DE2715842C2

DE2715842C2 - Verfahren zur Impedanzmessung

Info

Publication number: DE2715842C2
Application number: DE2715842A
Authority: DE
Inventors: Henry P. Concord Mass. Hall
Original assignee: Genrad Inc
Current assignee: Genrad Inc
Priority date: 1976-09-02
Filing date: 1977-04-05
Publication date: 1983-03-03
Also published as: FR2363802B1; JPH0260986B2; US4196475A; DE2715842A1; GB1572088A; FR2363802A1; JPS5330375A; CA1085460A

Description

	4i	4<	+ 42	42
		4.	+ 42
und
	E_XP2	4'	-4,	42

4.-

(D

45

(H)

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnung den Schritt einer Multiplikation der Verhältnisse gemäß den Gleichungen (I) und (f I) um den Faktor R, aufweist.

7. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine analoge Eingangsschaltung, enthaltend einen Wcch- 5S selspannungsgenerator (3). der mit einer Schaltung verbunden ist, die das Element mit der unbekannten Impedanz (Z_x) und in Reihe damit das Element mit der bekannten Impedanz (R,) enthält, durch Spannungsmeßeinrichtungen (6, 7, 9, 10, 11), die mit den Impedan/.elcmcnten (Z,. RJ verbindbar sind. Analog-Digitalwancllet" (16, 17). denen die gemessenen Spannungen zugeführt sind und die mit einem Mikroprozessor (5) verbunden sind, und eine Anzeigeeinrichtung (CRL. D-Q). die mit dem tr, Ausgang des Mikroprozessors (5) verbunden ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7. dadurch gekennzeichnet. <I;iP> den Analos-Dk'itül-Wandlcrn rm phasenempfindiicher Detektor (12, 13, 14, 15) vorgeschaltet ist

9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8·, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (15,18,19) zur Messung mit Nullimpedanz und zur Subtraktion der damit gemessenen Fehlerwerte von den gemessenen Spannungen bei der Impedanzmessung vorhanden sind.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichne·, daß der Wechselspannungsgenerator eine Quelle (21) für um 90° phasenverschobene Referenzsignale enthält und daß die Spannungsmeßeinrichtungen (ö, 7,9,10,11) Mittel zum Messen der Wechselspannungen und der um 90° phasenverschobenen Wechselspannungen an der bekannten und der unbekannten Impedanz (R_s bzw. Z_x)enthalten.

11. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß Speicher (Q 16} für die Zwischenspeicherung eines Meßwertes bzw. Meßwertpaares vorgesehen sind.

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Impedanzmessung sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens, entsprechend den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 7.

Ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, bei dem dem Element mit der unbekannten Impedanz ein Vergleichselement bekannter Impedanz in Reihe geschaltet und durch die Serienschaltung ein Wechselstrom bekannter Frequenz geleitet wird, ist aus dem »Taschenbuch der Hochfrequenztechnik« von Meinke/Gundlach, 2. Auflage 1962, Seiten 1553 f, bekannt.

Das dort beschriebene Verfahren arbeitet nach dem Konzept der Benutzung abzugleichender Brückenzweige, um gleiche Spannungsverhältn'ise zu erhalten, aus denen der Wert eines unbekannten Impedanzelementes in einem der Zweige bestimmt werden kann. Als Beispiel soll eine Brücke genannt werden, bei der ein bekannter Kondensator als ein Zweig benutzt wird, um den Strom durch einen unbekannten Kondensator in einer Spannungsteilerschaltung zu messen, wobei die anderen Brückenzweige, die als geeichte Teiler dienen, so eingestellt werden, daß sie dasselbe Verhältnis geben. Dabei werden in einem sukzessiven Abgleichprozeß so lange verschiedene Verhältnisse eingestellt, bis eines dem Kondensatorverhälntis entspricht — im Ergebnis ein trial-and-error Divisionsverfahren. In späteren lahren wurde dieser Abgleich in unterschiedlichem Grad automatisch durchgeführt, wie es beispielsweise in den US-Patentschriften 28 72 639 und 35 62 641 oder auch in »Fulks, R. G., The Automatic Capacitance Bridge, GR Experimenter, April 1965«, beschrieben ist. Derartige automatische Abgleichverfahren können Digital-Analog-Wandler enthalten, wobei bestimmte Spannungsverhältnisse, die der Detektor anzeigt, herauf- oder heruntergesetzt werden müssen, bis ein Abgleich erzielt ist — wieder entsprechend dem »trial-ancl-crror« Divisionsprinzip. Diese Mcfisystcme erfordern eine l.angzcitübcrwachiing und -Stabilität de-Schallungskomponenten und Stund,ircis sowie einen Abgleich.

