DE2719747A1

DE2719747A1 - Motorsteuerung

Info

Publication number: DE2719747A1
Application number: DE19772719747
Authority: DE
Inventors: Robert Perrine Harshberger
Original assignee: Ampex Corp
Current assignee: Ampex Corp
Priority date: 1976-05-03
Filing date: 1977-05-03
Publication date: 1977-11-10
Also published as: NL7704797A; CA1098193A; FR2350727A1; NO771524L; US4129810A; BE854209A; DE2719747C3; NL172701B; NL172701C; IT1086573B; GB1579400A; JPS52138616A; DE2719747B2; FR2350727B1

Description

Patentanwälte Dipl.-Ing. H. Weickmann, Dipl.-Phys. Dr. K. Fincke

Dipl.-Ing. F. A.Weickmann, Dipl.-Chem^R. Hube*

1 MÜNCHEN »6, DEN

, POSTFACH 860 «20

' ^S MÖHLSTRASSE 22, RUFNUMMER 913921/22

AMPEX CORPORATION

401 Broadway

Redwood City, California 94063/USA

Motorsteuerung

Die Erfindung betrifft eine Motorsteuerung für Gleichstrommotoren, insbesondere eine Motorsteuerung für Wickelmotoren eines Bandtransports, wobei die Motoren im Schaltbetrieb arbeiten.

Gleichspannungsmotoren für Anwendungen, wie z.B. Wickelmotoren für Magnetbänder nehmen mäßige bis große Leisungsmengen auf und werden manchmal von einem Schaltverstärker angesteuert. Der Schaltverstärker schaltet den Motorantrieb schnell zu einer Spannungsquelle mit niedriger Impedanz.

Ein Gleichspannungsmotor weist eine gewissen Größenordnung eines Bewegungsbereichs bei einem vorgegebenen Ansteuer** signal mit niedriger Frequenz auf. So verändert z.B. ein Ansteuersignal, das zwischen + und - 10 Volt schwankt,

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die Umdrehungsgeschwindigkeit des Motors zwischen + und 500 R.P.M. (Umdrehungen pro Minute). Wenn die Frequenz das Ansteuersignal erhöht, während andere Faktoren konstant bleiben, wird eine Grenze erreicht werden, bei der die Spitzen-Motor-Geschwindigkeit unter 500 R.P.M. (U/Min) abzunehmen beginnen wird. Die Frequenz des Eingangssignals, bei der die höchste Geschwindigkeit 3 dB unter der höchsten Geschwindigkeit bei Ansteuerung mit niedriger Frequenz liegt, ist als die Grenzfrequenz des Motor-Geschwindigkeit-Bereichs bekannt. Diese Grenzfrequenz beträgt bei einem freilaufenden Motor weniger als 100 Hz und wird abnehmen, wenn eine Trägheits-Last mit dem Motor verbunden wird.

Wenn der Schaltverstärker dem Motor Schaltsignale in einer wesentlich schnelleren Folge als die Grenzfrequenz des Motors zuführt, z.B. 10 mal so schnell, so ist die Reaktion des Motors auf einen einzelnen Schaltimpuls mit kurzer Dauer vernachlässigbar. Der Motor kann jedoch weich gesteuert werden, indem der Durchschnittswert der gesohalteten Signale durch ihre bezüglichen Zeitdauern verändert wird. So kann z.B. ein Steuersignal mit einem Durchschnittswert von 10 Volt dadurch erzeugt werden, daß der Motor mit einer Frequenz, die wenigstens 10 mal so groß wie die Grenzfrequenz des Motors ist, zwischen einer 20 Volt Stromquelle und Abschaltung hin- und hergeschaltet wird, wobei das Tastverhältnis der Frequenz 50% beträgt. Da der Steuer-Schaltkreis entweder durchschaltet oder nicht, entsteht keine Verlustleistung.

Um das gleiche, eine Ansteuerung mit 10 Volt von einer 20 Volt Stromquelle mit einem linearen Ansteuersohaltkreis zu erreichen, müßte der Ansteuerschaltkreis eine Verlustleistung abgeben, die 10 Volt mal den den Motor durchfließenden Strom beträgt. Viele große, teure Leistungstransistoren, wie auch Kühlfahnen wären nötig, um diese

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Leistung abzuführen.

Der Motor-Ansteuer-Verstärker, der im Schaltbetrieb arbeitet, weist so, was den Gesichtspunkt der Verlustleistung angeht, wesentliche Vorteile auf. Solche Schaltkreise weisen jedoch auch Nachteile auf. So müssen z.B. die Motor-Ansteuersignale, die typischerweise in sich kontinuierlich verändernden analogen Spannungen oder Strömen vorliegen, in Schaltsignale umgewandelt werden, wobei die Impulsdauer proportional der Größe der analogen Spannungen werden muß. Komplexe und teure Schaltungen werden zur Umwandlung dieser Signalarten benötigt. Zusätzlich schaltet ein Motor-Steuer-Leistungsverstärker nicht sofort ab, wenn dies verlangt wird. Da die Transistoren eines Schaltverstärkers im gesättigten Zustand arbeiten, können merkliche Verzögerungen zwischen Ende eines Durchschaltsignals und wirklicher Begrenzung des Motorstroms auftreten. Falls der Schalter in einer Polarität angeschaltet wird, bevor der Schalter für die andere Polarität völlig abgeschaltet ist, kommt zwischen positiver und negativer Versorgungsspannung ein Kurzschluß zustande und die daraus resultierenden hohen Ströme können die Transistoren zerstören. Ein Schalt-Steuerverstärker kann so zusätzlich Schaltungen benötigen, um Kurzschlüsse zu verhindern und teure Reparaturen, wenn solche Schaltkreise ausfallen.

Zusätzlich stellen die Versorgungsquellen Spannungsquellen mit niedriger Impedanz dar. Als Ergebnis kann der Motorstrom ganz groß werden. Solche Ströme können die stabile Steuerung eines Motors noch schwieriger machen und die Leistungstransistoren zerstören, falls die Ströme ausreichend groß werden.

