DE2722660A1

DE2722660A1 - Multivibratorschaltung

Info

Publication number: DE2722660A1
Application number: DE19772722660
Authority: DE
Inventors: Arthur John Leidich; Leroy Wilfred Varettoni
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1976-05-21
Filing date: 1977-05-18
Publication date: 1977-11-24
Also published as: IT1082079B; FR2352443B1; FR2352443A1; DE2722660B2; DE2722660C3

Description

RCA 7O791/7O825 Ks/Ri

Brit.Serial Nos: 2i208/7f] <?Ή65/?ε 9799Rl

Filed: May 21, 1976; May 21, 1976 Patenten*«* ' "°

^f Dr. Dieter v. BezokJ 1 7 Dipl.-Ing. Peter Schütz

Dipl.-Ing. Wolfgsng Heusler 8 München 86, Postfach 860668

RCA Corporation New York, N.Y., V.St.v.A.

Multivibratorschaltimg

Die Erfindung bezieht sich auf monostabile Schaltungen und betrifft speziell einen monostabilen Multivibrator, der als zeitbestimmendes Element eine Induktivität enthält.

Aus der USA-Patentschrift 2 967 953 ist ein monostabiler Multivibrator bekannt, dessen Ausgangsimpulsbreite von der Zeitkonstante einer Induktivität mit einem Widerstand abhängt. Ein Problem bei solchen Multivibratoren besteht darin, daß infolge der Streukapazität, mit der die Induktivität behaftet ist, gedämpfte Schwingungen bzw. Resonanzerscheinungen auftreten können. Derartige Schwingungen sind unerwünscht, weil sie zu einer fälschlichen Nachtriggerung des Multivibrators und somit zu einer Beeinträchtigung seiner Zuverlässigkeit führen können.

Es ist allgemein bekannt, daß Eigenschwingungen in einer induktiven Schaltung mindestens teilweise kompensiert werden können,

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indem man der Induktivität eine Diode parallelschaltet, die während jeder Halbwelle, bei der die Spannung an der Induktivität zum Durchlässigmachen der Diode ausreicht, Energie verzehrt. Der Energieverlust in der Diode bewirkt ein relativ schnelles Abklingen (Dämpfen) innerhalb einiger weniger Perioden.

Die Verwendung einer herkömmlichen "Dämpferdiode" zur Unterdrükkung von Eigenschwingungen in einem mit einer zeitbestimmenden Induktivität ausgelegten monostabilen Multivibrator bringt jedoch wiederum eigene Probleme. Eines ist die Forderung, daß die Diode in dichter Nachbarschaft zur Induktivität liegt, damit der ohmsche Widerstand der Schaltung zur Erzielung eines hohen Dämpfungsfaktors möglichst klein gehalten wird. Neben diesem Zwang hinsichtlich der körperlich räumlichen Konstruktion besteht ein weiteres Problem bei der Verwendung von Dämpferdioden darin, daß trotz des eventuell erreichten raschen Abklingens der Schwingungen dennoch die Gefahr einer fälschlichen Nachtriggerung vorhanden ist, die es nötig macht, die Schwellenwerte der Schaltung und die Betriebsgrößen der verwendeten Bauteile präzise zu justieren und für die Dimensionierung der Schaltung kostspielige Versuch/Irrtum-Methoden anzuwenden.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, bei einem mit einer Induktivität als zeitbestimmendem Element ausgestatteten monostabilen Multivibrator die Wahrscheinlichkeit einer fälschlichen Auslösung infolge von gedämpften Schwingungen zu vermindern.

Ein diese Aufgabe lösender erfindungsgemäßer monostabiler Multivibrator enthält eine zeitbestimmende Induktivität und eine erste Schaltung, die auf ein Triggersignal anspricht, um der Induktivität Strom zuzuführen und ein Ausgangssignal zu erzeugen, wenn die resultierende Spannung an der Induktivität einen gegebenen Wert übersteigt. Eine mit der Induktivität verbundene Klemmschaltung begrenzt die Spannung an der Induktivität, wenn beide genannte Signale fehlen und gestattet einen Anstieg der Spannung der Induktivität über den besagten gegebenen Wert hinaus, wenn das eine oder das andere der beiden besagten Signale vorhanden ist.

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Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 ist das Schaltbild einer erfindungsgeraäß ausgebildeten monostabilen Schaltung;

Fig. 2 zeigt den zeitlichen Amplitudenverlauf verschiedener Spannungen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ;

Fig. 3 zeigt, teilweise in Schnittansicht, nähere Einzelheiten einer Anzahl von Elementen der Schaltung nach Fig. 1.