Andere Impedanzmeßeinrichtungen. welche keine einstellbaren Elemente zur Erzielung eines Abglcichs aufweisen, werden ah Impcdapzmevsrr bezeichne!

Einige davon halten entweder die Spannung an einer unbekannten Impedanz konstant oder den Strom durch dieselbe, so daß der gemessene Strom oder die Spannung proportional zur Impedanz bzw. Admittanz ist, wobei nur eine Größe gemessen werden muß. Hierbei handelt es sich im Ergebnis um eine Division durch eine Konstante. Andere Anzeige-Meßinstrumente ermitteln Strom und Spannung und erhalten das Verhältnis duich Analog-Divisionsverfahren (siehe beispielsweise »Hall, H. P., An AC-DC Rationmeter and Its Use in a CRL Meter, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Dezember 1973, S. 387).

Die Benutzung von Mikroprozessoren oder Rechnern erfolgte — seit ihrem Erscheinen in der Meßtechnik vor nicht allzu langer Zeit — vorwiegend in Form einer Hinzufügung von ergänzenden oder zusätzlichen Funktionen oder Betriebsmöglichkeiten zu einem Instrument, die durch den Prozessor ermöglicht wurden, so beispielsweise Anzeigetechniken, universelle Steuerungen, Zusammenschaltung mit anderen instrumenten oder das Erzeugen von Korrekturgrößen für genauere Meßergebnisse. Als Referenzen mögen dazu beispielsweise die folgenden Literaturstellen dienen: »Gilder, Jules H, Microprocessors Are Making the »Impossible«, Electronic Design, Nr. 24, 22.11.1975, S. 52ff« (über allgemeine Mikroprozessoranwendungen), »Runyon, Stanley, Microprocessor DVMs, With New Features, to Hit the Market Shortly, Electronic Design, 16, 2. August 1975« und »Lee, R. C., Microprocessor Implementation of a Measurement Instrument and Its Interface«.

Eine Instrumenten-Prozessor-Kombination, die eine Impedanz-Brücke mit einer Parallelkapazität enthalten und einen Digital-Analog-Mikroprozessor, um die erhaltenen Daten in eine Serienkapazität umzurechnen, ist dargestellt in der Beschreibung: »Boonton Electronics Corp., 3/4/75, Bulletin Modell 76 A Automatik 1 MHz Bridge«. Die Funktion entspricht derjenigen, welche früher durch eine getrennte automatische Brücke und einen Minicomputer erreicht wurde (siehe z. B. die Bedienungsanweisung für »GR Type 2990-9174, Automatic Capacitance-Testing System, Book I, Januar 1970« der Anmelderin). Bei einer solchen Verbindung eines Mikroprozessors mit einer Brücke im selben Gehäuse können die Ausgangsdateri des Instrumentes zwar in günstigerer Form ausgegeben werden, die Brückenschaltung selbst oder die Art der Meßmethode wird jedoch nicht geändert. Die Ausnutzung der Möglichkeiten eines getrennten Computers zur Herauf-Setzung der Genauigkeit konventioneller Brücken- oder Meßinstrutnentsverfahren für Steuerungs- sowie Rechenzwecke und dergleichen sind beschrieben in »Geldart, W. J., Improved Impedance Measuring Accuracy with Computer-Operated Transmission Sets, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Dezember 1975, S. 327« und den Aufsätzen des Erfinders »A Technique for Avoiding Correction Errors in Computerized Impedance Measuring Systems« und »Techniques Used in a Fast Computer-Controlled DC Bridge« in IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, November 1971. S. 249 bzw. Dezember 1974, S. 359 sowie »Julie, L.. A High-Accuracy Digital Instrument Design for DC Measurements, IHFiE Transactions, Novtmber 1972, S. 323«. ω

Der vorher erwähnte Gebrauch des Mikroprozessors für Berichtigungen, K.o.i.rollen und Kalibrierungen ist dargestellt in dem Aufsatz »Tarczy-Hornoch et al..

Microprocessor-Controlled Self-Calibration and Diagnostics in a Digital Multimeter, Svsiron-Donnt-T Corporation, ELECTRO '76 Professional Program, 11. bis H.Mai, 1976« sowie in »Abenaim, D, Impact of Microprocessors on Design of Analog Instruments, IEEE, Mai 1976, ELECTRO 76«.

Andere Rechneranwendungen in verwandten Schaltungen sind bekannt aus den US-Patentschriften Nr. 35 69 785 und 36 92 987 mit dem System des vorigen Patentes, wobei viele phasenempfindliche »sample-andhold« Detektoren für die Impedanzberechnung erforderlich sind.