Eine insbesondere für Wickelmotoren bei Bandtransporten

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lor

vorteilhafte Gleichspannungs-Motorsteuerung im Schaltbetrieb weist einen Gleichspannungsmotor mit gleichmäßigem Feld, eine Motoransteuerung, die einen Parameter der Motoransteuerung in Bezug auf ein analoges Steuersignal bestimmt, eine Rückkopplung, die ein momentanes Ansteuersignal, welches den momentanen Zustand eines momentanen Parameters der Motoransteuerung anzeigt und eine das Motoransteuersignal und das momentane Ansteuersignal aufnehmende, den Motor im Schaltbetrieb betreibende, den Differenzbetrag zwischen Ansteuersignal und momentanen Ansteuersignal verringernde Mitkopplung auf.

Um zusätzlich ein externes Schleifensignal, wie z.B. die Länge einer Bandschleife vorzusehen, weist die Rückkopplung ein inneres, dem Motorstrora zugehöriges Schleifensignal für die Mitkopplung auf. Dieses Signal sieht im Endeffekt eine Impedanzsteuerung vor und erlaubt den Motor auch von einer Quelle mit hoher Impedanz zu steuern, obwohl er tatsächlich durch Anschalten an Spannungsquellen mit niedriger Impedanz betrieben wird.

Das Mitkopplungssystem wandelt ein schnell erzeugtes, sich kontinuierlich veränderndes analoges Signal und momentane Rückkopplungssteuersignale in ein Wechselspannungsdreiecksignal und verwendet dazu einen Operationsverstärker mit hoher Leerlaufverstärkung. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers ist mit einer Addierverbindung verbunden und ein zwischen Ausgang und Eingang angeordneter Kondensator bedingt die Integration der Summe der Eingangssignale.

Eine zwischen dem bistabilen, digitalen Signal und dem Motorsteuerverstärker angeordnete digitale Steuerschaltung erlaubt eine einfache digitale Steuerung des Betriebes der

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Anordnung. So kann z.B. die Ansteuerung in Bezug auf eines oder mehrere digitale Steuersignale inhibiert werden und eine kurze Zeitverzögerung kann bei jedem Anschalten der Motorsteuerung für jede Polarität vorgesehen werden, ohne daß diese Zeitverzögerung auch für ein Abschalten vorgesehen wird. Diese Anordnung gestattet, den Motorantriebsverstärker sofort alternierend zwischen positiver und negativer Spannungsversorgung zu schalten, ohne daß dabei durch Abschaltverzögerungen der Transitoren ein Spannungsquellenkurzschluß entsteht. Bipolare Ansteuerung wird so gleich erreicht, indem auswählbar das bistabile digitale Signal durch die digitale Steuerschaltung verarbeitet wird, um die bipolare Motoransteuerung in Übereinstimmung mit den zwei Zuständen des bipolaren digitalen Signales durchzuführen.

Ein besseres Verständnis der Erfindung kann anhand einer Betrachtung der folgenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen erlangt werden, wobei:

Fig. 1 eine Aufsicht eines professionellen Tonbandgerätes mit einer erfindungsgemäßen Motorsteuerung für die Wickelmotoren,

Fig. 2 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Motorsteuerung zur Steuerung des Aufwickelmotors der in Fig. 1 gezeigten Bandtransportvorrichtung,

Fig. 3 ein schematisohes Schaltbild eines Teils der in Fig. 2 gezeigten Motorsteuerung und

Fig. 4 mehrere zum Verständnis der in Fig. 2 und 3 gezeigten

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Motorsteuerung hilfreiche Wellenformen zeigt.

Wie in Fig. 1 gezeigt ist, weist ein professionelles Tonbandgerät 10 ein zuführendes Wickelrad 12, das durch einen zugehörigen Wickelmotor und eine Motorsteuerung getrieben wird und ein aufnehmendes Wickelrad 14· auf, das ähnlich durch einen aufnehmenden Wickelmotor und eine Motorsteuerung angetrieben wird. Ein BandzugfUhlhebel 16 sieht eine Band-Pufferschlinge zwischen dem zuführenden Rad 12 und einer freilaufenden Rolle 18 vor, während ein BandzugfUhlhebel 20 eine Band-Pufferschlinge zwischen dem aufnehmenden Rad 14 und einem einzelnen antreibenden Kapstan 22 vorsieht. Ein Teil einer Bahn oder ein Band 24 erstreckt sich von dem zuführenden Rad 12 an dem BandzugfUhlhebel 16 entlang einem Bandweg 26 zu dem Aufnahme-FUhlhebel 20 und dem aufnehmenden Wickelrad 14 hin. Entlang dem Bandweg 26 sind eine freilaufende Rolle 18, ein Paar von Abhebestiften 28, 3o zum Abheben des Bandes bei schnellem Vor/Rücklauf, ein Satz von Kopfführungen 32, 34, 36, ein Satz von Übertragungsköpfen und ein einziger Antriebs-Kapstan 22 angeordnet, die den Bandweg bestimmen. Ein Steuerfeld 40 sieht die notwendigen Steuerungen zum Aufnehmen oder Wiedergeben und zur Bandbewegung vor. Weitere Details der Transporteinrichtung 10, die nicht wichtig für das Verständnis der vorliegenden Erfindung sind, können aus diesbezüglichen Patentanmeldung entnommen werden.

Weiter bezugnehmend auf Fig. 2 zeigt diese eine Motorsteuerung 50 zum Steuern der Ansteuerung eines aufwickelnden Wickelmotors 52, der mit dem aufnehmenden Wickelrad 14 gekoppelt ist, um dieses anzutreiben. Während die Motor-

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steuerung für den zuführenden Wiokelmotor, welcher das zuführende Rad 12 antreibt, nicht explizit gezeigt ist, so ist zu verstehen, daß mit Ausnahme kleiner Unterschiede in der Kompensation, um der unsymmetrischen Anordnung des Kapstans 22 Rechnung zu tragen, die naoh dem Stand der Technik nicht ins Gewicht fallen, die Motorsteuerung im wesentlichen mit der Motorsteuerung 50 identisch sein kann.