Die in Fig. 1 dargestellte monostabile Schaltung enthält eine Induktivität Lq und einen Widerstand Rq, bei denen es sich um diskrete Elemente handeln kann, die für die speziell gewünschte Ausgangsimpulsbreite ausgewählt sind. Die anderen dargestellten Schaltungselemente seien vorzugsweise auf einem gemeinsamen Halbleitersubstrat integriert. Die LR-Zeitkonstante der beiden Elemente Lq und Rq ist diejenige Größe, die in erster Linie die Dauer des sogenannten quasi-stabilen Zustands der Schaltung bestimmt. Es können entweder Lq oder Rq oder auch beide Elemente veränderbar sein, in einer speziellen Ausführungsform jedoch sei Lq veränderlich, um die Dauer dieses quasi-stabilen Zustandes einzustellen. Die Schaltung enthält außerdem einen Vergleicher 30, der aus einem Differenzverstärker besteht. Dieser Verstärker enthält zwei Transistoren QI3 und Q14-, deren Emitter zusammengekoppelt und an eine Stromquelle 32 angeschlossen sind. Die Easis des Transistors Q13 fühlt die Spannung an der Induktivität Lq, d.h. die Spannung an der Klemme 3^, und die Basis des Transistors Q14- ist mit einem Schaltungspunkt 36 gekoppelt, der auf einem Bezugsspannungspegel gehalten wird.

Im Ruhezustand übersteigt die Spannung V-n,^ an der Basis des Transistors Q14- die Spannung an der Basis des Transistors Q13, so daß der Transistor Q14- eingeschaltet und der Transistor Q13

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gesperrt ist. Als Antwort auf einen an der Klemme 46 angelegten Triggerimpuls wird die Basis des Transistors Q13 auf einen Spannungspegel getrieben, der größer als derjenige an der Basis des Transistors 014 ist, womit der Transistor Q13 eingeschaltet und der Transistor 014 gesperrt wird. Dies ist der quasi-stabile Zustand der Schaltung. Nach einer gewissen Zeitspanne, die in erster Linie von den Werten von Rq und Lq abhängt, sinkt die Spannung an der Induktivität ab, bis die Basisspannung des Transistors Q13 niedriger wird als diejenige der Transistors Q14, woraufhin die Schaltung zurück in ihren stabilen Zustand fallt. Die Spannung am Schaltungsknoten 34 kehrt nun ihre Polarität um und wird stark negativ, wie es bei 72 in der Kurvenform a) der Fig. 2 gezeigt ist.

Ein Merkmal der vorliegenden Schaltung ist eine Einrichtung, mit der dieser negative Ausschlag auf einen gewünschten Wert begrenzt wird (der bei einer speziellen Ausführungsform im Bereich von 30 bis 50 Volt liegt). Diese Einrichtung enthält kurz gesagt einen Transistor 01 und einen Widerstand 1. Der Transistor erfüllt zwei Funktionen. Er liefert auf den Eingangstriggerimpuls hin Strom über seine Kollektor-Emitter-Strecke in Durchlaßrichtung an die Induktivität, und seine Basis-Kollektor-Strecke leitet in Sperrrichtung bei einem kontrollierten Pegel, wenn die Spannung am Knotenpunkt 34 abrupt negativ ausschlägt. Die niedrige Durchbruchsspannung in Sperrichtung wird bei dem Transistor durch Oberflächenimplantation seines Kollektorgebiets erreicht, wie es im Anschluß an die nachfolgende detaillierte Funktionsbeschreibung der Schaltung weiter unten ausführlicher erläutert wird.

Im Ruhezustand der Schaltung leitet der als Diode geschaltete Transistor Q8, und von der Versorgungsspannungsklemme 38 fließt Strom über die aus dem Transistor Q8 und den Widerständen 9 und 14 gebildete Strecke. Wenn die Versorgungsspannung Vq_C beispielsweise bei +10 Volt liegt, beträgt die am Schaltungsknoten 36 erscheinende Bezugsspannung etwa 2,8 Volt. Somit fließt Strom über den als Diode geschalteten Transistor QI5 und den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q14, womit der Transistor 014 eingeschal-

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tet wird. Wie es kurz noch erläutert werden wird, fließt gleichzeitig kein Strom durch die Induktivität L_Q, so daß sich der Knoten 34 auf Massepotential befindet. Die Basis des Transistors Q13 liegt ebenfalls praktisch auf Massepotential (wie kurz noch erläutert werden wird), so daß der Transistor Q13 gesperrt ist und der Transistor Q14 den gesamten von der Stromquelle 32 gezogenen Strom leitet.

Dies wirkt im Sinne einer Verminderung des Kollektorpotentials des Transistors Q13, womit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q7 und den zueinander parallel liegenden Basis-Emitter-Ubergängen der Transistoren Q4 und Q5 Vorspannung in Durchlaßrichtung angelegt wird. Die Emitter-Basis-Spannung von Q5 wird erhöht, bis der von diesem Transistor gelieferte Kollektorstrom gleich dem vom Transistor 014 geforderten Kollektorstrom ist, abgesehen von dem kleinen Teilbetrag, der als Basisstrom in den Transistor Q7 fließt. Für den Kollektorstrom, den der Transistor Q4 im normalen Transistorbetrieb liefern würde, steht kein Weg zur Verfugung, so daß Q4 im Sättigungsbetrieb arbeitet, womit sein Kollektor auf +V₀₀ geklemmt wird und der Transistor Q6 in den nicht-leitenden Zustand vorgespannt wird. Der Emitterstrom des Transistors Q7 ist gemäß dem Ohmschen Gesetz bestimmt durch die Spannung, die am Widerstand 6 erscheinen muß, um den Transistor 05 zur Lieferung des vom Transistor Q14 geforderten Kollektorstroms einzustellen, geteilt durch den Widerstandswert des Widerstands 6. Der Transistor Q7 liefert einen Kollektorstrom, der im wesentlichen gleich seinem Emitterstrom ist und am Widerstand 22 einen Spannungsabfall bewirkt, der den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q24 in Durchlaßrichtung vorspannt und somit diesen Transistor einschaltet. Der Kollektorstrombedarf des Transistors Q14 wird vom Doppelkollektor-Transistor Q10 befriedigt, also mit Strom, der durch den Widerstand 8 und vom Emitter zum Kollektor 40 des Transistors Q10 fließt. Da der Transistor Q24 den gesamten Kollektorstrom braucht,der am Kollektor 40 zur Verfugung steht, bleibt für den Transistor Q16 nichts mehr übrig, so daß dieser Transistor gesperrt ist. Somit ist der Ausgang A der monostabilen Schaltung "hoch", d.h. auf der Spannung +V₀₀.