Im Gegensatz dazu liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, unter grundsätzlicher Neugestaltung der Art der Impedanzmessung selbst ein Verfahren und eine entsprechende Vorrichtung anzugeben, mit denen die Möglichkeit gegeben ist, mit einem Mikroprozessor auf eine neue Art und Weise Impedanz- und ähnliche Messungen in vereinfachter Weise und mit größerer Geschwindigkeit und Genauigkeit dt'"::hzuführen.

Diese Aufgabe wird hinsichtlich des Verfahrens durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 und hinsichtlich der Vorrichtung durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 7 gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch eine neuartige Ausnutzung der Rechenfähigkeiten von Mikroprozessoren in grundsätzlich geänderten Schaltungskonfigurationen einfachere Messungen durchgeführt werden können, ohne daß ein »Trial-anderror«-Brückenabgleich erforderlich wäre, ohne die Notwendigkeit der Langzeitspannungs- oder -stromstabilität bestimmter Meßinstrumente und ohne das Erfordernis der Langzeit-Komponenten-Stabilität, wie es in beiden Arten von Impedanz-Meßinstrumenten bisher erforderlich war. Es ist insbesondere günstig, das erfindungsgemäße Verfahren sowie die entsprechende Vorrichtung für automatische Impedanzmessungen zu verwenden, die frei von den Nachteilen der bekannten Te· hniken sind.

Im Folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels näher beschrieben.

Es zeigt

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens am Beispiel einer Anwendung bei der Impedanzmessung (Fig.! setzt sich zusammen aus zwei Teilschaltbildern, die mit Fig. IA und B bezeichnet sind) und

F i g. 2 ein Vektordiagramm der zur Illustration der in der Vorrichtung gemäß Fig. 1 verwendeten Meßtechnik.

Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung enthält im wesentlichen eine Eingangsschaltung mit liner Wechselspannungsquelle 3, bestehend aus einem Sinus-Generator, der durch einen Quarzoszillator 1 und einen Frequenzteiler 2 gesteuert wird. Die erzeugte Wechselspannung wird ..n die unbekannte Impedanz Z₁ angelegt, welche in Serie mit einem Vergleichswiderstand /?, an die Quelle 3 angeschlossen ist. Mittels der Differenzverstärker 6 bzw. 7 und e'iektronsichen Schaltern 9,10 und 11 können zwei aufeinanderfolgende Messungen ausgeführt werden: zunächst die Spannung /·"■ an /,. die gespeichert werden kann, und dam die Spannung l\ an /·?,. Wie weiter unten ausführlich erläutert werden wird, werden diese Spannungen einem gemeinsamen phasenempfindlichcn Detektor und ei-

nein Analog-Digital-I Imset/ τ 4 zugeführt. Anschließend gelangt das Signal an einen Mikroprozessor ϊ mit tier dazugehörigen Steuerlogik 20. um das Verhälinis /:',//:', auszurechnen und auf diese Weise eine Messung /f,/W, zu erhalten. Durch die Verwendung eines Mikroprozessors in dieser Kombination wird die Division mit der gewünschten Slellenzahl in einfacher Weise durchgeführt, wobei diese Technik nur die Benutzung eines einzigen Detektors erforderlich macht. Darüber hinaus haben eier Detektor und der Analog-Digital-l !msetzter das Erfordernis einer konstanten Empfindlichkeit nur für den kurzen Zeitraum der Messung zu erfüllen und brauchen nicht, wie die bekannten Brücken- und anderen Schaltungen, eine l.angzcitstabilität oder besondere Drift-Eigenschaften aufzuweisen. Darüber hinaus fällt der bei dieser Messung vorhandene Kallibrierungsfaktor bei der Division heraus. I ntsprechend braucht tue Eingangs spannung oiler der Strom /... abweichend von vielen alliieren Meßschaltiingen. keine l.angzcitstabilität für Messungen aufzuweisen. Es ist bei den Messungen jeweils nur eine kurze Zeit Stabilität erforderlich. Der einzige Parameter oder die ein/ige Größe, die im wesentlichen über eine lange Zeit konstant bleiben muß und eine hohe Präzision und Stabilität aufweisen muß. ist der Vergleichswiderstand /?<.

