DE2719747B2 - Regelschaltung für einen Motor - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Regelschaltung für einen Motor gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Es ist bekannt. Gleichstrommotoren mäßiger bis großer Leistung, wie z. B. die Wickelmotoren von Magnetbandgeräten, über einen Schaltverstärker zu steuern, der den Motor mit kurzer Schaltzeit mit einer Spannungsquelle niedriger Impedanz verbindet Einem vorgegebenen Treibersignal niedriger Frequenz ist hierbei ein bestimmtes Bewegungsverhalten des Gleichstrommotors zugeordnet Beispielsweise verändert ein zwischen +10V und -10 V langsam wechselndes Treibersignal die Drehzahl des Motors zwischen + 500 Umdrehungen pro min und —500 Umdrehungen pro min. Wird die Frequenz des Trcibersignals erhöht, während die übrigen Einflußfaktoren konstant bleiben, so wird eine Grenze erreicht werden, bei der die Spitzen-Motordrehzahl unter 500 Umdrehungen pro min abzunehmen beginnt. Die Frequenz desjenigen Treibersigsals, bei der die höchste Drehzahl 3 dB unter der höchsten Drehzahl bei Ansteuerung mit niedriger Frequenz liegt ist als Grenzfrequenz des Motordrehzahlbereichs bekannt Die Grenzfrequenz beträgt bei einem unbelasteten Motor normalerweise weniger als 100 Hz und nimmt ab, wenn der Motor mit einer Trägheitslast belastet wird. Gibt der Schaltverstärker Treibersignale mit wesentlich schnellerer Frequenz als der Grenzfrequenz an den Motor ab, z. B. zehnmal so schnell, so ist die Reaktion des Motors auf einen einzelnen Treiberimpuls kurzer Dauer vernachlässigbar. Es hat sich jedoch gezeigt, daß der Motor weich gesteuert werden kann, indem der Durchschnittswert der geschalteten Treibersignale durch Steuern der jeweiligen Zeitdauer dieser Signale verändert wird. Beispielsweise kann ein Treibersignal mit einer Durchschnittsspannung von 10 V dadurch erzeugt werden, daß der Motor bei einem Tastverhältnis von 50% und einer Frequenz oberhalb der Grenzfrequenz an eine 20 V Spannungsquelle angeschaltet und wieder abgeschaltet wird. Da der Treiberkreis entweder durchschaltet oder abschaltet, entsteht keine Verlustleistung.

Um in gleicher Weise den Motor mit 10 V aus einer 20 V Spannungsquelle über einen linearen Treiberkreis zu steuern, müßte der Treiberkreis eine Verlustleistung abführen, die 10 V mal den durch den Motor fließenden Strom beträgt. Zum Abführen der Verlustleistung wären große, teure Leistungstransistoren wie auch Kühlfahnen erforderlich. Der im Schaltbetrieb arbeitende Treiberverstärker hat somit unter dem Gesichtspunkt der Verlustleistung wesentliche Vorteile. Derartige Schaltverstärker haben jedoch auch nach Nachteile. So müssen z. B. die Motorsteuersignale, die be spielsweise als kontinuierlich sich verändernde analoge Spannungen oder Ströme vorliegen, in Schaltsignale umgewandelt werden, deren Impulsdauer proportional der Größe des analogen Signals sein soll. Zur Umwandlung dieser Signale werden komplexe und teuer Schaltungen benötigt. Darüber hinaus schalten Leistungstreiberverstärker auf entsprechende Steuersignale hin nicht sofort

gesättigten Zustand arbeiten, können merkliche Verzögerungen zwischen dem Ende des Durchschaltsignals und der tatsächlichen Begrenzung des Motorstroms auftreten. Falls der Schalter der einen Polarität eingeschaltet wird, bevor der Schilter der anderen Polarität völlig abgeschaltet ist, kommt es zwischen positiver und negativer Versorgungsspannung zu einem Kurzschluß, wobei die daraus resultierenden hohen Ströme die Transistoren zerstören könnten. Ein Treiber-Scäaltverstärker kann zusätzliche Schaltungen erforderlich machen, um Kurzschlüsse zu verhindern, und erfordert teure Reparaturen, wenn solche Schaltkreise ausfallen.

Als Spannungsquellen werden solche mit niedriger Impedanz benutzt Dies kann zu ziemlich großen Motorströmen führen, die ihrerseits die stabile Steuerung des Motors erschweren und die Leistungstranistoren zerstören können.