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Oben wurde erwähnt, daß der Transistor Q6 gesperrt ist. Da also durch diesen Transistor und den Widerstand 21 kein Strom fließt, liegt der Knotenpunkt 42 der Schaltung auf Massepotential, so daß der Transistor Q25 gesperrt ist. Somit fließt der vom Kollektor 44 des Transistors Q1O kommende Strom über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q22,so daß dieser Transistor eingeschaltet ist. Der Komplementärausgang X der Schaltung ist daher "niedrig", d.h. auf Massepotential.

Da der Knotenpunkt 42 der Schaltung auf Massepotential liegt, befindet sich die Steuerelektrode des gesteuerten Siliziumgleichrichters 45 (im folgenden kurz "Thyristor" genannt) ebenfalls auf Massepotential. Dies trägt dazu bei, den Thyristor gesperrt zu halten. Wie in kurzem noch erläutert werden wird, liegt auch die Anode des Thyristors 45 auf Massepotential, so daß der Thyristor gesperrt ist.

Da der Knotenpunkt 42 auf Massepotential liegt, ist der Transistor Q17 gesperrt, und durch den Widerstand 2 fließt kein Strom. Daher ist der Transistor Q2 gesperrt und ebenso auch der Transistor Q1. Dies bestätigt die weiter oben aufgestellte Behauptung, nämlich daß kein Strom durch den Widerstand Hq oder die Induktivität L₀ fließt, so daß der Knotenpunkt 34 auf Massepotential liegt.

Die Transistoren Q18 und Q19 arbeiten in der hier beschriebenen speziellen Schaltung als Stromquellen für 10 Mikroampere. Der Transistor Q18 leitet den durch den Transistor 15 fließenden Strom, wenn der Transistor Q14 gesperrt ist. Der Transistor Q19 wirkt als Nebenschluß oder Ableitweg für den durch den Transistor Q12 fliessenden Strom, wenn der Transistor Q13 gesperrt ist. Der Transistor Q12, der als Diode geschaltet ist, ist so konstruiert, daß er eine hohe Durchbruchsspannung in Sperrichtung hat, die bei einer speziellen Ausführungsform in der Größenordnung von 80 Volt liegt. Er hat den Zweck, den Basis-Emitter-Ubergang des Transistors Q13» der eine Durchbruchsspannung in Sperrichtung von 7 Volt haben mag, vor der großen negativen Spannung zu schützen, die an der Indukti-

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vität L₀ während einer Periode im Betriebszyklus der Schaltung erzeugt wird, wie es weiter unten noch erläutert wird.

Die Transistoren Q31 und Q32 bilden eine Darlington-Schaltung. Im Ruhezustand der Schaltungsanordnung liegt die Triggereingangsklenme 46 auf Massepotential, so daß die Darlington-Schaltung gesperrt ist. Es fließt kein Strom durch den Widerstand 24 oder den Transistor Q 29, so daß die Anode des Thyristors 45 wie oben vorausgesetzt auf Massepotential gehalten wird und der Thyristor gesperrt ist. Die drei Transistoren Q26, Q27 und Q28 sind ebenfalls gesperrt.

Weiter oben wurde ausgeführt, daß im Ruhezustand der Transistor Q7 eingeschaltet ist, so daß Strom durch den Widerstand 22 fließt, womit der Knotenpunkt 48 auf einen hohen positiven Spannungspegel kommt. Vom Knotenpunkt 48 fließt Strom durch den Widerstand 19 und über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q 23, wodurch dieser Transistor eingeschaltet wird. Dies hat die Wirkung, daß die Basis des Transistors Q 13 nahe an Massepotential geklemmt wird, genauer gesagt auf eine Spannung, die der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung V_SAT des Transistors Q23 entspricht. Es sei bemerkt, daß der Transistor Q11 den Knotenpunkt 50 auf einen Pegel bringt, der demgegenüber um das Maß einer Basis-Emitter-Off setspannung (IV-Dg) höher ist, und daß der Transistor Q12 den Knotenpunkt 52 auf einen Pegel bringt, der um 1V_BE niedriger als die Spannung am Knotenpunkt 50 ist. Dies zur Bestätigung, daß der Knotenpunkt 52 auf die Spannung entsprechend V_SAT des Transistors Q23 geklemmt ist, d.h. im wesentlichen auf Massepotential.