Eine Rückkopplung 54 sieht eines oder mehrere Signale zur Steuerung des Motors 52 Vor. Im vorliegenden Beispiel weist das Riickkopplungssystem einen konventionellen Fühler zum Messen der Lage des Bandzugftthlhebels 20 auf und erzeugt auf Leitung 56 ein der momentanen Lage der Pufferschlinge entsprechendes Signal, welches die Länge der Pufferschlinge anzeigt. Die Länge der Pufferschlinge ist für das Integral der Differenz zwischen der Umlaufgeschwindigkeit des Kapstans und der Umlaufgeschwindigkeit des Wiokelpaoks auf dem Wickelrad 14 repräsentativ. Das momentane Lagesignal der Pufferschlinge ist so kennzeichnend für die relativen Geschwindigkeiten, die der Radmotor 52 und der Kapstan 22 zueinander aufweisen. Die Rückkopplung 54 mißt auch den momentanen Strom durch den Motor 52 und erzeugt ein der momentanen Ansteuerung entsprechendes Signal auf Leitung 58, welohes für den den Motor 52 momentan durchfließenden Strom kennzeiohnendist. Wenn dies in der vorliegenden Ausführungsform auch nicht ausgeführt wurde, so kann die Rückkopplung 54 auch so ausgebildet werden, daß sie andere Parameter der Ansteuerung des Motors mißt, um eine Rückkopplung für die Steuerung 50 vorzusehen. Zum Beispiel könnte die Rückkopplung 54 auoh dfe Anschlußspannung messen oder sie könnte einen digitalen oder analogen Tachometer zum Messen der Drehgeschwindigkeit oder der Winkellage der Aohse des Radmotors 52 aufweisen und ein Tachometer könnte sogar angeordnet werden, der von dem

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Band direkt angetrieben wird, wenn sioh das Band zwischen dem Rad 14 und dem Bandzugfühlhebei 20 erstreokt, um eine Ansteuerung des Radmotors 52 anzuzeigen, indem die dem Rad 14 benachbarte Bandgeschwindigkeit angezeigt wird. Während die genaue Kombination der Riiokkopplungssignale, die ausgewählt werden, von den Betriebsanforderungen einer besonderen Anwendung abhängt, indem man die Lehre dieser Erfindung verwendet, können die Rückkopplungssignale, die direkt der Motoransteuerung entsprechen, in einer Inneren RUckkopplungsschleife verwendet werden, um bessere und stabilere Steuerung zur Motoransteuerung vorzusehen.

Eine Motoransteuerung 60 erhält das momentane, der Lage der Puffersohlinge zugehörige Signal auf Leitung 56, vergleicht dieses Signal mit einem Referenzsignal und erzeugt ein Ansteuersignal, welches für die Differenz zwisohen beiden Signalen kennzeichnend ist. Da die Schaltungsanordnung der Motorsteuerung 50 schnell von analoger Signalverarbeitung auf digitale Signalverarbeitung übergeht, kann die Motoransteuerung verhältnismäßig einfach zum Vergleichen der Lage der momentanen Pufferschlinge mit einem Referenzsignal ausgebildet sein. Bei dem vorliegenden Beispiel, wobei das der momentanen Lage der Pufferschlinge zugehörige Signal ein bipolares Signal ist, dessen Größe von Null aus annimmt, wenn der Bandzugfühlhebel 20 von einer Mittellage abweicht, kann das Ansteuersignal 60 das der momentanen Lage der Pufferschlinge zugehörige Signal mit Masse-Potential vergleichen, indem man es direkt als Ansteuersignal ohne Veränderung weiterleitet. Bei anderen Anordnungen, bei denen von Null abweichende Größen des Signals der momentanen Lage der Pufferschlingen durch ein Referenzsignal verlangt werden,

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kann das Ansteuersignal einen einfachen Addierverstärker aufweisen, der das Referenzsignal und das der momentanen Lage der Pufferschlinge zugehörige Signal an addierenden Eingängen erhält.

Eine eine Addierverbindung 64, einen Weohselspannungswandler 66, einen digitalen Detektor 68, eine digitale Steuerschaltung 70 und einen im Schaltbetrieb arbeitenden Motorsteuerverstärker 72, aufweitende Mitkopplung 62 erhält das Ansteuersignal von der Ansteuerung 60 wie auch das momentane Signal der Rückkopplung 54 und erzeugt ein Motorsteuersignal auf der Leitung 76, welches den Motor 52 so ansteuert, daß die Differenz zwischen den zwei Eingangssignalen verringert wird. Das Ansteuersignal wirkt so als Stromkommando für den Motor 52 in der Motorsteuerung 50. Anders als bei einem Ansteuerverstärker im Schaltbetrieb mit offener Schleife wirkt die Mitkopplung 62 auf den Motor als Ansteuerquelle mit Impedanz, obwohl der Motor 52 nur durch Schalten des Ansteuerverstärkers 72 auf eine niedrige Quelle mit positiver und negativer Impedanz durchgeführt wird. Leerlaufanordnungen weisen nicht die Vorteile der Steuerung des Motorstroms auf, die durch die Motorsteuerung 50 vorgesehen werden. Das innere momentane Schleifensteuersignal, welches auf Leitung 58 vorgesehen ist, ist eo ein wichtiger Faktor, um bessere und stabilere Steuerung des Motors 52 vorzusehen, indem sie die momentane Ansteuerung des Motors 52 anzeigt.

Der Wechselspannungswandler 66 erhält ein analoges Ansteuer-Fehlersignal von der Addierverbindung 64 auf der Leitung wie auch ein rechteckförmiges Referenzsignal und erzeugt ein Weohselspannungsansteuer-Fehlersignal auf Leitung 80.