Ein weiterer besonderer Vorteil des erfindungsgcniäi3cn Verfahrens im Vergleich zu der bekannten Brücken-Technik ist die hohe Auflösung, die über einen weiten Bereich erhalten werden kann. Bei konventionellen, von Hand zu bedienenden Brücken mit Dckadenabgleich beispielsweise, wird eine größere Empfindlichkeit erzielt. Ist aber der Endanschlag erreicht, so kann nichts anderes getan werden, als das Verhältnis des Brückenzw eiges zu ändern, um einen neuen Meßbereich zu erhalten. Das muß darüber hinaus wieder und wieder — über den gesamten Bereich der Brücke — ausgeführt werden, wobei sicn die Auflösung bei einer 10-zu-l-bereichs-Brücke von 10 bis 1. und im niedrigsten Bereich sogar bis 0 hin verändert. Mit der neuen f,/£", Technik gemäß F i g. I wird andererseits keine einstellbare Dekade benotigt und es kann daher nicht ;:u einem Überschreiten des Meßbereiches kommen. Der Mikroprozessor w eist andererseits eine fließende Kommastelle auf. so daß Meßbereichswechsel automatisch ausgeführt werden, wenn die jeweils verfügbaren Dezimalstellen verbraucht sind. Das Verhältnis von /f,F, weist darüber hinaus einen Auflösungsfehler auf. der aus der Summe der Fehler der beiden Spannungsmessungen bestem, so daß der Verlauf der Auflösung in Abhängigkeit vom Bereich der unbekannten Impedanz symmetrisch angeordnete Hocker aufweist — im Gegensatz zu dem ansteigenden, eine obere Grenze erreichenden Verlauf beim Dekaden-Schalt-Verfahren. Hieraus resultiert der zusätzliche Vorteil, daß es möglich ist. bei der praktischen Ausführung einen Meßbereich von beispielsweise 0.1 Ohm bis 10 MegOhm mit nur drei Vergleichswiderständen /?,zit überbrücken. Bezüglich des Analog-Digital-Konverters wird bei einer bevorzugten Ausführung ein Zweifach-Steigungsintegrator 16 verwendet, wie er in den vorgenannten IEEE-Aufsätzen des Erfinders oder in der US-Patentschrift Nr. 30 74 057 beschrieben ist. Der Spannungsausgang des weiter unten beschriebenen Phaser.detektors führt einem Kondensator C für einen begrenzten ·■ Zeitraum, während dessen ein elektronischer Schalter (bestehend aus einem Feldeffekttransistor) geschlossen ist, einen Strom zu. der von C in Form von Ladung integriert wird. Wenn der elektronische Schalter 1} öffnet, schließt ein weiterer elektronischer Schalter Ii und ein Strom umgekehrten Vorzeichens entlädt den kondensate- (. Die aufeinanderfolgende Messung von "■ /',und /.am Eingang fuhrt /\i einer Digitalumw andliing und '.¹IIiCi¹ Berechnung des Verhältnisses im Mikroprozessor, wodurch alle Parameter einschließlich der Kapazität (. der frequenz, der I lilfsspannung usw. in den Gleichungen herausfallen, so daß nur eine i" Kurzzeitslahilitii¹ fm den /ein,mm erforderlich ist. in dem die beiden ' ssiingen erlolgen.

Für WcehselspanniiiiL'smessunL'en. welche komplexe Werte enthalten, weist tier Ik'ektor eine zuvor genannte Phasenempfindlichkeit auf. um dieienige ι ■> Komponente s on /:, /yi bestimmen, die in Phase mn dem Strom /ist und diejenige, die ^enkrechl dazu stein. Ein derartiger Detektor liefen, wie weiter unten ausgeführt werden wird. /Λ, und /ή", (w ι >i'ei Λ, mid A", die imaguiai e bzw. die reelle Komponente \ on /, ist), aus denen fund 2" I. errechnet werden können, wenn die Frequenz bekannt ist. Damit ist nach dem erfindiingsgemäßen Verfahren, im Gegensatz zu den bekannten Brücken-Techniken, keine Vergleichskapazität notwendig, da als Standard für die Reaktanz, die Frequenz benutzt wird. :"> Damit sind die Präzisionsgrößen die drei Widerstände K, und die quarzgesteuerte Frequenz. Der \erwendete Deiei.:.ir 12 und der Analog-Digital-Wandler 4 bewirken eine zusätzliche Unterdrückung der harmonischen und bei der wiederholten Messung über einen ''■> bestimmten Zeitraum auch die vollständige Unterdrükkung derjenigen Frequenz, die dem Gesamtzeitraum entspricht.