Es sei nun angenommen, daß an der Klemme 46 ein positiver Triggerimpuls angelegt wird. Die Betätigungsschwelle für die Schaltung liegt bei einem Triggerimpuls von etwa 2,5 Volt, in der Praxis kann die Amplitude des Triggerimpulses aber in der Größenordnung von 10 Volt liegen, d.h. beim Wert der Versorgungsspannung V^q. Die Dauer dieses Triggerimpulses ist nicht kritisch. Weiter unten wird noch gezeigt werden, daß die den Thyristor enthaltende Schaltung die Vorderflanke dieses Impulses differenziert, wobei

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diese Vorderflanke die Schaltung in ihren quasi-stabilen Zustand umschaltet, und daß anschließend die anderen Elemente der Schaltung die Steuerung übernehmen und die Schaltung nach einer Zeitspanne, die in erster Linie von der LR-Zeitkonstante der Elemente Lq und R_Qabhängt, in ihren stabilen Zustand zurückversetzen.

Wenn der Triggerimpuls positiv wird, wird das Darlington-Transistorpaar Q31 und Q32 eingeschaltet, und es fließt ein Strom von der V^Q-Klemme 38 über die Darlington-Schaltung und weiter über den Widerstand 24, den Transistor Q29 und den Widerstand 13 nach Masse. Die dadurch am Knotenpunkt 54 und somit an den Basiselektroden der Transistoren Q26, Q27 und Q28 erzeugte positive Spannung schaltet diese drei Transistoren ein. Am Knotenpunkt 64-, an den die Anode des Thyristors 45 angeschlossen ist, erscheint ebenfalls eine positive Spannung; die Gateelektrode des Thyristors 45 liegt jedoch noch auf Massepotential (Knotenpunkt 42 auf Massepotential), so daß der Thyristor 45 gesperrt bleibt.

Wenn der Transistor Q28 eingeschaltet wird, legt er die Basis des Transistors Q23 praktisch auf Massepotential, womit dieser Transistor gesperrt wird. Hiermit wird die auf den Knotenpunkt 50 wirkende Klemmschaltung aufgehoben, so daß die Basis des Transistors QI3 frei ist, ein anderes Potential anzunehmen.

Wenn der Transistor Q26 eingeschaltet wird, fließt ein Strom über den die Widerstände 2 und 10 und die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q26 enthaltenden Weg. Die nun am Widerstand 2 vorhandene Spannung reicht aus, den Transistor Q2 einzuschalten, wodurch Strom über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q1 fließt und dadurch auch dieser Transistor eingeschaltet wird. Dieser Strom möchte durch den Widerstand Rq und die Induktivität Lq fließen; da sich jedoch der Stromfluß durch eine Induktivität nicht unverzüglich ändern kann, steigt die Spannung an der Induktivität, d.h. die Spannung am Knotenpunkt 34, sehr steil auf einen hohen Wert an, wie es bei 60 in der Kurvenform a) der Fig· 2 gezeigt ist.

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Gleichzeitig mit dem vorstehend beschriebenen Ereignis fließt Strom durch den Widerstand 5 und den Widerstand 4 in den Kollektor des Transistors Q27. Die dadurch am Widerstand 5 erzeugte Spannung schaltet den Transistor Q3 ein, und der Kollektorstroa dieses Transistors durchströmt den Widerstand 3 und versucht ebenfalls, in die Induktivität L_Q zu fließen. Dies bewirkt die kleine Spannungsspitze 62 an der Kurvenform a) der Fig. 2. Die Amplitude der Vorderflanke 60 der Kurvenform a) geht bis nahe an V_cc, wobei Vq₀ wie bereits erwähnt etwa 10 Volt betragen kann.

Wenn die Spannung am Knotenpunkt 34 steil ansteigt, nimmt die Basis des Transistors Q13 ebenfalls schnell ein Potential an, das höher ist als das Potential an der Basis des Transistors Q14 (die Spannung V_B>^ an der Basis des Transistors Q14 ist um ^VgE niedriger als Vggj,). Sobald die Basis des Transistors Q13 positiver wird als die Basis des Transistors Q14, beginnt der Transistor Q13 zu leiten und der Transistor Q14 zu sperren. Der Transistor Q4 leitet nun den zum Kollektor des Transistors Q13 gelieferten Strom; der Transistor Q5 ist in der Sättigung, leitet aber keinen Kollektorstrom, und der Transistor Q7 wird gesperrt, weil seine Basis positive* als sein Emitter wird. Wenn der Transistor Q7 in den Sperrzustand geht, fällt der Knotenpunkt 48 auf Massepotential, und dies führt zur Sperrung des Transistors Q24. Der Kollektorstrom am Kollektor 40 des Transistors Q10 fließt nun über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q16, und hiermit wird dieser Transistor eingeschaltet. Der Ausgang A wird somit von der Spannung +Vqq auf Massepotential umgeschaltet.

Wenn der Knotenpunkt 48 auf Massepotential geht, empfängt der Transistor Q23 keinen Basis-Emitter-Strom mehr, und dies hält den Transistor Q23 gesperrt. Es sei daran erinnert, daß die Basis des Transistors Q23 bereits durch den leitenden Transistor Q28 auf praktisch Massepotential gdegt ist.