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Das Wechselspannungsfehlersignal weist eine duroh äie Referenzfrequenz und von dem Durchschnittswert und der Polarität des zugehörigen analogen Ansteuerfehlersignals abhängige Frequenz auf.

Der digitale Detektor 68 erhält das Wechselspannungsfehleransteuersignal auf Leitung 80 und reagiert, indem er eine digitale Umwandlung ausführt, um ein digitales Ansteuerfehlersignal als Ausgangssignal auf Leitung 82 zu erzeugen. Das digitale Ansteuerfehlersignal ist ein bistabiles digitales Signal, welches die Differenz zwischen verlangter und momentaner Ansteuerung duroh die Dauer der verschiedenen stabilen Zustände oder Signalpegel des digitalen Ansteuerungsfehlersignal anzeigt. Das digitale Fehlersignal schaltet mit einer Durohsohnittsperiode, die der Referenzfrequenz entspricht, um die Steuerung des Motorverstärkers 72 im Schaltbetrieb zu erleichtern.

Eine digitale Steuerschaltung 70 erhält das digitale Ansteuersignal auf Leitung 82 wie auch verschiedene digitale Steuersignale und erzeugt ein bistabiles digitales Schaltsignal auf einem Paar von Ausgangsleitungen 84, 86. Da das auf Leitung 82 empfangene Signal in bistabiler digitaler Form vorliegt, kann es gleich modifiziert oder duroh eine digitale Logik innerhalb der digitalen Steuerschaltung verarbeitet werden. Zum Beispiel erlaubt ein einfaches, inhibierendes Gatter,das Signal selektiv zu inhibieren, oder es über eine der Ausgangsleitungen 84, 86 in Bezug auf eines oder mehrere digitale Steuersignale hindurchzulassen. Zusätzlich ist eine kurze Verzögerung zur Verzögerung des Anfangszeitpunkts der Motoransteuerung auf der Leitung 76

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durch den Schaltverstärker 72 vorgesehen, ohne das Ende einer solchen Ansteuerung zu begrenzen. Kurze Verzögerungszeiten können so zwischen Ansteuerungen entgegengesetzter Polarität durch den Verstärker 72 vorgesehen werden, um das Kurzschließen von positiven und negativen Versorgungsspannungen zu verhindern und die daraus resultierende Zerstörung der Komponenten des Verstärkers 72. Der sohaltende Motoransteuerverstärker 72 kann ein konventioneller Sohalt-Steuerverstärker sein, weloher Leitung 76 in Bezug auf einen vorgegebenen digitalen Signalpegel auf Leitung 84 mit einer positiven Spannungsquelle koppelt und der Leitung 76 in Bezug auf einen vorgegebenen digitalen Signalpegel auf Leitung 86 mit einer negativen Spannungequelle koppelt. Wie wohl bekannt ist, leitet der Verstärker 72,. nachdem er duroh einen kurzzeitigen Signalpegel auf einer der Leitungen 84, 86 angeschaltet wurde, wegen der Transistor-Verzögerungszeiten noch für eine kurze Zeit Strom auch wenn das aktivierende Signal bereits zu Ende ist. Jedoch durch die digitale Steuerschaltung 70 vorgesehene Verzögerungszeit wird der Verstärker 72 alternierend zwisohen positiver und negativer Versorgungsspannung geschaltet, ohne daß man dabei einen aus den Abschaltverzögerungen resultierenden starken Kurzschlußstrom erhält.

fig. 3, auf die im weiteren Bezug genommen wird, zeigt einen Operationsverstärker 90, der ein der Lage der Zugaufnehmschlinge zugehöriges Signal TULPS erhält, dieses Signal mit einem auf Masse bezogenen Referenzsignal vergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, welches über einen Kompensationssohaltpunkt 92 gekoppelt ist, um ein analoges kompensiertes der Lage des Band zugflihlhebels zugehöriges Fehlersignal auf einer Leitung 94 vorzusehen. Wie zuvor bereits gezeigt wurde, wird das der Lage der Aufnahmeschlinge zu-

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gehörige Signal erzeugt, indem die Lage des Bandzugfiihlhebels 20 gemessen wird. Es weist eine GröQe von Null auf, bei einer mittleren Länge der Bandschlaufe, die einer mittleren Lage des Bandzugftihlhebels entspricht und die in der Größe mit negativer Polarität ansteigt, wenn der Bandzugfiihlhebel 20 aus dieser Lage heraus schwingt und die Schlaufenlänge abnimmt. Wenn der Bandzugfiihlhebel 20 von dem Mittelpunkt einwärts schwingt und die Pufferlänge ansteigt, dann steigt das Signal TULPS in seiner Größe mit einer positiven Polarität an.

Das Signal TTJLPS ist mit dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 90 liber die Kompensationsschaltung 96 verbunden. Der invertierende Eingang 1st auch mit dem Ausgang des Verstärkers 90 über ein Paar von gegensinnig in Serie verbundenen Zenerdioden 98, 100 verbunden, welohe das Ausgangssignal des Verstärkers 90 klammern und es auf einen Bereich zwisohen ungefähr +9.7 Volt begrenzen. Eine Diode 102 ist verschaltet, um den Ausgang des Verstärkers 90 über einen Feldeffekt-Transistersohalter 104· mit dem invertierenden Eingang zu koppeln. Das Gate des Schalters ist mit dem Komplement, TLM eines Signals TLM gekoppelt. Das Signal TLM ist ein Band-Ladesignal, welches den Transistorschalter 104 während einer Lade-Betriebsart sohließt und die Erzeugung eines Ansteuersignals verhindert, wenn der Bandzugfiihlhebel in eine äußere Extremstellung geschwungen ist, um das Einlegen des Bandes zu erleichtern. Im normalen Betrieb ist der Transistorschalter 104 geöffnet, so daß dieser Schaltungsteil keine Wirkung auf die Motorsteuerung 50 aufweist. Zwisohen dem Ausgang des Verstärkers 90 und seinem invertierenden Eingang ist eine zusätzliche Rückkoppli.rgskompensation 1o6 vorgesehen. Während

