transistors Q13 einen Wert erreicht, der niedriger als die Spannung an der Basiselektrode des Transistors Q14 ist, wechselt der Vergleicher 30 seinen Zustand, d. h. der Transistor Q13 hört auf zu leiten und der Transistor Q14 leitet den gesamten von der Quelle 32 gezogenen Strom.

Auf dieses Ereignis hin geht der Knotenpunkt 42 auf Massepotential, womit der Transistor Q17 gesperrt wird, was seinerseits zur Sperrung der Transistoren Q1 und Q 2 führt. Hiermit hört der Stromfluß zur Induktivität L₀ auf, und als Reaktion wechselt die Spannung an der Induktivität ihre Polarität und der Knotenpunkt 34 wird stark negativ, wie es bei 72 in der Kurvenform a) der F i g. 2 gezeigt ist Die Spannung an der Induktivität wird so weit negativ, bis ein Durchbruch an einem Halbleiterübergang stattfindet (wie es in Verbindung mit F i g. 3 noch beschrieben wird) und der Stromweg wieder hergestellt wird. Die Spannung, bei der dieser Durchbruch stattfindet, bestimmt die zur Entladung der Induktivität erforderliche Zeit Je höher die Spannung ist, desto schneller ist die Entladung. Es ist wichtig, daß dieser Durchbruch in einem Bereich stattfindet, bei dem das Leistungsvermögen der Schaltung nicht beeinträchtigt wird.

Bei einer versuchten Ausf ührungsform der vorliegenden monostabilen Schaltung wurde zur Festlegung (d. h. zur Begrenzung) der vorstehend genannten Spannung eine Gruppe von Zenerdioden zwischen den Knotenpunkt 50 und Masse geschaltet, mit denen die Spannung am Knotenpunkt 50 auf einen vernünftigen Wert wie etwa 30 bis 50 Volt begrenzt wurde. Diese Ausführungsform arbeitete zufriedenstellend, jedoch benötigten die Zenerdioden relativ viel Raum auf dem integrierten Schaltungsplättchen, und außerdem machten die zusätzliehen Schaltungselemente die Schaltung aufwendiger und die Konstruktion komplizierter.

Bei der hier beschriebenen Schaltungsanordnung wird kein zusätzlicher Raum für die spannungsbegrenzende Schaltung benötigt. Die Spannungsbegrenzung

ίο wird durch den Transistor Qi und den Widerstand 1 erreicht. Der Transistor ist so hergestellt, daß die Durchbruchsspannung in Sperrichtung des Halbleiterübergangs von der Basis 91 zum Kollektor 92 etwa in der Größenordnung von 30 bis 50 Volt liegt. Wenn also die Spannung am Knotenpunkt 34 in negativer Richtung auf einen etwas höheren Wert als diese Durchbruchsspannung ausschlägt, findet eine Stromleitung in Durchlaßrichtung über den Halbleiterübergang vom Emitter 90 zur Basis 91 des Transistors Q1 statt und eine Stromleitung in Sperrichtung über den Halbleiterübergang von der Basis 91 zum Kollektor 92 des Transistors Q1. Neben diesem Stromweg ist außerdem noch ein zweiter Stromweg vorhanden, und zwar vom Knotenpunkt 93 über den Widerstand 1. Dieser Stromweg enthält das Halbleitergebiet, das die Kollektorzone des Transistors Q1 bildet.

Die Wirkung der Stromleitung durch die beiden eben beschriebenen Wege besteht darin, den Knotenpunkt 93 der Schaltung auf ein Spannungsniveau zu bringen, das in der Größenordnung von — 30 bis — 50 Volt liegen kann und sich auf eine Spannung von etwa — 40 bis — 60 Volt am Knotenpunkt 34 übertragen kann.

Die Reihenschaltung des Transistors Q13 mit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q14 bildet

einen zusätzlichen Schutz für diesen Übergang, welchen Wert die negative Spannung am Knotenpunkt 34 auch immer annehmen mag. Der Grund hierfür ist die relativ hohe Durchbruchsspannung in Sperrichtung des Transistors Q12, die bewirkt, daß jede am Knotenpunkt 50 vorhandene negative Spannung fast vollständig zwischen dem Emitter und den zusammengekoppelten Basis- und Kollektoranschlüssen dieses Transistors erscheint und somit nicht genug Spannung übrigbleibt, um einen Durchbruch des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors Q13 zu bewirken.

Der PNP-Transistor QIl, der gegenüber dem Transistor Q 23 vom entgegengesetzten Leitungstyp ist, wirkt wie eine Blockierungsdiode, wenn die Knotenpunkte 34 und 50 während der Entladung der Induktivität L₀ negativ werden. Falls der Transistor QIl nicht vorhanden wäre, würde der negative Spannungsausschlag den Kollektor-Basis-Übergang des iransistors Q 23 (und auch dessen Kollektor-Substrat-Übergang in einer integrierten Schaltung) in Durchlaßrichtung vorspannen und dadurch auf einen niedrigen negativen Wert geklemmt werden. Der Transistor QIl kann durch eine Diode ersetzt werden (die mit ihrer Anode an den Knotenpunkt 50 und mit ihrer Kathode an den Kollektor des Transistors Q 23 angeschlossen ist), die für eine genügend hohe Durchbruchsspannung in Sperrichtung ausgelegt ist Hiermit käme man zu einem ähnlichen Betrieb, vorausgesetzt daß der Verlust der mit QIl erreichten Transistorverstärkung nicht kritisch ist (was bei der dargestellten speziellen integrierten Schaltung auch nicht der Fall ist).