Der Transistor Q6 ist eingeschaltet worden infolge der Tendenz des Transistors Q13, eine erhöhte Durchlassvorspannung an die

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Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren Q6, Q4 und Q5 zu legen, bis der Transistor Q4 so eingestellt ist, daß er Kollektorstrom zur Befriedigung praktisch der gesamten Kollektorstromnachfrage des Transistors Q13 liefert. Dies hebt das Potential am Knotenpunkt 42 für die Einschaltung des Transistors Q25 an, so daß praktisch der gesamte Kollektorstrom vom Kollektor 44 des Transistors Q1O in den Kollektor des Transistors Q25 fließt. Dies bewirkt, daß der Transistor Q22 gesperrt wird und A von Massepotential auf +Vqq wechselt.

Die positive Spannung bei 42 schaltet außerdem den Transistor Q17 ein. Dieser Transistor liegt dem Transistor Q26 parallel, so daß, wenn der Transistor Q26 spater in den Sperrzustand geht, der Transistor 017 die Transistoren Q1 und Q2 noch leitend hält.

Die positive Spannung am Knotenpunkt 42 hat zur Folge, daß Steuerstrom in den Thyristor 4-5 fließt. Die Anode dieses Thyristors ist bereits positiv, so daß der Thyristor durchschaltet. Wenn der Thyristor leitend wird, legt er den Knotenpunkt 64 auf ein Potential nahe Masse, so daß die Transistoren 26, 27 und 28 gesperrt werden. In dieser Hinsicht arbeitet der Thyristor 45 in Zusammenwirkung mit den übrigen Schaltungselementen als Differenzierschaltung für die vordere (positiv gerichtete) Flanke des Triggerimpulses. Als Antwort auf die Vorderflanke des Triggerimpulses wird der Knotenpunkt 64 positiv, und kurz danach fällt die Spannung am Knotenpunkt 64 auf einen Pegel nahe Masse ab (in Wirklichkeit auf den Wert VgE+V^rp^{1 der den Αη}°ά^Θη~^Κ8ι*^ηο<3-^θη~Ab^⁸¹I^{1 am} leitenden Thyristor darstellt). Der Verlauf der Spannung am Knotenpunkt 64 und somit an der Anode des Thyristors 45 ist bei d) in Fig. 2 gezeigt. Wenn der Triggerimpuls zu Ende ist, hört der Thyristor auf zu leiten, und seine Anode kehrt auf Massepotential zurück.

Wenn der Transistor Q27 unmittelbar nach der Vorderflanke des Triggerimpulses in den Sperrzustand geht, hört der Stromfluß durch die Widerstände 5 und 4 auf, und der Transistor Q3 wird gesperrt· Dies beendet den Stromfluß über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q3 zur Induktivität Lq, was zur Beendigung der kurzen

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Spitze 62 am Scheitel des positiven Spannungsausschlags an der Induktivität führt. Wie bereits erwähnt, hat die Sperrung des Transistors Q26 keinen Einfluß auf die Transistoren Q1 und Q2, die eingeschaltet bleiben, weil der Transistor Q17 noch eingeschaltet ist.

Wenn der Transistor Q28 in den Sperrzustand geht, könnte der Transistor Q23 einschalten, falls am Knotenpunkt 48 eine entsprechende Basissteuerspannung erscheinen würde. Wie bereits erwähnt, liegt jedoch der Knotenpunkt 48 noch auf Massepotential, so daß der Transistor Q23 ausgeschaltet bleibt.

Nachdem sich die erste positive Spannungsspitze an der Induktivität Lq entwickelt, beginnt diese Induktivität Strom zu leiten, und die Spannung an der Induktivität fällt exponentiell ab, wie es bei 70 in der Kurvenform a) der Fig. 2 gezeigt ist. Die Abfallgeschwindigkeit ist eine Funktion der LR-Zeitkonstante der Ladeschaltung für die Induktivität. Wenn die Spannung so weit abgesunken ist, daß die Basis des Transistors Q13 einen Wert erreicht, der niedriger als die Spannung an der Basiselektrode des Transistors Q14 ist, wechselt der Vergleicher 30 seinen Zustand, d.h. der Transistor Q13 hört auf zu leiten und der Transistor Q14 leitet den gesamten von der Quelle 32 gezogenen Strom.

Auf dieses Ereignis hin geht der Knotenpunkt 42 auf Massepotential, womit der Transistor Q17 gesperrt wird, was seinerseits zur Sperrung der Transistoren Q1 und Q2 führt. Hiermit hört der Stromfluß zur Induktivität L_Q auf, und als Reaktion wechselt die Spannung an der Induktivität ihre Polarität und der Knotenpunkt 34 wird stark negativ, wie es bei 72 in der Kurvenform a) der Fig. gezeigt ist. Die Spannung an der Induktivität wird so weit negativ, bis ein Durchbruch an einem Halbleiterübergang stattfindet (wie es in Verbindung mit Fig. 3 noch beschrieben wird) und der Stromweg wieder hergestellt wird. Die Spannung, bei der dieser Durchbruch stattfindet, bestimmt die zur Entladung der Induktivität erforderliche Zeit. Je höher die Spannung ist, desto schneller ist die Entladung. Es ist wichtig, daß dieser Durchbruch in

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einem "Bereich stattfindet, bei dem das Leistungsvermögen der Schaltung nicht beeinträchtigt wird.