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die Kompensationsschaltung 92, 96 und 106 nicht im Detail beschrieben wurde, so ist sie für das Bandtransportsystem 10 dargestellt, wobei die Kapapzitäten, wenn nicht anders angegeben, in Mikrofarad angegeben sind und die Widerstände in Tausenden von Ohm, wie gezeigt, angegeben sind. Es ist zu verstehen, daß naoh dem Stand der Teohnik die Kompensationsschaltung 92, 96 und 106 vor allem die Phasenkompensation vorsieht und daß diese Kompensation mit anderen Kompensationen der Motorsteuerung 50 in Übereinstimmung mit iibliohen Entwurfsprinzipien für Servogeräte gewählt wurde. Während dies für riohtige Funktion des aufnehmenden Motors 52 wiohtig ist, so wird die genaue, angewendete Kompensation für die Motorsteuerung 50 nicht als erfindungsgemäßer Gesichtspunkt dieser Offenbarung betrachtet.

Ein dem Strom des aufnehmenden Motors zugehöriges Signal ITTJ ist über eine Kompensationsschaltung 108 verschaltet, um auf Leitung 58 ein der momentanen Ansteuerung entsprechendes Signal vorzusehen, welches algebraisch mit dem analogen kompensierten, der Lage des BandzugfUhlhebels zugehörigen Fehlersignal auf Leitung 94 über eine einfache direkte Verbindung der Leitungen 58 und 94 addiert wird, um auf Leitung 110 das Ansteuerungssignal zu erzeugen. Ein Operationsverstärker 112 weist einen invertierenden Eingang 114· auf, der als addierende Verbindung geschaltet ist, um das analoge Ansteuersignal auf Leitung 110, wie auch ein Weohselspannungsreferenzsignal auf einer Leitung 115 zu erhalten. Das Referenzsignal auf Leitung 115 wird erzeugt, indem ein digitales, fechteckförmiges Referenzsignal mit einer Frequenz von 28.8 über ein pufferndes, invertierendes Gatter 116, einen 16 K Widerstand 118 und einen 0.01 Mikrofarad-Kondensator 120

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gekoppelt wird. Da der Widerstand 118 und der Kondensator 120 eine Hochpaßfilter-Grenzfrequenz von ungefähr 1000 Hz aufweisen, dient der Kondensator 120 lediglich dazu, um einen Durchschnitts-Gleichspannungswert auf Leitung 115 vorzusehen, der in der Mitte zwischen den zwei stabilen Zuständen des puffernden Gatters 116 liegt, um im wesentlichen gleiche, aber gegensinnige Polarität aufweisende Ströme durch den Kondensator 120 und den Widerstand 118 jedesmal, wenn das Ausgangssignal des Gatters 116 seinen Zustand ändert, in Bezug auf die Übergänge des 28.8 kHz Referenzsignales fließen zu lassen.

Ein 130 Pikofarad-Kondensator und ein 1 Megohm-Widerstand sind zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 112 verschaltet und dienen als addierender Integrator.

Ein Wechselspannungs-Pehlersignal in der Form eines dreieckförmigen aufnehmenden Lagefehlersignals, das als Ausgangssignal auf Leitung 80 des integrierenden Operationsverstärkers 112 auftritt,kann besser in Bezug auf Pig. 4 verstanden werden. Das 28.8 kHz Referenzsignal ist als Wellenform 122 gezeigt, während das Lagefehlersignal als willkürliche Pehler-Kurve 124 gezeigt ist. Der Verstärker 122 addiert diese Signale automatisch und integriert die Summe, um ein Wechselspannungs-Ansteuerfehlersignal auf der Ausgangsleistung 80 zu erzeugen, wie dies durch die Kurve 126 in Fig. 4 dargestellt ist. Es sollte offensichtlich sein, daß das Wechselspannungs-Ansteuerungsfehlersignal ein Wechselspannungs, dreieckförmiges Signal mit einer Frequenz der Referenzfrequenz von 28.8 kHz ist und einen Durch-

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schnittswert aufweist, der dem Integral des Wechselspannungsfehler-Ansteuersignals gleich ist.

Weiter auf Fig. 3 bezugnehmend, weist der digitale Detektor 88 einen NPlT Transistor 130 und ein invertierendes Gatter 132 auf. Das Gatter 132 erhält das Wechselspannungs-Fehlersignal und erzeugt das digitale Ansteuerfehlersignal an dem Ausgang des Gatter 132 auf Leitung 82 in Bezug hierzu. Eine Diode 134 dient, um den Emitter des Transistors 130 bei - 0.6 Volt zu halten, so daß, wenn das Wechselspannungs-Ansteuerfehlersignal oberhalb Massepotential ist, der Transistor 130 leitet,seinen Kollektor und den Eingang des invertierenden Gatters 132 niedrig steuert und daher das Ausgangssignal des invertierenden Gatters 132 hoch ist. Wenn das Wechselspannungs-Fehlersignal unter Massepotential ist, wird der Transistor 130 abgeschaltet, der dabei seinen Kollektor und den Eingang des Gatters 132 hochpegelig werden läßt, so daß das Ausgangssignal des Gatters 132 niedrig pegelig wird. Das digitale Ansteuer-Fehler-Signal auf Leitung 82 wird so ein bistabiles digitales Signal, welches in einem "true" oder hochpegeligem Zustand ist, wenn das Wechselspannungs-Fehlersignal positiv ist und welches "false" wird oder niedrigpegeligem Zustand annimmt, wenn das Wechselspannungs-Ansteuerfehlersignal negativ ist. Da die ITulldurchgänge des Weohselspannungs-Fehlersignals von dem analogen Fehlersignal abhängig sind, sind die relativen Zeitdauern des hochpegeligen und niederpegeligen Zustandes des digitalen Ansteuersignals kennzeichnend flir das analoge Ansteuerfehlersignal. Zur gleichen Zeit schaltet das digitale Ansteuerfehlersignal zwischen seinen Zuständen mit ungefähr der Frequenz der Referenzfrequenz von 28.8 kHz. Der Weohselspannungswandler 66 und der digitale Detektor 68 sehen so ein äußerst wirtschaftliche und einfache Teohnik zum Umwandeln des analogen Fehlersignals in ein digitales Fehlersignal vor.