Aus der DE-OS 21 66 360 ist eine Transistorregelschaltung für den Gleichstrommotor einer Kamera bekannt, die den Motor über eine Rechtecktreiberstufe mit einer Folge von Treiberimpulsen speist. Die Regelschaltung umfaßt einen Frequenz-Spannungswandler, der ein Sägezahnsignal mit einer der Drehzahl des Motors propotionalen Frequenzen erzeugt. Dem Sägezahnsignal ist ein Gleichspannungsantei! überlagert, der ebenfalls der Drehzahl des Motors pr oportional ist Der Frequenz-Spannungswandler wird über einen kollektorartigen, mit dem Motor gekuppelten Umschalter gesteuert Ein Schwellwertschalter vergleicht das Sägezahnsignal mit einem Sollsignal und steuert seinerseits die Rechtecktreiberstufe.

Bei der Regelung der Motordrehzahl durch diese bekannte Schaltung kann es vorkommen, daß bei plötzlich auftretenden größeren Motordrehzahlabweichungen, etwa beim Anlaufen des Motors, aber auch bei starker Motorbelastung, die volle Versorgungsspannung während beträchtlicher Zeitintervalle am Motor anliegt Während dieser Intervalle kann es, von der Induktivität des Motors abhängig, zu äußerst großen Strömen kommen, die zur Überlastung der Spannungsversorgung und zur Überhitzung des Motors führen. Weiterhin können diese Ströme zu großen Einschwingsignalen und dgL führen, die mit der Regelschaltung oder anderen Teilen des Systems interferieren können. Speziell bei Verwendung in Magnetbandgeräten kann es so zu Störungen der relativ schwach aufgezeichneten Informationssignale kommen, da Subharmonische der Vormagnetisierungsfrequenz und der Löschfrequenz auftreten können.

Aus der DE-AS 10 26 850 ist eine Regelschaltung der eingangs genannten Art bekannt, bei welcher ein Gleichstrommotor über einen Transistorschalter aus einer Gleichspannungsquelle relativ hoher Spannung betrieben wird. Eine auf den Motorstrom ansprechende Steuerschaltung schaltet den Transistor ab, wenn der Motorstrom einen über dem zulässigen Wert der Durchlaßspannung des Transistors liegenden Wert erreicht In Serie zu dem Transistor ist eine als Energiespeicher dienende Drosselspule geschaltet, die den Strom durch den Motor während der Abschaltphase des Transistors im wesentlichen aufrechterhält. Um den Transistor wieder leitend zu schalten, wenn der von der Drosselspule gelieferte Strom einen Minimalwert erreicht, wird der Steuerung ein dreieckförmigcs Steuersignal zugeführt, dessen Frequenz der gewünschten Schaltfrequenz des Transistors entspricht. Das Tastverhältnis, mit dem der Transistor geschalici wird, kann an einem Potentiometer einer Bezugsspannungsquelle eingestellt werden. In der bekannten Schaltung wird das dreieckförmige Steuersignal über einen Transformator eingekoppelt Ein weiterer Transformator ist zur Auskopplung des den Transistor steuernden Signals erforderlich. Die Transformatoren sind nicht nur platzaufwendig, sondern auch in der Herstellung teuer.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Weg zu zeigen, wie eine Regelschaltung der aus der DE-AS 10 26 850 bekannten Art hinsichtlich des Konstruktionsaufwands der für die Umwandlung des Motorstrom-Istsignals in ein Treiberimpulssignal benötigten Teile vereinfacht werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Auf diese Weise können zum Aufbauen der Regelschaltung handelsübliche elektronische Bauelemente, wie z. B. Operationsverstärker, Transistoren und Gatter benutzt werden, nicht jedoch teure Transformatoren. Die Rechtecktreiberstufe dieser Regelschaltung wandelt die der Summationsschaltung zugeführten analogen Signale in ein Wechselspannungsfehlersignal um, dessen Scheitelwerte mit der Frequenz des Steuersignals aufeinanderfolgen. Die über die Schwellwertstufe aus diesem Signal erzeugten Treiberimpulse treten hinsichtlich ihrer Impulsmitten ebenfalls mit der konstanten Frequenz des Steuersignals auf. Durch geeignete Wahl der Frequenz des Steuersignals können so Interferenzen mit anderen Schaltkreisen des Systems vermieden werden. Insbesondere kann bei Magnetbandgeräten die Frequenz des Steuersignals gleich einer Subharmonischen der Vormagnetisierungsfrequenz oder der Löschfrequenz gewählt werden, um Störungen der relativ schwachen aufgezeichneten Informationssignale durch die relativ großen Ströme der Treiberimpulse auszuschließen.

Zur einfacheren digitalen Steuerung des Betriebs der Regelschaltung können zwischen die Rechtecktreiberstufe und den Motor digitale Steuerschaltungen geschaltet sein, die die Treiberimpulse abhängig von digitalen Steuersignalen sperren oder aber für eine Verzögerung der Vorderflanken sorgen, um bei alternierend zwischen positiven und negativen Spannungsquellen umschaltenden Schaltverstärkern Kurzschlüsse zwischen den Spannungsquellen zu vermeiden. Im folgenden soll die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert werden. Hierbei zeigt:
F i g. 1 eine Aufsicht eines professionellen Tonbandgerätes mit einer erfindungsgemäßen Motor-Regelschaltung für die Wickelmotoren;

F i g. 2 ein Blockschaltbild der Motor-Regelschaltung für den Aufwickelmotor der Bandtransportvorrichtung des Geräts nach Fig. 1;

F i g. 3 ein schematisches Schaltbild eines Teils der in F i g. 2 gezeigten Motor-Regelschaltung; und

F i g. 4 mehrere zum Verständis der in r i g. 2 und 3 gezeigten Motor-Regelschaltung hilfreiche zeitliche Signailverläufe.