Nach dem bei 72 in Fig.2 gezeigten starken negativen Spannungsausschlag nimmt der Stromfluß durch die Induktivität Lo ab, und die Spannung an der

Induktivität wird weniger negativ, wie es bei 79 in der Kurvenform a) der F i g. 2 zu erkennen ist. Wenn der Strom auf 0 abgesunken ist und seine Richtung umzukehren versucht, schlägt die Spannung an der Induktivität in positiver Richtung zurück, wie es bei 80 in Fig.2 gezeigt ist. Die Spannung an der Induktivität würde weit ins Positive bis nach an V_Cc (beim vorliegenden Beispiel bis nahe an 10 Volt) ausschlagen, wenn keine Maßnahmen zur Verhinderung dieses Ausschlags getroffen wären. Der aus der Induktivität L₀ und der damit gekoppelten verteilten Kapazität bestehende Stromkreis wirkt wie ein Resonanzkreis, der, wenn es nicht verhindert würde, zu einer gedämpften Schwingung mit seiner Resonanzfrequenz führen würde, wie es mil der gestrichelten abklingenden Sinuswelie bei 82 in F i g. 2 angedeutet ist. Diese wäre natürlich für den Betrieb der Schaltung schädlich, denn wenn der positive Ausschlag der Sinuswelle einen solchen Wert erreicht, daß die Spannung an der Basis des Transistors Q13 höher wird als die Spannung an der Basis des Transistors <?14, würde die monostabile Schaltung nachgetriggert werden.

Bei der hier beschriebenen Schaltung kann dies nicht eintreten, und zwar dank der Klemmwirkune der Transistoren ζ) 11 und Q23. Im Augenblick, wo die Spannung an der Induktivität ins Positive auszuschlagen versucht, ist der Transistor Q 13 gesperrt, so daß auch der Transistor Q 6 gesperrt ist und der Knotenpunkt 42 auf Massepotential liegt, und der Transistor ζ) 14 ist leitend, so daß auch der Transistor Ql eingeschaltet ist und der Knotenpunkt 48 positiv ist. Somit ist auch der Transistor ζ>23 eingeschaltet. Hierdurch wird die Basis des PNP-Transistors Q11 auf ein Potential nahe Masse gelegt, so daß dieser Transistor leitend werden kann, wenn sein Emitter positiv gesteuert wird. Wenn die Spannung am Knotenpunkt 50 positiv werden will, wird der Transistor Q11 stark leitend gemacht, wodurch der Knotenpunkt 50 auf Massepotential geklemmt wird.

Dies zeigt sich indirekt bei 85 in der Kurvenform a)der Fig.2. Die Spannung am Knotenpunkt 34 wird zunächst ein wenig positiv und dann auf Massepotential geklemmt. Dieser kleine positive Wert entspricht einem gegenüber der Basisspannung des Transistors (?14 niedrigeren Spannungswert an der Basis des Transistors Q13, so daß der Transistor Q13 gesperrt bleibt und die Schaltung 30 in ihrem stabilen Zustand verbleibt, d. h. A bleibt hoch (bei + Verbund A bleibt auf Massepotential.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Monostabiler Multivibrator mit einer Serienschaltung aus einer zeitbestimmenden Induktivität, einem zeitbestimmenden Widerstand und einem Transistorschalter, an die eine Versorgungsspannung anlegbar ist, ferner mit einer Eingangsschaltung, die mit dem besagten Schalter verbunden ist, um ihm auf ein Triggereingangssignal hin eine Einschaltspannung anzulegen, sowie mit einer Vergleichsschaltung, die einen ersten Eingang zum Empfang einer Bezugsspannung, einen mit der Induktivität verbundenen zweiten Eingang und einen Ausgang aufweist, der während des unstabilen Zustandes des Multivibrators eine Einschaltspannung an den Transistor liefert, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Induktivität (Lo) eine Klemmschaltung (Q 11, Q 23) verbunden ist, die bei Empfang eines Aktivierungssignals an einer Steuerelektrode (Basis von Q 23) die Spannung an der Induktivität begrenzt, und daß mit dieser Steuerelektrode der Klemmschaltung eine Steuerschaltung (19, (?28) verbunden ist, die an einen Ausgangspunkt (Knoten 54) in der Eingangsschaltung (Q 2b, Q 2) und an einen Ausgangspunkt (Knoten 48) in der Vergleichsschaltung (Q 13, Q14) angeschlossen ist, um das Aktivierungssignal an die Steuerelektrode zu legen, wenn der Multivibrator in seinem stabilen Zustand und das Triggereingangssignal abwesend ist, und um das Aktivierungssignal zu beenden, entweder wenn der Multivibrator in seinem instabilen Zustand ist oder wann das Triggereingangssignal vorhanden ist.

2. Monostabiler Multivibrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (Lo) mit einem Knotenpunkt (50) verbunden ist, an den ein in der Klemmschaltung enthaltener Transistor (Qii) und ein in der Vergleichsschaltung (Q 12, Qi3, <?14, <?15) enthaltener Transistor (Q 12) angeschlossen ist, und daß der Transistorschalter (Q 1) ein Bipolartransistor ist, der bei einer gegebenen Spannung durchbricht, wobei diese Spannung geringer ist als die Durchbruchsspannung der Transistoren in der Klemmschaltung und in der Vergleichsschaltung, um die Spannung an der Induktivität in einem gegebenen Sinn auf den Wert der besagten gegebenen Spannung zu begrenzen.