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Es ist zu sehen, daß die in erster Linie für diese Umwandlung benötigten Teile nur ein billiger Operationsverstärker 112, ein einfacher Transistor 130 und ein invertierendes Gatter 132 sind.

In Pig. 4 ist das digitale Fehlersignal durch die Kurve 136 dargestellt, wobei gleich zu erkennen ist, daß die Kurve hochpegelig ist, wenn das Wechselspannungsfehlersignal, das durch Kurve 126 dargestellt ist, positiv ist und das niedrigpegelig ist, wenn die Kurve 126 negativ ist.

Wieder bezugnehmend auf Fig. 3 ist dort ein NAND-Gatter 138 dargestellt, welches das digitale Fehlersignal als seinen einen Eingang und das Komplement eines Wiedergabe-Schneid ekommand ο s PEC als seinen zweiten Eingang, ein Servo-An-Signal SVO als sein drittes Eingangssignal und ein verzögertes digitales Fehlersignal als seinen vierten Eingang erhält. Das Ausgangssignal des NAND-Gatters ist mit dem Eingangssignal eines invertierenden Gatters 140 gekoppelt, welches auf Leitung 84 ein Ausgangssignal erzeugt, das ein digitales Signal ist, das erzeugt wird, als ob das NAND-Gatter 138 ein AND-Gatter wäre. Daher ist das bistabile digitale Schaltsignal auf Leitung 84 nur dann hochpegelig, wenn alle vier Eingangssignale hochpegelig sind. Das digitale Ansteuerfehlersignal wird so inhibiert oder abgeschaltet, indem die logischen Pegel der digitalen Eingangssteuersignale selektiv geändert werden. Das Signal SVO ist niederpegelig, um das Gatter 138 abzusohalten, wenn das Band eingelegt wird oder zu anderen Zeitpunkten, wenn es erwünscht ist, den Betrieb der Radmotoren zu inhibieren. Ähnlich sohaltet das Signal PEC die Ansteuerung eines aufnehmenden Wickelmotors 52

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während einer Wiedergabe-Schneidebetriebsart ab, wobei das Signal nicht PEC für die Zeitdauer dieser Betriebsart niederpegelig ist. Die Wiedergabe-Schneidebetriebsart ist eine spezielle Betriebsart, bei der die Bandtransporteinrichtung 10 das Band bewegt, als ob sie in einer normalen Wiedergabebetriebsart wäre. Jedoch wird der Bandzugfühlhebel 20 nach einwärts auf den Kapstan 22 gebracht, so daß er als Andruckrolle wirkt und die Umdrehung des Rades 14 wird abgeschaltet. Dies bedingt, daß sich Band 24 zwischen dem Kapstan 22 und dem Rad 14 anhäuft. Das angehäufte Band kann herausgeschnitten werden oder anders durch einen Bedienenden geschnitten werden. Während einer Wiedergabebetriebsart wird das zuführende Rad 12 auf normale Art betrieben und daher ist die Steuerung für das zuführende Rad 12 nicht so verschaltet, daß sie auswählbar mit dem Wiedergabe-Schneidekonraiando abgeschaltet wird.

Das vierte Eingangssignal für das NAND-Gatter 138 wird über ein Tiefpaßfilter mit einem 120 Ohm Widerstand 140, einer Diode 142, die parallel mit dem Widerstand 140 geschaltet ist und einem 0.039 Mikrofarad-Kondensator der zwischen dem vierten Eingang und Masse geschaltet ist, verkoppelt. Auf ein Umschalten des Ausgangssignales des invertierenden Gatters 132 auf einen hochpegeligen Zustand hin wird eine kurze Verzögerungszeit erreicht, da sie der Kondensator 144 auflädt, um den vierten Eingang des Gatters 138 anzusteuern. Da der Ausgang des Gatters 138 nur angesteuert wird, wenn alle vier Eingangssignale hochpegelig sind, wird bei einem Übergang von niedrigem Pegel auf hohem Pegel eine kurze Verzögerung des digitalen Fehlersignals auf Leitung 82 erreioht und bei einem Übergang von niedrigem Pegel nach hohem Pegel des positiven bistabilen Schaltsignales auf Leitung 84.

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Dieses Verhältnis wird durch Kurve I46 in Fig. 4 dargestellt. Die Zeiten während derer das positive bistabile Sohaltsignal einen in Vorwärtsrichtung schaltenden Motorsteuer-Verstärker 150 ansteuert sind zur Erleichterung der Identifizierung mit unterbrochenen Linien verbunden. Wenn das digitale Fehlersignal einen Übergang von hohem Pegel zu niedrigem Pegel macht, wird der Eingang zum Gatter 138,der direkt mit verschaltet ist, sofort niederpegelig und das positive bistabile Schaltsignal auf Leitung 84 wird auch sofort niederpegelig. So ist eine Verzögerung in dem Schaltsignal bei Übergängen von niedrigem Pegel zu hohem Pegel vorhanden, aber nicht bei einem Übergang von hohem Pegel zu niedrigem Pegel. Die Diode 142 entlädt den Kondensator 144 bei einem Übergang von hohem Pegel auf niedrigen Pegel, um den Tiefpaßfilter-Verzögerungsschaltkreis sofort wieder zu aktivieren, um sicherzustellen, daß die Verzögerungszeit bei einem Übergang von niedrigem zu hohem Pegel sogar nach sehr kurzen Zeitdauern niedrigpegeligen Signalzustandes des digitalen Fehlersignals auf Leitung 82 auftritt. Ein NAND-Gatter 152 ist auf ähnliche Art wie das Gatter 138 verschaltet, mit der Ausnahme, daß das digitale Fehlersignal über ein invertierendes Gatter 154 den Eingängen des NAND-Gatters 152 zugeführt wird und daß das Ausgangssignal des NAND-Gatters 152 direkt mit einem in Umkehrriohtung schaltenden Motoransteuerverstärker 156 verbunden ist. Das NAND-Gatter 152 erhält auch das das Servo anschaltende Signal SVO und das Wiedergabe-Schneidekommando in komplementärer Form. PEC.