^b0 Wie in Fig. 1 gezeigt ist, weist ein professionelles Tonbandgerät 10 ein zuführendes Wickelrad 12, wie in abnehmendes Wickelrad 14 auf, die durch je einen Wickelrnotor mit zugehöriger Motor-Regelschaltung angetrieben werden. Ein Bandspannarm 16 bildet eine

⁶^ Band-Pufferschleife zwischen dem zuführenden Wickelrad 12 und einer freilaufenden Rolle 18, während ein Bandspannarm 20 eine Band-Pufferschleife zwischen ucffi äüiricnrficTiücn ττ iCiCciräu i-4 üpiu CImCT CImZCimS"

Antriebsrolle 22 bildet Das Magnetband 24 erstreckt sich von dem zuführenden Wickelrad 12 an dem Bandspannarm 16 entlang eines Randwegs 26 zu dem Bandspannarm 20 und dem aufnehmenden Wickelrad 14. Der Bandweg 26 wird durch die freilaufende Rolle 18, durch ein Paar von Abhebestifte 28,30 zum Abheben des Magnetbandes bei schnellem Vor/Rücklauf, durch einen Satz von Kopfführungen 32,34,36, einen Satz von Übertragungsköpfen 38 und die Antriebsrolle 22 bestimmt. Ein Steuerfeld 40 erlaubt die Bedienung beim Aufnehmen, Wiedergeben oder Umspulen.

F i g. 2 zeigt eine Motor-Regelschaltung 50 zum Steuern eines Wickelmotors 52, der mit dem aufnehmenden Wickelrad 14 gekuppelt ist Die Motor-Regelsc'naiiung für den Wickeimoior, des zuführenden Wickelrads 12 ist nicht im einzelnen gezeigt; mit Ausnahme kleiner Unterschiede in der Kompensation, die der unsymmetrischen Anordnung der Antriebsrolle 22 Rechnung tragen; kann sie im wesentlichen mit der Motor-Regelschaltung 50 identisch sein.

Ein Rückkopplungskreis 54 liefert eines oder mehrere Signale zur Steuerung des Wickelmotors 52. Im vorliegenden Beispiel weist der Rückkopplungskreis 54 einen konventionellen Fühler zum Messen der Lage des Bandspannarms 20 auf und erzeugt auf Leitung 56 ein der momentanen Länge der Pufferschleife entsprechendes Signal. Die Länge der Pufferschleife ist für das Integral der Differenz zwischen der Umlaufgeschwindigkeit der Antriebsrolle 22 und der Umlaufgeschwindigkeit des Wickels auf dem Wickelrad 14 repräsentativ. Das Schleifenlängesignal ist somit kennzeichnend für die relativen Drehzahlen des Wickelmotors 52 relativ zur Antriebsrolle 22. Der Rückkopplungskreis 54 mißt auch den momentanen Strom durch den Wickelmotor 52 und erzeugt ein den momentan durch den Wickelmotor 52 fließenden Strom kennzeichnendes, der momentanen Erregung entsprechendes Erregerstromsignal auf einer Leitung 58. Der Rückkopplungskreis 54 kann neben dem Motorstrom auch andere Steuerungsparameter erfassen. Zum Beispiel könnte der Rückkopplungskreis 54 auch die Motor-Anschlußspannung messen oder er könnte einen digitalen oder analogen Tachometer zum Messen der Drehzahl oder der Winkellage der Achse des Wickelmotors 52 aufweisen. Es könnte auch ein direkt angetriebener Tachometer vorgesehen sein, der die Bandgeschwindigkeit zwischen dem Wickelrad 14 und dem Bandspannarm 20 erfaßt.