Bei einer versuchten Ausführungsform der vorliegenden monostabilen Schaltung wurde zur Festlegung (d.h. zur Begrenzung) der vorstehend genannten Spannung eine Gruppe von Zenerdioden zwischen den Knotenpunkt 50 und Masse geschaltet, mit denen die Spannung am Knotenpunkt 50 auf einen vernünftigen Wert wie etwa 30 bis Volt begrenzt wurde. Diese Ausführungsform arbeitete zufriedenstellend, jedoch benötigten die Zenerdioden relativ viel Raum auf dem integrierten Schaltungsplättchen, und außerdem machten die zusätzlichen Schaltungselemente die Schaltung aufwendiger und die Konstruktion komplizierter.

Bei der hier beschriebenen Schaltungsanordnung wird kein zusätzlicher Raum für die spannungsbegrenzende Schaltung benötigt. Die Spannungsbegrenzung wird durch den Transistor Q1 und den Widerstand 1 erreicht. Der Transistor ist in einer Weise, die weiter unten noch näher erläutert wird, so hergestellt, daß die Durchbruchsspannung in Sperrichtung des Halbleiterübergangs von der Basis 91 zum Kollektor 92 etwa in der Größenordnung von 30 bis 50 Volt liegt. Wenn also die Spannung am Knotenpunkt 34 in negativer Richtung auf einen etwas höheren Wert als diese Durchbruchsspannung ausschlägt, findet eine Stromleitung in Durchlaßrichtung über den Halbleiterübergang vom Emitter 90 zur Basis 91 des Transistors Q1 statt und eine Stromleitung in Sperrichtung über den Halbleiterübergang von der Basis 91 zum Kollektor 92 des Transistors Q1. Neben diesem Stromweg ist außerdem noch ein zweiter Stromweg vorhanden, und zwar vom Knotenpunkt 93 über den Widerstand 1. Dieser Stromweg enthält das Halbleitergebiet, das die Kollektorzone des Transistors Q1 bildet. Die eben erwähnten verschiedenen Strukturen sind in Pig. 3 veranschaulicht und werden weiter unten erläutert.

Die Wirkung der Stromleitung durch die beiden eben beschriebenen Wege besteht darin, den Knotenpunkt 93 der Schaltung auf ein

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Spannungsniveau zu bringen, das in der Größenordnung von -30 bis -50 Volt liegen kann und sich auf eine Spannung von etwa -40 bis -60 Volt am Knotenpunkt 3^ übertragen kann.

Die Reihenschaltung des Transistors 013 mit dem Basis-Emitterübergang des Transistors Q14- bildet einen zusätzlichen Schutz für diesen Übergang, welchen Wert die negative Spannung am Knotenpunkt 34- auch immer annehmen mag. Der Grund hierfür ist die relativ hohe Durchbruchsspannung in Sperrichtung des Transistors Q12, die bewirkt, daß jede am Knotenpunkt 50 vorhandene negative Spannung fast vollständig zwischen dem Emitter und den zusammengekoppelten Basis- und Kollektoranschlüssen dieses Transistors erscheint und somit nicht genug Spannung übrigbleibt, um einen Durchbruch des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors Q13 zu bewirken.

Der PNP-Transistor Q11, der gegenüber dem Transistor Q23 vom entgegengesetzten Leitungstyp ist, wirkt wie eine Blockierungsdiode, wenn die Knotenpunkte 34 und 50 während der Entladung der Induktivität Lq negativ werden. Falls der Transistor Q11 nicht vorhanden wäre, würde der negative Spannungsausschlag den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors Q23 (und auch dessen Kollektor-Substrat-Übergang in einer integrierten Schaltung) in Durchlaßrichtung vorspannen und dadurch auf einen niedrigen negativen Wert geklemmt werden. Der Transistor Q11 kann durch eine Diode ersetzt werden (die mit ihrer Anode an den Knodenpunkt 50 und mit ihrer Kathode an den Kollektor des Transistors Q23 angeschlossen ist), die für eine genügend hohe Durchbruchsspannung in Sperrrichtung ausgelegt ist. Hiermit käme man zu einem ähnlichen Betrieb, vorausgesetzt, daß der Verlust der mit Q11 erreichten Transistorverstärkung nicht kritisch ist (was bei der dargestellten speziellen integrierten Schaltung auch nicht der Fall ist).

Nach dem bei 72 in Fig. 2 gezeigten starken negativen Spannungsausschlag nimmt der Stromfluß durch die Induktivität L_Q ab, und die Spannung an der Induktivität wird weniger negativ, wie es bei 79 in der Kurvenform a) der Fig. 2 zu erkennen ist. Wenn der Strom

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auf O abgesunken ist und seine Richtung umzukehren versucht, schlägt die Spannung an der Induktivität in positiver Richtung zurück, wie es bei 80 in Fig. 2 gezeigt ist. Die Spannung an der Induktivität würde weit ins Positive bis nahe an V^p (beim vorliegenden Beispiel bis nahe an 10 Volt) ausschlagen, wenn keine Maßnahmen zur Verhinderung dieses Ausschlags getroffen wären. Der aus der Induktivität Lq und der damit gekoppelten verteilten Kapazität bestehende Stromkreis wirkt wie ein Resonanzkreis, der, wenn es nicht verhindert würde, zu einer gedämpften Schwingung mit seiner Resonanzfrequenz führen würde, wie es mit der gestrichelten abklingenden Sinuswelle bei 82 in Fig. 2 angedeutet ist. Dies wäre natürlich für den Betrieb der Schaltung schädlich, denn wenn der positive Ausschlag der Sinuswelle einen solchen Wert erreicht, daß die Spannung an der Basis des Transistors Q13 höher wird als die Spannung an der Basis des Transistors Q14, würde die monostabile Schaltung nachgetriggert werden.