So wirddas Ausgangssignal des Gatters 152 niederpegelig, wenn das digitale Fehlersignal auf Leitung 82 niederpegelig wird, mit der Ausnahme, daß das Ausgangssignal des Gatters 152 eine kurze Verzögerungszeit bei Kommandos mit Übergang von hohem auf niedrigem Pegel aufweist und keine Verzögerungs-

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zeit bei Kommandos mit Übergang von niedrigem auf hohen Pegel. Dieses Signalverhältnis wird durch die negative bistabile Sohalt-Komroandokurve 160 in Fig. 4 gezeigt.

Die in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung schaltenden Motor-Steuer-Ver stärker 150, 156 sind im wesentlichen bipolare Transistorleistungsschalter. Der Verstärker 150 verbindet eine Leitung 162, die mit einem Anschluß des aufnehmenden Motors 52 verbunden ist, mit +20 Volt der Versorungsspannung in Bezug auf ein hochpegeliges Eingangs-Logiksignal. Ähnlich koppelt der in Umkehrrichtung steuernde Verstärker 156 die Leitung 162 mit -20 Volt der Stromversorgung in Bezug auf ein logisches "false" oder niedrigpegeliges Signal am Eingang der Leitung 86. Wenn das digitale Fehlersignal zwisohen hochpegeligen und niedrigpegeligen Logik-Zuständen schaltet, werden so die Anschlüsse des Motors 53 zwischen +20 Volt und -20 Volt der Stromversorgungsspannungen geschaltet, wobei eine ausreichende Zeit zwischen ihren diesbezüglichen Anschaltzuständen vorhanden ist, um Abschaltverzögerungszeiten in den Verstärkern entgegengesetzter Polarität zulassen zu können. Die Dioden 164 und 166 sehen einen Leitungsweg für in den Induktivität des Motors 52 gespeicherte elektrische Energie vor, wenn sowohl der Motorsteuerverstärker 150 als auch der Motorsteuerverstärker 156 abgeschaltet oder ihr Ausgangszustand einem offenen Schaltkreis entspricht.

Der andere Anschluß des Aufnahmemotors 52 ist über einen 0.1 0hm, den Strom messenden Widerstand 170 mit Masse verbunden. Der gemeinsame Anschluß des Widerstandes 170 und des Motors 250 sieht ein Stromsignal ITU für den aufnehmenden Wickelmotor als momentanes Ansteuerrückkopplungs-Signal vor, um die Steuerung des Motorstroms zu gestatten. Die Motor-

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steuerung 50 erscheint so als hochohmige Stromquelle,auch wenn der Strom nur durch auswahlbares Verkoppeln des Motors 52 mit Spannungsquellen niedriger Impedanz im Schaltbetrieb geschieht.

Während im oben stehenden eine einzelne, erfindungsgemäße Anordnung einer Bandtransporteinrichtung mit einer Motorsteuerung im Schaltbetrieb für den Wickelmotor gezeigt und beschrieben wurde, um eine Person normalen technischen Sachverstandes zu befähigen, von der Erfindung Gebrauch zu machen, sei darauf hingewiesen, daß die Erfindung darauf nicht begrenzt ist. Dementsprechend sollten irgendwelche Modifikationen, Änderungen oder äquivalente Anordnungen innerhalb des Bereichs der beigefügten Patentansprüche als im Bereich der Erfindung zugehörig betrachtet werden.

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Claims

PATE IT T Λ II S P R Ü GHE

Motorsteuerung, gekennzeichnet durch einen Motor (52), durch eine Steuereinrichtung, die zur Steuerung eines Erregungsparameters des Motors ein Steuersignal erzeugt, durch eine Rückkopplungseinrichtung (5^) die ein dem Istwert des gesteuerten Erregungsparameters des Motors (52) entsprechendes Istsignal erzeugt, durch eine Mitkopplungseinrichtung (62), die das Steuersignal und das Istsignal aufnimmt und dem Motor (52) in Abhängigkeit von der Differenz dieser Signale ein zwischen wenigstens zv/ei von einander verschiedenen Zuständen umschaltendes iiotortreibersignal derart zuführt, daß sich die Differenz verringert.

Steuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,daß die Mitkopplung (62) einen den Motor (52) mit einem Treibersignal steuernden Motor-Steuer-Schaltverstärker (72) aufweist, wobei das Treibersignal zwischen wenigstens zwei verschiedenen Zuständen mit einer schnelleren Impulsrate wechselt, als sie der Grenzfrequenz des Frequenzumfangs des Motors entspricht, wenn diesem ein Steuersignal zugeführt wird.

3· Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen Gleichstrommotor.

^Llr. Steuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß *" der gesteuerte Parameter der Motorsteuerung der Motorstrom ist.

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ORIGINAL INSPECTED

5. Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Parameter die Umdrehungsgeschwindigkeit des Motors ist.

6. Steuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ansteuersignal und das momentane Steuersignal jeweils über einen kleinen Bereich hinweg kontinuierlich veränderlich sind.

7. Motorsteuerung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mitkopplung eine das Steuersignal aufnehmende Wechselspannungsv/andlerschaltung (66) aufweist, wobei das momentane Ansteuersignal und ein Wechselspannungsreferenzsignal die Impulsrate des Motortreibersignals steuern und in Bezug darauf ein V/echselspannungsfehlersignal erzeugen.