Eine Motorsteuerung 60, der das momentane Schleif enlängensignal auf der Leitung 56 zugeführt wird, vergleicht dieses Signal mit einem Referenzsignal und erzeugt ein Steuersignal, welches für die Differenz zwischen beiden Signalen kennzeichnend ist Da die Motor-Regelschaltung 50 analoge Signale in digitale Signale umwandelt kann die das momentane Schleifenlängensignal mit dem Referenzsignal vergleichende Motorsteuerung 60 verhältnismäßig einfach ausgebildet sein. Im vorliegenden Ausfuhrungsbeispiel, bei dem das Schleifenlängensignal ein bipolares Signal ist, dessen Größe von Null aus zunimmt, wenn der Bandspannarm 20 von seiner Mittellage abweicht kann die Motorsteuerung 60 das Schleifenlängensignal mit Masse-Potential vergleichen, indem es direkt und ohne Veränderung als Ansteuersignal weitergeleitet wird. Bei anderen Anordnungen, bei denen von Null abweichende Größen des Signals für die momentane Länge der Pufferschleife durch ein Referenzsignal bestimmt werden, kann die Motorsteuerung 60 einen einfachen Addierverstärker aufweisen, der das Referenzsignal und das Schleifenlängensignal an addierenden Eingängen aufnimmt

Das Steuersignal von der Motorsteuerung 60 wie auch das momentane Erregerstromsignal des Rückkopplungskreises 54 wird einem aus einer Addierverbindung 64, einem Wechselspannungswandler 66, einem digitalen Detektor 68, einer digitalen Steuerschaltung 70 und einem im Schaltbetrieb arbeitenden Schaltverstärker 72 bestehenden Mitkopplungskreis 62 zugeführt, der auf einer Leitung 76 ein Motortreibersignal, welches den

ίο Wickelmotor 52 so treibt, daß die Differenz zwischen den beiden zugeführten Signalen verringert wird, erzeugt. Das Steuersignal der Motorsteuerung 60 wirkt so als Stromkommando für den Wickelmotor 52 in der Motor-Regelschaltung 50. Anders als bei einem Sehaltverstärker mit offener Schleife wirkt der Mitkopplungskreis 62 auf den Motor als Erregerquelle mit hoher Impedanz, obwohl der Schaltverstärker 72 den Wickelmotor 52 nur mit einer positiven bzw. negativen Quelle niedriger Impedanz verbindet Leerlauf-Schal tungen weisen nicht die durch die Motor-Regelschal tung 50 durch die Regelung des Motorstroms erreichten Vorteile auf. Das innere momentane Erregerstromsignal auf der Leitung 58 ist ein wichtiger Faktor für eine bessere und stabilere Steuerung des Wickelmotors 52.

Der Wechselspannungswandler 66, dem ein rechteckförmiges Referenzfrequenzsignal und Ober eine Leitung 78 ein analoges Fehlersignal aus der Addierverbindung 64 zugeführt wird, erzeugt auf der Leitung 80 ein Wechselspannungs-Fehlersignal. Das Wechselspan nungs-Fehlersignal weist eine der Referenzfrequenz entsprechende Frequenz und eine vom analogen Fehlersignai abhängige mittlere Amplitude und Polarität auf. Der digitale Detektor 68 erhält das Wechselspan nungs-Fehlersignal auf einer Leitung 80 und wandelt es in ein digitales Fehlersignal um, welches er über eine Leitung 82 abgibt. Das digitale Fehlersignal ist ein bistabiles digitales Signal, bei welchem die Dauer der verschiedenen stabilen Zustände oder Signalpegel der

to Differenz zwischen verlangter und tatsächlicher Motorerregung entspricht. Das digitale Fehlersignal schaltet mit einer Durchschnittsperiode, die der Referenzfrequenz entspricht, um die Steuerung des Schaltverstärkers 72 zu erleichtern.

Die digitale Steuerschaltung 70 erhält das digitale Fehlersignal über die Leitung 82 wie auch verschiedene digitale Steuersignale und erzeugt bistabile digitale Schaltsignale auf einem Paar von Ausgangsleitungen 84, 86. Da das auf der Leitung 82 empfangene digitale

so Fehlersignal in bistabiler Form vorliegt, kann es leicht modifiziert oder durch eine digitale Logik innerhalb der digitalen Steuerschaltung 70 verarbeitet werden. Zum Beispiel kann das Signal mit Hilfe eines einfachen Sperrgatters, abhängig von einem oder mehreren digitalen Steuersignalen selektiv gesperrt oder über eine der Ausgangsleitungen 84, 86 hindurchgelassen werden. Zusätzlich wird der Anfangszeitpunkt des vom Schaltverstärker 72 auf der Leitung 76 abgegebenen Motortreibersignals kurz verzögert, ohne jedoch das Ende eines solchen Motortreibersignals zu verzögern. Zwischen Motortreibersignalen entgegengesetzter Polarität muß der Schaltverstärker 72 nur kurze Verzögerungszeiten einhalten, um das Kurzschließen von positiven und negativen Versorgungsspannungen

*>5 und die daraus resultierende Zerstörung der Komponenten des Schaltverstärkers 72 zu verhindern.