Bei der hier beschriebenen Schaltung kann dies nicht eintreten, und zwar dank der Klemmwirkung der Transistoren Q11 und Q23· Im Augenblick, wo die Spannung an der Induktivität ins Positive auszuschlagen versucht, ist der Transistor Q13 gesperrt, so daß auch der Transistor 06 gesperrt ist und der Knotenpunkt 42 auf Massepotential liegt, und der Transistor Q14 ist leitend, so daß auch der Transistor 07 eingeschaltet ist und der Knotenpunkt 48 positiv ist. Somit ist auch der Transistor Q23 eingeschaltet. Hierdurch wird die Basis des PNP-Transistors Q11 auf ein Potential nahe Masse gelegt, so daß dieser Transistor leitend werden kann, wenn sein Emitter positiv gesteuert wird. Wenn die Spannung am Knotenpunkt 50 positiv werden will, wird der Transistor Q11 stark leitend gemacht, wodurch der Knotenpunkt 50 auf Massepotential geklemmt wird. Dies zeigt sich indirekt bei 85 in der Kurvenform a) der Fig. 2. Die Spannung am Knotenpunkt 34 wird zunächst ein wenig positiv und dann auf Massepotential geklemmt. Dieser kleine positive Wert entspricht einem gegenüber der Basisspannung des Transistors Q14 niedrigeren Spannungswert an der Basis des Transistors 013, so daß der Transistor Q13 gesperrt bleibt und die Schaltung 30 in ihrem stabilen Zustand verbleibt, d.h. A bleibt

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hoch (bei +V_CG) ^und A bleibt auf Massepotential.

Die Fig. 3 zeigt die wirkliche Struktur des Transistors Q1 des Widerstands 1 und der Widerstände 3 und 11. Der Emitter 90 des Transistors Q1 besteht aus einem N -Gebiet, das sich in einer aus einem P-leitenden Diffusionsgebiet 91 bestehenden Wanne befindet. Dieses P-leitende Gebiet 91 ist die Basis des Transistors Q1. Der Kollektor 92 des Transistors besteht aus einer N-leitenden epitaxialen Schicht, in der sich das Basisgebiet 91 befindet und deren Dicke in der Größenordnung von 10 Mikron liege. Ein N⁺-Gebiet 95» das an das N-leitende epitaxiale Gebiet 92 angrenzt, kann als Teil des Kollektorgebiets angesehen werden. Seine Dicke kann 3 bis 4 Mikron betragen und seine Punktion besteht darin, die Impedanz des Kollektorgebiets zu vermindern.

Die Durchbruchsspannung in Sperrichtung von der Basis 91 zum Kollektor 92 des Transistors Q1 wird vermindert durch die N-leitende Schicht 96, welche die obere Fläche des Kollektorgebiets 92 bedeckt. Diese Oberflächenzone ist gebildet durch

1? Phosphor-Ionenimplantation, die mit einer Dosis von 2,2 · 10 bei einer Spannung von 150 keV erfolgt sein mag. Das Implantat dient zur Erhöhung des Dotierungsgrades an der Oberfläche des epitaxialen Gebiets und führt dazu, daß ein Durchbruch in Sperrrichtung (von der P-Basis oder dem P-Widerstand zur N-Epitaxial·- schicht) bei etwa 30 bis 50 Volt erfolgt. Mit der Anwendung des Implantationsverfahrens läßt sich die Durchbruchsspannung genau kontrollieren und festlegen.

Das N -Gebiet 98 bildet einen Bereich zur Herstellung eines 0hmschen Kontakts zwischen dem Kollektorgebiet 92 und der für den Anschluß der Versorgungsspannung Vq^ vorgesehenen Metallisierung.

Das mit 1 bezeichnete Element stellt den in Pig. 1 gezeigten Widerstand 1 dar und besteht aus einer P-Diffusion in der N-Epitaxialschicht 92. Zwei Leiter 99 und 100 verbinden die gegenüberliegenden Enden des Widerstands mit dem Emitter 90 bzw. der Basis 91 des Transistors Q1. Die den Transistor und den Widerstand

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bildende Struktur ist auf einem P-leitenden Substrat 102 angeordnet und von einer P-Diffusion 104 zu Isolationszwecken umrahmt.

In Fig. 3 sind auch die Widerstände 11 und 3 dargestellt, nur um deren Konstruktion zu veranschaulichen. Sie befinden sich ebenfalls in einem Epitaxialgebiet vom N-Typ, das bei 1o6 gezeigt ist. Dieses Gebiet wird durch eine Verbindung mit dem N⁺-Kontaktgebiet 108 auf dem Spannungsniveau Vq₀ gehalten. Die Sperrvorspannung des Gebiets 106 hat den Zweck, eine Isolierung zwischen den Widerständen 3 und 11 zu schaffen.