8. Motorsteuerung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die V/echselspannungsv/andlerschaltung (66) einen analogen Addierer (64·) und einen Integrator aufweist» und daß das V/echselspannungsfehlersignal als Integral über die Summe von mehreren Eingangssignalen erzeugt wird,wobei zu den Eingangssignalen das Ansteuersignal, das momentane Ansteuersignal und das Wechselspannungsreferenzsignal zählen.

9. Steuerung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Mitkopplungssystem (62) einen digitalen, ein zweistufiges, digitales Ansteuerfehlersignal als Ausgangs-

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signal in bezug auf das \7echselspannungsf ehlersignal erzeugenden Detektor (68) aufweist und daß der Zustand des digitalen Fehleransteuersignals davon abhängig ist ob die Größe des 'iechselspannungsfehlersignals größer oder kleiner ist als eine Referenzgröße.

10. Steuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Mitkopplungssystem (62) eine das digitale Fehleransteuersignal und wenigstens ein digitales Steuersignal aufnehmende und die Ansteuerung des Motorverstärkers in Bezug darauf mit einem kürzeren Zeitintervall als eine halbe Periode des ./echselspannungsreferenzsignals steuernde digitale Steuerschaltung (70) auf v/eist, wobei das V/echselspannungsreferenzsignal vorgesehen ist um den Motorsteuerverstärker (72) in einem Zustand anzuschalten und den Motorsteuerverstärker (72) in dem anderen Zustand abzuschalten.

11. Motorsteuerung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Steuerschaltung ein digitales logisches Gatter (153, 152) auf v/eist, das auf wenigstens ein digitales Steuersignal hin die Ansteuerung des Motorsteuerverstärkers (72) sperrt.

12. Steuerung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß das Motorsteuersignal entweder eine erste Spannung oder eine gegenüber der ersten Spannung entgegengesetzte Polaritr.t aufweisende zweite Spannung auf v/eist.

13. Motorsteuerung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Mitkopplung (62) eine die Motorspannung auf einen V/ert zwischen der ersten und der zweiten Spannung

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begrenzende Begrenzerschaltung aufweist.

14. Steuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Mitkopplung (62) einen keine Verlustleistung abgebenden, im Schaltbetrieb zur Erzeugung des Motorsteuersignals arbeitenden Motorsteuerverstärker (72) aufweist, wobei das Ausgangssignal des Motorsteuerverstärkers (72) durch Verbinden des Ausgangs mit der ersten oder der zweiten, gegenüber der ersten Versorgungsspannung entgegengesetzte Polarität aufv/eisenden Versorgungsspannung oder durch Abschalten des Ausgangs erzeugt wird.

15· Steuerung nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine die Länge einer Pufferschiinge fühlende, ein von der Pufferschlinge abhängiges Signal erzeugende Rückkopplung (54), der ein der momentanen Pufferschlinge entsprechendes Signal zugeführt wird und die in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen dem der Pufferschlinge entsprechenden Signal und einem der Pufferschlinge zugehörigen Differenzsignal ein Ansteuersignal erzeugt.

16. Steuerung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der gemessene Parameter der Motoransteuerung der Motorstrom ist.

17. Steuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine den Motorstrom messende, ein dem momentanen Motorstrom zugehöriges Signal erzeugende Einrichtung (170) aufweist und daß sie einen den Motor (52) in bezug auf das momentane Motorstromsignal und das Referenzsignal steuernden Motorsteuerverstärker (72) aufweist,

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wobei der Motorsteuerverstärker (72) kontinuierlich und alternierend den Motor (52) zwischen einer ersten und einer zweiten, gegenüber der ersten Spannung entgegengesetzte Polarität und gleiche Größe aufweisenden Spannung alternierend schaltet.

18. Steuerung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das bistabile Motorsteuersignal für eine auszuführende Bewegung des Motors (52) in einem ersten oder zweiten, dem ersten entgegengesetzten Zustand entsprechend langer oder kürzer verbleibt und daß die digitale Steuerschaltung (70) das bistabile Steuersignal und wenigstens ein weiteres digitales Steuersignal erhält und das bistabile Steuersignal in Übereinstimmung mit dem weiteren Steuersignal dahingehend ändert, daß ein Steuersignal mit drei stabilen Zuständen erzeugt wird, wobei bei dem ersten Zustand Energie einer Polarität weitergeleitet wird, bei dem zweiten Zustand Energie entgegengesetzter Polarität weitergeleitet wird und bei dem dritten Zustand keine Energie v/eitergeleitet wird und dieses dreistufige Signal dem Motorsteuerverstärker (72) zugeführt wird.

19. Steuerung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Steuerschaltung (70) digitale, auswählbar das zweistufige Steuersignal sperrende oder durchlassende Einrichtungen (138,152) auf v/eist und daß die digitale Steuerschaltung (70) Verzögerungseinrichtungen (140,14-2,144-) zur Verzögerung der Vorderflanke eines Steuersignales beliebiger Polarität aufweist ohne die Endflanke zu verzögern.

20. Steuerung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die sperrenden und durchlassenden Einrichtungen (138,152) und die verzögernden Einrichtungen (140, 142, 144-) logische

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Gatter (138, 152) aufweisen, die nur dann ein Ausgangssignal abgeben, wenn mehrere Eingänge auf einen vorgegebenen Zustand gesetzt sind, wobei ein Eingang direkt mit dem bistabilen Steuersignal verbunden ist, ein zweiter Eingang über ein Tiefpassfilter mit dem bistabilen Steuersignal verbunden ist und ein dritter Eingang direkt mit einem v/eiteren digitalen Steuersignal verbunden ist.

21. Steuerung nach Anspruch 19> dadurch gekennzeichnet, daß das dreistufige Steuersignal durch zwei getrennte Steuersignale gebildet wird, wobei jedes als Ausgangssignal eines getrennten logischen Gatters (138, 152) gewonnen wird und wobei eines der Gatter die Motoransteuerung über positive Versorgungsspannung und die andere Motoransteuerung über negative Motoransteuerung jeweils auf bistabile Art steuert.

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