Der Schaltverstärker 72 kann ein konventioneller Schaltverstärker sein, welcher die Leitung 76 in bezug

auf einen vorgegebenen digitalen Signalpegel auf der Leitung 84 mit einer positiven Spannungsquelle koppelt bzw. die Leitung 76 in bezug auf einen vorgegebenen digitalen Signalpegel auf der Leitung 86 mit einer negativen Spannungsquelle koppelt. Wie wohl bekannt ist, leitet der Schaltverstärker 72, nachdem er durch einen kurzzeitigen Signalpegel auf einer der Leitungen 84, 86 angeschaltet wurde, wegen der Transistor-Verzögerungszeiten noch für eine kurze Zeit Strom, auch wenn das aktivierende Signal bereits zu Ende ist. Auf Grund der durch die digitale Steuerschaltung 70 vorgesehenen Vei zögerungszeit wird der Schaltverstärker 72 alternierend zwischen positiver und negativer Versorgungsspannung geschaltet, ohne daß es zu einem aus den Abschaltverzögerungen resultierenden hohen .Kurzschlußstrom kommt.

Fig. 3, auf die im weiteren Bezug genommen wird, zeigt einen Operationsverstärker 90, der ein die Länge der Bandpufferschleife entsprechendes Schleifenlängensignal TULPS erhält, dieses Signal mit Masse als Referenzsignal vergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, welches einer Kompensationsschaltung 92 zugeführt wird, die ein analoges, kompensiertes, der Lage des Bandspannarms entsprechendes Schleifenfehlersignal auf einer Leitung 94 liefert. Wie zuvor bereits gezeigt wurde, wird das der Länge der Bandpufferschleife zugehörige Signal erzeugt, indem die Lage des Bandspannarms 20 gemessen wird. Das Signal ist Null bei einer mittleren Länge der Bandschleife, die einer mittleren Lage des Bandspannarms 20 entspricht und nimmt mit negativer Polarität zu, wenn der Bandspannarm 20 aus der mittleren Lage heraus schwingt und die Schleifenlänge abnimmt. Wenn der Bandspannarm 20 von der mittleren Lage einwärts schwingt und die Pufferschleifenlänge ansteigt, dann steigt das Signal TULPSmh positiver Polarität an.

Das Signal TULPS wird über die Kompensationsschaltung 96 dem invertierenden Eingang des Verstärkers 90 zugeführt. Der invertierende Eingang ist mit dem Ausgang des Verstärkers 90 über ein Paar von gegensinnig in Serie geschalteten Zenerdioden 98, 100 verbunden, welche das Ausgangssigna! des Verstärkers 90 klemmen und auf einen Bereich zwischen ungefähr ±9,7 Volt begrenzen. Eine steuerbare Rückkopplungsschaltung 106 zwischen dem invertierenden Eingang und dem Ausgang des Verstärkers 90 sorgt für eine in der Servotechnik übliche Phasenkompensation und verhindert, gesteuert von einem Bandladesignal TLM die Erzeugung eines Fehlersignals, wenn der Bandspannarm beim Einlegen des Bands in eine äußere Extremstellung schwingt. Die Kompensationsschaltungen 92 und % dienen ebenfalls der Phasenkompensation; ihre Kapazitäten sind, wenn nicht anders angegeben, in Mikrofarad und ihre Widerstände in Kiloohm angegeben.

Ein dem Strom des Wickelmotors 52 entsprechendes Signal ITUwWd über eine Kompensationsschaltung 108 der Leitung 58 zugeführt und erzeugt dort das Erregerstromsignal, welches mittels einer einfachen direkten Verbindung der Leitungen 58 und 94 ι algebraisch zu dem analogen kompensierten Schleifenfehlersignal der Leitung 94 addiert wird, um auf einer der Leitung 78 in Fig.2 entsprechenden Leitung 110 das analoge Fehlersignal zu erzeugen. Das analoge Fehlersignal der Leitung 110, wie auch das über eine ι Leitung 115 zugeführte bereits vorstehend erwähnte Referenzfrequenzsignal wird einem als addierende Verbindung geschalteten Eingang 114 eines Operations-Verstärkers 112 zugeführt. Das Referenzfrequenzsignal ist ein digitales Rechtecksignal mit einer Frequenz von 28,8 kHz, welches über ein pufferndes, invertierendes Gatter 116, einen 16-kH-Widerstand 118 und einen 0,01-Mikrofarad-Kondensator 120 der Leitung 115 zugeführt wird. Da der Widerstand 118 und der Kondensator 120 eine Hochpaßfilter-Grenzfrequenz von ungefähr 1000 Hz aufweisen, hält der Kondensator 120 einen Durchschnitts-Gleichspannungswert auf der Leitung 115 aufrecht, der in der Mitte zwischen den zwei stabilen Zuständen des Gatters 116 liegt, so daß jedesmal, wenn das Ausgangssignal des Gatters 11.6 abhängig von Übergängen des 28,8-kHz-Rechtecksignals seinen Zustand ändert, im wesentlichen gleiche, aber gegensinnige Polarität aufweisende Ströme durch den Kondensator !20 und den Widerstand 118 fließen.