Insoweit wurde die Benutzung des Mikroprozessors ΐ in der Schaltung gemäß F i g. 1 in Verbindung mit der ι"· Errechnung von Impedanzmeßwerten aus im übrigen bedeutungslosen Spannungsmessungen aufgrund einer Division beschrieben. Damit wird der erforderliche Anteil von präzisen Analogschaltungen herabgesetzt, so daß eine verläßlichere und zugleich weniger kostenauf-⁴⁽¹ wendige Ausrüstung entsteht. Der Mikroprozessor wird dabei gleichzeitig benutzt, um Berichtigungen auszuführen, wobei nicht — wie bei den bekannten Systemen — Vergleichswiderstände korrigiert werden, sondern gemessen wird, um Fehler festzustellen und die entspre-⁴"> chenden Berichtigungen einzuspeichern.

Im Folgenden soll die Schaltung, die in Fiel dargestellt ist. und deren Betriebsweise im einzelnen beschrieben werden. Die Eingangsschaltung wird von dem zuvor genannten Quarzoszillator 1 gesteuert, der in i^fl diesem Fall eine stabile Hochfrequenz-Signiiiquelle darstellt. In praktisch ausgeführten und erfolgreich betriebenen Schaltungen betrug die Frequenz fur des Oszillators 1 26.1120 MHz. Der Frequenzteiler 2 gibt ein Referenzsignal /Vab. damit die Wechseispannungsquelie 3ί 3 eine Sinuswelie mit geringen Störanteilen abgeben kann. Die Sinusweilenerzeugung kann außer in der hier dargestellten üblichen Technik auch dadurch erfolgen, daß beispielsweise der Wechselspannungsquelle 3 - 1020Hz zugeführt werden, und darin ein 8-Bitr" Zähler vorhanden ist. der 256 Adressen eines nicht dargestellten PROM-Speichers durchzählt, welcher so programmiert ist. daß er bei den aufeinanderfolgenden Adressen digitale Näherungen der Sinusweile bei vorsegebenen Phasenwinkeländerungen enthält. Der ϊ digitale PROM-Speicher ist dabei mit einem Digital-Analog-Wandler zur Erzeugung einer schrittweisen Analog-Spannung verbunden. Es können aber auch andere Sinuswellen-Erzeugungstechniken benutzt wer-

Ons Sinuswellensignal aus der Wechselspanmmgsquelle 3 wird einer Anzahl von Strombegrenzer Widerstanden W₁. /ugeführt. welche durch einen manuell /u betätigenden Meßbereichsschalter atisgew ählt werden. ~> der mit »Bereich« be/eiehnet ist und dazu benutzt wird, die ,'. iswahl des Vergleichswiderstandes W₁ zu steuern. Da die zuvor genannten Differenzverstärker h und 7 und ein invertierender Verstärker 8 über el ie Vergleichswiderstände \erhurulen miuI. weisen sie /Ie i'ine große in Eingangsimpedanz auf und es fließt im wesentlichen der Strom /·, tlurch die unbekannte Impedanz /\. die ermittelt werden soll, und <λν_\\ Vergleichswiderstand W,. Der invertierende Verstärker 8 halt die Verbindung Λ \<tit S, und W₁ auf einem virtuellen Erdpolential. so daß ι · dunh die Impedanz zwischen diesen Punkten ein nur sein kleiner Strom fließt und die Messung hierdurch nidi! ::ii! einem Fehler b'jh'.Me! ■■.

Die beiden Differenzverstärker 6 und 7 erzeugen Signale, die proportional zu /,_n/, und /,W, sind. Sie .'n verwenden Präzisi'inswiderstände in entsprechenden Schaltungen mit niedriger Verstärkung, so daß die Verstärkungsfaktoren stabil und sehr genau übereinstimmend sind. Die drei elektronischen Schalter 9, IO und II. die durch Feldeffekttransistoren oder ähnliche r, gebildet werden können, wählen das Eingangssignal eines Impedanzwandler-Verstärkers 12. der als Ausgang einer ,.!er Differenzverstärker oder einer Verbindung mit Erdpotential zum Nullabgleich dienen kann. Dc elektronische Schalter 11 kann entfallen, wenn eine in Nullabgleichtechnik verwendet wird, die weiter unten beschrieben wird. Bei dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel werden die elektronischen Schalter durch drei F.ingangsschalter /5VV beeinflußt, die von einer Steuerschaltung stammen, welche mit /5Wj. ISW₂ und ü AS'Wi bezeichnet sind. Der Impedanzwandler 12 führt seinerseits das ausgewählte Eingangssignal dem obengenannten phasenempfindlichen Wechselspannungsdetektor und dem Analog-Digital-Wandler zu. Ein Kondensator C.\ wird dem Gleichspannungsblock 4n hinzugefügt, so daß die Spannungen der Verstärker 6, 7, 8 und 12 die Messung nicht beeinflussen. Dadurch ist es möglich, nur ein Nullinstrument zu benutzen, um den Offsei des Integrator-Verstärkers 16 des Analog-Digital-Wandlers und dessen Komparators 17 zu korrigie- -«5 ren. Das Hinzufügen des Kondensators C₁ erfordert einen weiteren Schalter 14, um diesen Kondensator am Aufladen zu hindern, wenn der Schalter 13 ausgeschaltet ist. Wenn der Kondensator Ca bei Gleichspannungsmessungen nicht vorgesehen ist. müssen zwei Nullinstru- >o rnente vorgesehen werden, um die Offset-Spannungen der beiden Differenz-Verstärker zu korrigieren, wobei für diese Messungen das Eingangssignal beseitigt werden müßte.