Wenn im Betrieb der Anordnung die Spannung an der Induktivität L₀ abrupt negativ wird, werden die Knotenpunkte 3^ und 93 ebenfalls negativ. Unter der Voraussetzung, daß der negative Ausschlag am Punkt 93 weit genug geht, um den Transistor Q1 zum Durchbruch in Sperrichtung zu bringen, fließen Elektronen in Durchlaßrichtung vom N-leitenden Emittergebiet 90 zum P-leitenden Basisgebiet 91· Von dort fließen diese Ladungsträger (Elektronen) dann durch die N-Kollektorgebiete zum Anschluß 98 der Vnn-Versorgungsspannung. Ferner ist noch ein zweiter Weg mit einem Durchbruch in Sperrichtung vorhanden. Er geht vom Ende 108 des Widerstands 1 über den PN-Übergang zwischen diesem Ende und dem N-Epitaxialgebiet 92 zum N -Anschluß 98. Entsprechend der angewendeten Dosierung kann die Durchbruchsspannung in Sperrichtung für eine Stromleitung in diesen Wegen in der Größenordnung von 40 bis 50 Volt liegen. In beiden Fällen fließt Strom durch den äußeren Widerstand Rq, der als zusätzlicher Schutz vor möglicherweise schädigenden Stromstärken dient.

In Fig. 3 ist zu erkennen, daß der phosphorimplantierte Oberflächenbereich 96 über der Oberfläche der N-Epitaxialschicht 92 liegt, die den Kollektor des Transistors Q1 bildet und das P-Widerstandsgebiet 1 umgibt. Daher bilden diese Elemente eine Struktur, in der eine geringere Spannung zum Durchbruch in Sperrrichtung führt (3O-5O Volt gegenüber der normalen Kollektor-Basis-Durchbruchs spannung von 80-100 Volt). Das N-Epitaxialgebiet

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wird jedoch während des Implantationsvorgangs abgedeckt, so daß das Oberflächengebiet 106 keine !ionenimplantation erfahrt. Wenn also die Spannung bei 3^ stark negativ wird, findet ein (nicht-zerstörender) Durchbruch in Sperrichtung am Transistor Q1 und am Widerstand 1 statt, während hingegen an den Elementen innerhalb des N-Epitaxialgebiets 106 kein Durchbruch in Sperrichtung eintritt. Andere Teile der in Fig. 1 gezeigten Schaltung werden während der Ionenimplantierung abgedeckt, um sicherzustellen, daß sie relativ hohen Spannungen ohne Durchbruch in Sperrichtung standhalten. So werden beispielsweise die Bereiche, in denen die Transistoren Q3, 011 und Q12 gebildet sind, durch Maskierung von der Ionenimplantation ausgespart. Dies stellt sicher, daß beim negativen Spannungssprung kein Durchbruch an anderen Stellen stattfindet, der die Leistungsfähigkeit der Schaltung beeinträchtigen könnte.

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L e e r s e ι t e

Claims

Patentansprüche

My Monostabiler Multivibrator mit einer Serienschaltung aus einer zeitbestimmenden Induktivität, einem zeitbestimmenden Widerstand und einem Transistorschalter, an die eine Versorgungsspannung anlegbar ist, ferner mit einer Eingangsschaltung, die mit dem besagten Schalter verbunden ist, um ihm auf ein Triggereingangssignal hin eine Einschaltspannung anzulegen, sowie mit einer Vergleichsschaltung, die einen ersten Eingang zum Empfang einer Bezugsspannung, einen mit der Induktivität verbundenen zweiten Eingang und einen Ausgang aufweist, der während des unstabilen Zustandes des Multivibrators eine Einschaltspannung an den Transistor liefert, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Induktivität (Lq) eine Klemmschaltung (0.11, Q23) verbunden ist, die bei Empfang eines Aktivierungssignals an einer Steuerelektrode (Basis von 023) die Spannung an der Induktivität begrenzt, und daß mit dieser Steuerelektrode der Klemmschaltung eine Steuerschaltung (19, Q28) verbunden ist, die an einen Ausgangspunkt (Knoten 54-) in der Eingangsschaltung (026, Q2) und an einen Ausgangspunkt (Knoten 4-8) in der Vergleichsschaltung (013, Q14-) angeschlossen ist, um das Aktivierungssignal an die Steuerelektrode zu legen, wenn der Multivibrator in seinem stabilen Zustand und das Triggereingangssignal abwesend ist, und um das Aktivierungssignal zu beenden, entweder wenn der Multivibrator in seinem instabi len Zustand ist oder wenn das Triggereingangssignal vorhanden ist.
2. Monostabiler Multivibrator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (Lq) mit einem Knotenpunkt (50) verbunden ist, an den ein in der Klemmschaltung enthal-

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tener Transistor (011) und ein in der Vergleichsschaltung (012, 0.13, Q14-, Q15) enthaltener Transistor (Q12) angeschlossen ist, und daß der Transistorschalter (01) ein Bipolartransistor ist, der bei einer gegebenen Spannung durchbricht, wobei diese Spannung geringer ist als die Durchbruchsspannung der Transistoren in der Klemmschaltung und in der Vergleichsschaltung, um die Spannung an der Induktivität in einem gegebenen Sinn auf den Wert der besagten gegebenen Spannung zu begrenzen.

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