Ein 130-Pikofarad-Kondensator und ein 1-Megohm-Widerstand sind '.wischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 112 geschaltet und bilden mit diesem einen addierenden Integrator.

Das bereits vorstehend erwähnte Wechselspannungs-Fehlersignal, das auf der Leitung 80 als Ausgangssignal des integrierenden Operationsverstärkers 112 auftritt, hat, wie am besten Fig.4 bei 126 zeigt, Dreieckform. Das 28,8-kHz-Referenzfrequenzsignal ist als Signalverlauf 122 gezeigt, während das analoge Fehlersignal als willkürliche Fehler-Kurve 124 gezeigt ist. Der Verstärker 122 addiert diese Signale und integriert die Summe. Das Wechselspannungs-Fehlersignal hat die Frequenz des Referenzfrequenzsignals von 28,8 kHz und einen Durchschnittswert, der gleich dem Integral des analogen Fehlersignals ist.

Weiter auf F i g. 3 Bezug nehmend, weist der digitale Detektor 68 einen NPN-Transistor 130 und einen Inverter 132 auf. Der Detektor 68 erzeugt aus dem Wechselspannungs-Fehlersignal an dem Ausgang des Inverters 132 auf der Leitung 82 das digitale Fehlersignal. Eine Diode 134 hält den Emitter des Transistors 130 bei -0,6VoIt, so daß, wenn das Wechselspannungs-Fehlersignal 73 oberhalb Masse-Potential ist, der Transistor 130 leitet, seinen Kollektor und den Eingang des Inverters 132 nicdrig-pegelig steuert und daher das Ausgangssignal des Inverters 132 hoch ist. Wenn das Wechselspannungs-Fehlersignal unter Masse-Potential ist, wird der Transistor 130 abgeschaltet, der dabei seinen Kollektor und den Eingang des Inverters 132 hochpegelig werden läßt, so daß das Ausgangssignal des Inverters 132 niedrigpegelig wird. Das digitale Fehlersignal auf der Leitung 82 bildet auf diese Weise ein bistabiles digitales Signal, welches hochpegelig ist, wenn Jas Wechselspannungs-Fehlersignal positiv ist und welches niedrigpegelig ist, wenn das Wechselspannungs-Fehlersignal negativ ist. Da die Nulldurchgänge des Wechselspannungs-Fehlersignais von dem analogen Fehlersigna! abhängig sind, sind die relativen Zeitdauern des hochpegeligen und niederpegeligen Zustands des digitalen Fehlersignals kennzeichnend für das analoge Fehlersignal. Zur gleichen Zeit schaltet das digitale Fehlersignal zwischen seinen Zuständen mit ungefähr der Frequenz der Referenzfrequenz von 28,8 kHz. Der Wechselspannungswandler 66 und der digitale Detektor 68 erlauben so in einer äußerst wirtschaftlichen und einfachen Technik die Umwandlung des analogen Fehlersignals in das digitale Fehlersignal. Für diese Umwandlung werden in erster Linie nur ein billiger Operationsverstärker 112, ein einfacher Transistor 130 und ein Inverter 132 benötigt.

In F i g. 4 ist das digitale Fehlersignal durch die Kurve

136 dargestellt, wobei zu erkennen ist, daß die Kurve hochpegelig ist, wenn das Wechselspannungsfehlersignal, das durch Kurve 126 dargestellt ist, positiv ist und das niedrig-pegelig ist, wenn die Kurve 126 negativ bezüglich der gestrichelten Kurve ist.

Wieder Bezug nehmend auf Fig. 3, ist dort ein NAND-Gatter 138 dargestellt, welches an seinem ersten Eingang das digitale Fehlersignal, an seinem zweiten Eingang das Komplement eines Wiedergabe-Schneidekommandos PEC, an seinem dritten Eingang ein Servoeinschaltsignal SVO und an seinem vierten Eingang ein verzögertes digitales Fehlersignal aufnimmt. Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 138 wird dem Eingang eines invertierenden Gatters 140 zugeführt, welches auf der Leitung 84 das invertierte Ausgangssignai des NAND-Gatters 138 als bisiabiies digitales Schaltsignal liefert. Das bistabile digitale Schaltsignal auf der Leitung 84 ist nur dann hochpegelig, wenn alle vier Eingangssignale hochpegelig sind. Das digitale Fehlersignal kann damit gesperrt werden, indem die logischen Pegel der digitalen Eingangssteuersignale selektiv geändert werden. Das Signal 5VO ist niederpegelig, und sperrt das Gatter 138, wenn das Band eingelegt wird oder zu anderen Zeitpunkten, wenn der Betrieb der Wickelmotoren gesperrt werden soll. Ähnlich schaltet das Signal PEC den Wickelmotor 52 während einer Wiedergabe-Schneidebetriebsart ab, wobei das Signal PEC für die Zeitdauer dieser Betriebsart niederpegelig ist. Die Wiedergabe-Schneidebetriebsart ist eine spezielle Betriebsart, bei der die Bandtransporteinrichtung 10 das Band bewegt, als ob sie in einer nomalen Widergabebetriebsart wäre. Jedoch wird der Bandspannarm 20 nach einwärts zur Antriebsrolle 22 gebracht, so daß er als Andruckrolle wirkt und die Umdrehung des Wickelrades 14 abgeschaltet wird. Dies bedingt, daß sich Band 24 zwischen der Antriebsrolle 22 und dem Wickelrad 14 anhäuft und geschnitten werden kann. Während einer Wiedergabebetriebsart wird das zuführende Wickelrad 12 auf normale Art betrieben. Die Steuerung für das Wickelrad 12 kann deshalb nicht auswählbar mit dem Widergabe-Schneidekommando abgeschaltet werden.