Eine feste Gleichspannungsquelle, welche aus E₈ und Wa besteht, stellt sicher, daß der Strom durch den Schalter unabhängig von der relativen Phase zwischen dem Referenz- und dem Eingangssignal stets negativ ist. so daß die Steigung des Integrators »up« stets ansteigt. Der Schalter wird von einem Burst von Referenzimpulsen (BST)gesteuert, welche durch den Quarzoszillator 1 mittels geeigneter Frequenzteiler 2, 2' und einem 90°-Referenzgenerator (REFGEN) 21, wobei die Steuerlogik 20 in bekannter Weise für eine Phasenübereinstimmung mit dem Referenzsignal (RSW-Signal) sorgt. Der Referenzgenerator 21 erzeugt ein Paar Rechteckwellen (E\ und E₂). die sich von dem Signal 4f_T um 90° unterscheiden und mit Ex und E_s synchronisiert aber nicht in Phase sind. In tier Praxis kann dieses leicht durch drei Flip Flop-.Schallungen realisiert werden, welche eine Arbeitsweise in Nanosckunden /eitdifferenzbcreich ermöglichen. Ein Wert von D (das ist tier Verlustfaktor R/X) in tier Größenordnung von 0.001 stellt bei einer Frequenz von I kHz nur eine Zeitdauer von 160 ns tlar. die von dieser Art Logik leicht verarbeitet werden kann. Wie es weiter unten ausführlich erklärt werden wird, können auch den beiden Referenzsignalen ΛΊ und A\> (Fi₁J. 2) die Kompo nenten /■', und /■.',. die in Phase mit ihnen sind, erhalten werden (i\_P\ ist beispielsweise tlie Komponente /:", in Phase mit Iu usw.). Aus diesen sier Größen können tlie benötigten Verhältnisse auf einfache elektronische Weise durch den Mikroprozessor errechnet werden, wie es im Anschluß hieran aus den Formeln I und Il in F i g. 2 ersichtlich sein wirtl. Dieses Ergebnis ist unabhängig von ili-m Winkel Φ zwischen den Referenzsignalen und /:,. so daß nicht nur das erzeugte sinusförmige Testsignal der Frequenz fi jede beliebige Phase haben kann, sondern auch der Detektor kann irgendeine Phasendrehung und irgendeine Verstärkung haben, solange sie für den kurzen Zeitraum der Messung konstant sind. Ein zusätzlicher Vorteil ist die mögliche Benutzung von Störungen reduzierenden Filtern im Detektor, ohne tlaß dadurch die Phasendrehung beeinflußt würde

Insgesamt werden gemäß dem dargestellten Ausführiingsbeispiel fünf Messungen ausgeführt, wobei der Integratorkondensator Γ zwischen jeweils zwei Messungen durch den Schalter 20. der von einem INT-Impuls angesteuert ist. kurzgeschlossen wird.

Die erste Messung M_n ist die Nullabgleich-Messung. bei der der Impedanzwandler-Verstärker 12 mit Masse verbunden ist. Diese Messung dient zur Ermittlung des festen Stromes E^/Rn einschließlich der Effekte von Offset-Spannungf.n oder -Strömen im Integrator 16 oder im Komparator 17. Ein Burst von Referenzimpulsen wird bei jedem Referenzsignal (Referenzsignal 1 ist wie benutzt dargestellt) zugeführt, woraufhin die Ausgangsspannung des Integrators ansteigt. 17 Refe rcnzsignalc wurden beispielsweise bei dem 1020 Hz Signal benutzt (zwei bei einem 120 Hz Signal), wodurch die Integration unabhängig von einem aufgenommenen 60-Hz-Störsignal wurde. Nach dem Ende des Bursts öffnet das Meßsignal MSR den Schalter 15. um den Kondensator C zu entladen. Wenn die Ausgangsspannung auf null zurückgegangen ist. erzeugt der Komparator 17 ein Signal, um den Λ/SW-lmpuls zu beenden. Die Länge dieses /V/SW-lmpulses ist daher ein Maß für das 0-Signal und wird ermittelt durch benutzung des MSYMmpulses. um die Eingabe des Hochfrequenz-Signals fur bei 18 in einen Zähler 19 zu steuern. Die erhaltenen Daten werden in den Prozessor eingegeben, um Mo zu zählen.

Die verbleibenden vier Messungen benutzen verschiedene Eingänge (ISW) und Referenzsignale (RSW). um unterschiedliche Komponenten der beiden Eingangssignale (IRs und IZ_x) zu erhalten, welche benötigt werden, um die erwünschte Information zu erlangen. Da diese Messungen alle mit einem Fehler durch den Strom Eb/Rb und die Offsets des Integrators und des Komparators behaftet sind, wird die Null-Messung M₀ von jeder der vier anderen Messungen abgezogen, um die vier für die Rechnung gemäß F i g. 2 benötigten Größen zu erhalten. Dies ist eine automatische, kontinuierliche Null-Subtraktion, welche für jede Spannungsmessung durchgeführt wird und sich von einem zufälligen Nullabgleich bei Kalibrierungsmessun-

gen unterscheidet. Damit wird bei dem crfindiingsgcmii-Hen Verfahren durch die Null-Sublraklionsmessung mehr als nur eine Fehlerkompensation durchgeführt die Impedanztnexsung ist ohne sie bedeutungslos.

Die zuvor erwähnte 180'" -Null-Messung kann alterna- \ tiv angewendet werden, wobei der Kurzschlußsi halter Il beseitigt , ird und insgesamt acht Messungen erforderlich sind. Für dieses Verfahren wird jede der vier Größen (E_xr\. E_tP2 usw.) durch zwei Messungen mit Referenzsignalen bestimmt, die um 180" in der m Phase verschoben sind. Die Differenz zwischen den beiden Ergebnissen ist doppelt so groß wie die gesuchte Größe. Die Effekte der Offsel-Spannungcn und des l'.ivK/i-Stromes werden durch die Subtraktion beseitigt. Damit sind eine Reihe von Vorteilen verbunden: r>

1. die zwei Messungen erfolgen in kleinem zeitlichen Abstand, so daß Drifteffekte weiter reduziert werc'en.

2. die Messungen werden gemittclt. wodurch das Rauschen vermindert wird und ""

3. Nichtlinearitaten des !Detektors werden bis zu einem gewissen Grad beseitigt.

Fs ist aus F i g. 2 ersichtlich, daß die Messungen sich vollständig von den analogen Phasenschiebungs-Mes- 2--> sungen der bekannten Brücken- und ahnlichen Schaltungen unterscheiden, welche nicht E, als Referenzsignal benutzen. Im Gegensatz dazu werden 90°-Refercnzsignale E, und E₂ benutzt, um zwei Messungen auszuführen von E₁ und E_v der Spannungen (IZ_x und IRJ an Z, n bzw. R, zum Erhalten von für sich allein bezüglich der Impedanz bedeutungslosen Größen — jeweils eine Messung mit jedem Referenzsignal. E₂ ist in Fi g. 2 als Ordinate und Ei als Abszisse dargestellt, wobei die gemessenen Größen als Vektoren E, und E₁ dargestellt 3S sind und den Phasenwinkel Φ bilden. Die Projektionen der Vektoren auf die Ordinate E₂ sind E_t/>2 und E,_p2 und die entsprechenden Projektionen auf die Ε,-Achse sind E.pi und Ε,_Γ|. Die Gleichungen I und Il zeigen, wie die Verhältnisse R_xZR, und X,ZR, aus diesen Meßgrößen m durch den Mikroprozessor errechnet werden können. Diese Verhältnisse müssen mit dem Wert von /?, multipliziert werden, der für den jeweiligen Meßbereich benutzt wird und im Mikroprozessor eingespeichert ist. Es werden nur drei Bereichs-Widerstände benutzt, da. ^ wie zuvor erläutert, mit einem einzelnen Widerstand ein großer Meßbereich überdeckt werden kann.