Das vierte Eingangssignal des NAND-Gatters 138 wird über ein Tiefpaßfilter aus einem 120-Ohm-Widerstand 140, einer Diode 142, die dem Widerstand 140 parallel geschaltet ist und einem 0,039-Mikrofarad-Kondensator, der zwischen dem vierten Eingang und Masse geschaltet ist, zugeführt. Beim Umschalten des Ausgangssignals des Inverters 132 in den hochpegeligen Zustand tritt eine kurze Verzögerung auf, bis sich der Kondensator 144 auf eine zur Steuerung des vierten Eingangs des Gatters 138 ausreichende Spannung aufgeladen hat Da der Ausgang des Gatters 138 nur angesteuert wird, wenn alle vier Eingangssignale hochpegelig sind, wird bei einem Übergang des digitalen Fehlersignals auf der Leitung 82 von niedrigem Pegel auf hohen Pegel eine kurze Verzögerung des Übergangs von niedrigem Pegel zum hohen Pegel des positiven bistabilen Schaltsignales auf der Leitung 84 erreicht Diese Verhältnisse zeigt die Kurve 146 in Fig.4. Die Zeiten, während der das positive bistabile Schaltsignal einen schaltenden Schaltverstärker 150 für die Vorwärtsdrehrichtung ansteuert sind der Deutlichkeit halber schraffiert. Wenn das digitale Fehlersignal von hohem Pegel zu niedrigem Pegel übergeht, wird der

direkt angeschlossene Eingang des Gatters 138 und damit das positive bistabile Schaltsignal auf der Leitung 84 sofort niederpegelig. Damit werden lediglich die Übergänge von niedrigem Pegel zu hohem Pegel des Schaltsignals verzögert, nicht jedoch die Übergänge von hohem Pegel zu niedrigem Pegel. Die Diode 142 entlädt den Kondensator 144 bei einem Übergang \on hohem Pegel auf niedrigen Pegel, um den Tiefpaßfilter-Verzögerungsschahkreis sofort wieder zu aktivieren und stellt sicher, daß die Verzögerungszeit bei einem Übergang von niedrigem zu hohem Pegel sogar nach sehr kurz dauernden, niedrigpegeligen Signalzuständen des digitalen Fehlersignals auf Leitung 82 eingehalten werden kann. Ein NAND-Gatter 152 ist auf ähnliche Art wie das Gatter 138 angeschlossen, mit der Ausnahme, daß. das digitale Fehiersignai über ein iiiveriierenues Gatter 154 den Eingängen des NAND-Gatters 152 zugeführt wird und daß der Ausgang des NAND-Gatters 152 direkt mit einem Schaltverstärker 156 für die umgekehrte Drehrichtung verbunden ist Das NAND-Gatter 152 erhält auch das Servoeinschaltsignal SVO und das Wiedergabe-Schneidekommando PEC.

Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 152 wird niederpegelig, wenn das digitale Fehlersignal auf der Leitung 82 niederpegelig wird, mit der Ausnahme, daß das Ausgangssignal des NAND-Gatters 152 eine kurze Verzögerungszeit bei Kommandos mit Übergang von hohem auf niedrigen Pegel aufweist und keine Verzögerungszeit bei Kommandos mit Übergang von niedrigem auf hohen Pegel auftritt. Diese Signalverhältnisse sind in Fig.4 durch eine Kurve 160 für das negative bistabile Schaltsignal dargestellt

Die Schaltverstärker 150, 156 für die Vorwärts- bzw. Rückwärtsrichtung sind im wesentlichen bipolare Transistorleistungsschalter. Der Schaltverstärker 150 verbindet bei einem hochpegeligen Eingangs-Logiksignal eine Leitung 162, die mit einem Anschluß des Wickelmotors 52 verbunden ist, mit +20VoIt der Versorgungsspannung. Ähnlich koppelt der in Rückwärtsrichtung steuernde Schaltverstärker 156 die Leitung 162 mit —20 Volt der Spannungsversorgung in bezug auf ein niedrigpegeliges Signal am Eingang der Leitung 86. Wenn das digitale Fehlersignal zwischen hochpegeligen und niedrigpegeligen Zuständen schaltet, werden so die Anschlüsse des Wickelmotors 52 zwischen +20 und -20 Volt der Versorgungsspannungen geschaltet, wobei eine ausreichende Zeit zwischen ihren Einschaltzeitpunkten vorhanden ist, um Abschaltverzögerungszeiten in den Verstärkern entgegengesetzter Polarität zulassen zu können. Die Dioden 164 und 166 sehen einen Leitungsweg für in der Induktivität des Wickelmotors 52 gespeicherte elektrische Energie vor, wenn sowohl der Schaltverstärker 150 als auch der Schaltverstärker 156 abgeschaltet sind oder ihre Ausgangszustände einem offenen Schaltkreis entsprechen.

Der andere Anschluß des Wickelmotors 52 ist über einen den Strom messenden 0,1-Ohm-Widerstand 170 mit Masse verbunden. Der gemeinsame Anschluß des Widerstandes 170 und des Wickelmotors 52 Hefen das Stromsignal ITU. Die Motor-Regelschaltung 50 erscheint so als hochohmige Stromquelle, auch wenn der Strom nur durch auswählbares Verkoppeln des Wickelmotors 52 mit Spannungsquellen niedriger Impedanz im Schaltbetrieb zugeführt wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Regelschaltung für einen Gleichstrommotor, insbesondere den Motor einer Magnetbandwickel- "> vorrichtung, mit einem dem Motor über eine Rechtecktreiberstufe eine Folge von Treiberimpulsen zuführenden, rückgekoppelten Regelkreis, welcher die Breite der Treiberimpulse abhängig von der Differenz zwischen einem die Größe des Motor- ι ο Stroms bestimmenden Sollsignal und einem dem Motorstrom entsprechenden Istsignal derart steuert, daß die Differenz verschwindet, wobei die Rechtecktreiberstufe die Treiberimpulse im Takt eines Steuersignals konstanter Frequenz erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß die Rechtecktreiberstute (66, 68) aufweist: a) eine analoge Summationsschaltung (64), die das Steuersignal und ein der Differenz des Istsignals und des Sollsignals entsprechendes Signal summiert, b) einen Integrator (66), der das Summensignal der Summationsschaltung (64) integriert, und c) eine Schwellwertstufe (68) integriert, und c) eine Schwellwertstufe (68), die das Signal des Integrators (66) mit einem vorgegebenen Schwellwert vergleicht.

2. Regelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Rechtecktreiberstufe (66, 68) und den Motor (52) ein Schaltverstärker (72) geschaltet ist, der bei Vorliegen der Treiberimpulse seinerseits erste, den Motor (52) in einer ersten Drehrichtung treibende Impulse und bei Vorliegen der Lücken zwischen den Treiberimpulsen zweite, den Motor (52) in entgegengesetzter Drehrichtung treibende Impulse zur Steuerung des Motors (52) abgibt. »

3. Regelschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Rechtecktreiberstufe (66, 68) und den Schaltverstärker (72) eine digitale Steuerstufe (70) geschaltet ist, die jeweils nur die Vorderflanken der ersten und zweiten Impulse um weniger als die halbe Periode des Steuersignals verzögert, und daß die flankenverzögerten Impulse getrennten Schaltstufen (150,156) des Schaltverstärkers (72) zuführbar sind, welche zwei den Motor (52) gemeinsam speisende Spannungsquellen (164, 166) unterschiedlicher Polarität für die Dauer der flankenverzögerten Impulse einschalten.

4. Regelschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerstufe (70) für jede Schaltstufe (150, 156) des Schaltverstärkers (72) ein die Koinzidenz seiner Eingangssignale erfassendes, digitales Gatter (138,152) mit einem die ersten bzw. zweiten Impulse direkt aufnehmenden Eingang und einem die ersten bzw. zweiten Impulse über je ein Tiefpaßfilter (140, 142,144) aufnehmenden Eingang " aufweist.

5. Regelschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Rechtecktreiberstufe (66, 68) und den Motor (52) eine digitale Steuerstufe (70) mit wenigstens einem digitalen ^b0 Gatter (138, 152) geschaltet ist, welches die dem Schaltverstärker (72) zuzuführenden Treiberimpulse der Rechtecktreiberstufe (66, 68) abhängig von einem digitalen Steuersignal sperrt bzw. freigibt.

6. Regelschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis ^h5 5 für den Motor einer Magnetbandwickelvorrichtung, bei welcher das Magnetband zwischen den Wickeirädern in wenigstens einer Pufferscnieife geführt ist, deren Länge von einem Fühler erfaßt wird, dadurch gekennzeichnet, daß der Fühler das den Motorstrom bestimmende Sollsignal abhängig von einer Soll-Länge der Pufferschleife erzeugt