Wenn die berechneten Verhältnisse mit R₁ multipliziert sind, liegen die effektiven Serienwerte von Widerstand und Reaktanz vor. Die Meßergebnisse sollen jedoch in einigen Fällen in den Größen verschiedener Parameter, wie beispielsweise der Serienkapazität und D oder irgendeiner anderen Kombination, ausgedrückt werden. Da die Frequenz bekannt und ihr Wert im Mi'. roprozessor-Speicher festgehalten ist. kann der Mikroprozessor in bekannter Weise das l-.rgebnis in i!jr Form eines jeden gewünschten Parameteis ausrechnen. Das kann dadurch ausgeführt werden, daß zunächst H_x und .V₁ ermittelt werden und dann diese Größen durch entsprechende Formeln oder durch die Benutzung anderer Variablen in den Gleichungen gemäß F i g. 2 und der Frequenz umgewandelt werden. Auf diese Weise können, wie es in I" ig. 1 angedeutet ist. An/eigen für Kapazität. Widerstand und Induktivität CC H. I.) bzw. Verlustfaktor um! Güte (D. Q)erzeugt werden.

Ks soli darauf hingewiesen werden, wie es zuvor erläutert wurde, clad die Kalibrieriingsfaktoren des Zwcifach-Inlegrators und des phasenempfindlichen Detektors dadurch eliminiert werden können, dad nur ein Integrator und Detektor benutzt wird, um zwei Messungen durchzuführen und die Ergebnisse zu dividieren. Im allgemeinen kann der Kalibiricrungslaktor einer jeden linearen Meßeinrichtung beseitigt werden, wenn sie dazu benutzt wird, zwei oder mehr Messungen auszuführen, und das Ergebnis unter der Benutzung der Verhältnisse dieser Messungen errechnet wird. Während früher Messungen des Widerstandes durch die Ausführung zweier getrennter Messungen mit einer einzigen Voltmeter- oder Potentiometer-Schaltung ausgeführt wurden, und die komplexe Impedanz auch durch die Messung von drei Spannungs-(größen)-Messungen ausgeführt werden kann, ist dies weit entfernt von der vollständigen Technik gemäß der Erfindung, welche es ermöglicht, in kleinen selbständigen Meßeinrichtungen, welche einen preisgünstigen Mikroprozessor enthalten, Berechnungen automatisch durchzuführen. Es ist das wesentliche der hier beschriebenen Methode, daß die dem Rechner zugeführten Daten nicht das Ergebnis einer Impedanzmessung sind, sondern getrennte Spannungsmessungen, die für sich genommen ohne Bedeutung sind. Deshalb ist eine der beiden Messungen nicht mit einer Kalibrierungsmessung zu vergleichen. Wenn die Spannung an dem Vergleichswiders'.and gemessen wire, wird diese nicht ermittelt, um ein Widerstandsmeßinstrument zu eichen, sondern dieses ist eine Spannungsmessung, die proportional dem Strom durch die unbekannte Impedanz ist und die Benutzung des Rechners erfordert, um den Wert der Impedanz zu ermitteln. Mit Hilfe einer automatischen Umschaltung erhält ein Detektor-Konverter eine Folge von Eingangsspannungen zugeführt und die unbekannte Impedanz wird dann automatisch aus den Ergebnissen dieser Spannungsmessungen errechnet. Der in dieser Weise benutzte Mikroprozessor ermöglicht darüber hinaus alle Arten von Umformungen der endgültigen Daten.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Impedanzmessung, bei dem dem Element mit der unbekannten Impedanz ein Vergleichselement bekannter Impedanz in Reihe geschaltet und durch die Serienschaltung ein Wechselstrom bekannter Frequenz geleitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß die über den Elementen abfallenden Spannungen gemessen, diese in Digitalsignale umgewandelt, aus dem digitalisierten Signalinhalt mittels eines Mikroprozessors der Quotient errechnet und das Ergebnis angezeigt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungen nacheinander gem^s- sen und der zuerst gewonnene Meßwert zwischengespeichert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zuerst die Spannung an der phasendrchenden Iatjedanz gemessen wird und daß die Umwandlung der Signale auch die Phasendetektion der gemessenen Spannungen umfaßt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß vor der Messung der unbekannten Impedanz eine Messung mit der Impedanz Null (»Null-Messung«) durchgeführt wird und daß die dadurch ermittelten Auswirkungen von festen und Offset-Spannungen und -Strömen zwischengespeichert und als Korrekturwerte bei der Berechnung der nachfolgend gemessenen unbekannten Imp-danz berücksichtigt werden.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, d&ß die Messung umfaßt: die Bestimmung der Spannungen E_xp\ in Phase mil einem Referenzsignal E\ und der Spannungen £,_P2 und E_sp2 in Phase mit einem um 90° verschobenen Signal £2. welches an dem Element mit der unbekannten Impedanz. X_x + R_x und den". Vergleichselement R, anliegt, sowie der Berechnung des Verhältnisses entsprechend den Formeln: