DE3423971C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung für Präzisionsmessungen physikalischer Parameter, insbesondere der Temperatur, der elektrischen Leitfähigkeit und des Druckes flüssiger Medien, bei der eine Diagonalspannung zwischen einem Normalwiderstand R_o eines mit einer ersten Wechselspannung versorgten Vergleichszweiges der Brückenschaltung einerseits und andererseits die Diagonalspannung einer in Abhängigkeit von der Parameteränderung veränderlichen Meßgröße R_t eines mit einer in bezug auf die erste Wechselspannung phasengleichen zweiten Wechselspannung versorgten Meßzweiges der Brückenschaltung abgegriffen und deren in einem Differenzspannungsintervall δU _xi liegende Differenzspannung U _xi ermittelt wird, zu der eine gegenüber der ersten und zweiten Wechselspannung um 90° phasenverschobene konstante Wechselspannung eines weiteren Brückenzweiges zu einer resultierenden phasenverschobenen Wechselspannung addiert wird, wobei der das Meßergebnis repräsentierende Phasenwinkel zwischen der Differenzspannung U _xi und der resultierenden Wechselspannung eine Funktion der Änderung der Meßgröße bei konstanter Wechselspannungsfrequenz ist.

Eine Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung dieser Art ist bekannt (DE-PS 22 05 989), bei der der Phasenwinkel zwischen der sinusförmigen Differenzspannung aus Meßzweig und Vergleichszweig und der um 90° phasenverschobenen konstanten Wechselspannung des weiteren dritten Brückenzweiges über eine Tangensfunktion vom eigentlich zu messenden Wert des Meßwiderstandes abhängt. Bei großen Phasenwinkeln, was einer großen Änderung des Meßwiderstandes entspricht, ist die Tangensbeziehung sehr stark nichtlinear, was zwar dadurch ausgeglichen werden kann, daß die um 90° phasenverschobene konstante zweite Wechselspannung vergrößert wird, wodurch aber die Empfindlichkeit der Schaltung stark vermindert wird. Die grundsätzliche Möglichkeit externer Linearisierungsrechnungen der erhaltenen Meßergebnisse muß jedoch außer Acht bleiben, da einerseits der dafür erforderliche Rechen- und Zeitaufwand inakzeptabel ist und andererseits nichtlineare Zusammenhänge vom Meßwert zur eigentlich gemessenen Größe, nämlich dem Phasenwinkel, keine gleiche Auflösung über den ganzen Meßbereich zulassen und somit eine externe Berechnung noch erschwert wird. Darüber hinaus sind derartige Linearisierungsrechnungen nicht in Einklang zu bringen mit einer für viele Anwendungszwecke nötigen hohen Meßgeschwindigkeit.

Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung zu schaffen, die auch bei großen zu messenden Phasenwinkeln ausreichend linear ist und Messungen mit hoher Meßgeschwindigkeit, hoher Empfindlichkeit, hoher Auflösung sowie hoher Variationsbreite eines Meßwiderstandes erlaubt.

Gelöst wird die Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch, daß die aus dem Vergleichszweig und dem Meßzweig erhaltene Differenzspannung U _xi um eine Gegenspannung -U _sti, die aus dem in eine Mehrzahl von Meßstufen U _st1-U _stn unterteiltem Differenzspannungsintervall δU _xi derart ermittelt wird, daß zunächst ein unterhalb der ermittelten Differenzspannung U _xi liegender Wert von U _sti ermittelt wird, um danach eine kalibrierte Stufenspannung U _sti mit -U _sti als Gegenspannung zu erzeugen, derart vermindert wird, daß eine verbleibende Restdifferenzspannung

U _D = U _xi - U _sti

stets im linearen Bereich der Brückenschaltung verbleibt, wobei zum Erhalt des Meßergebnisses die Restdifferenzspannung U _D anstelle der Differenzspannung U _xi mit der zweiten phasenverschobenen konstanten Wechselspannung jU _RM addiert wird.

Durch bezüglich ihrer Größe und ihrem Vorzeichen geeignet gewählte Gegenspannungen läßt sich die Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung für die Differenzspannungswerte jeweils auf so kleine Phasenwinkelbereiche reduzieren, daß für die verbleibenden Restdifferenzspannungen die Tangensbeziehung ausreichend linear ist. Die Gegenspannungen brauchen nur grob aus den gemessenen Differenzspannungen ermittelt zu werden. Es kommt lediglich darauf an, daß zur Erreichung einer ausreichend linearen Tangensbeziehung der Wert der erzeugten Gegenspannung geringfügig kleiner als die Differenzspannung ist.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die nachfolgenden schematischen Zeichnungen eingehend beschrieben. Darin zeigt

Fig. 1a eine Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung bekannter Art, die erfindungsgemäß weitergebildet ist,

Fig. 1b ein Zeigerdiagramm zur Darstellung der Spannungsverhältnisse der Schaltung gemäß Fig. 1a,

Fig. 2 ein Zeigerdiagramm zur Darstellung der Spannungsverhältnisse bei der erfindungsgemäßen Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer möglichen Ausführungsform der Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung,

Fig. 4 eine Darstellung der Wechselspannungen der Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung zur Veranschaulichung ihrer Phasenbeziehungen zueinander,

Fig. 5 das Blockschaltbild einer anderen Ausgestaltung der Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung und

Fig. 6 eine Darstellung der bei der Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung gebildeten Stufenspannungen.

Die in Fig. 1 dargestellte Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung bekannter Art wird vornehmlich im Bereich mariner in situ Sondenmeßgeräte zur Bestimmung der Seewassertemperatur T, der elektrischen Leitfähigkeit L und des Druckes P über entsprechende Fühler eingesetzt. Ihr Vorzug liegt darin, daß bei ihr mit sinusförmigen Spannungen und Strömen gearbeitet werden kann, daß mit ihr schnelle Messungen möglich sind, daß sie eine extrem hohe Auflösung erlaubt und daß sie die ermittelte Größe der Meßwerte direkt, gegebenenfalls digital ausgibt.

Die gemäß Fig. 1 dargestellte Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung arbeitet auf folgende Weise: Eine Messung der Temperatur T erfolgt über einen thermisch veränderlichen elektrischen Widerstand R_t. Durch Vergleich mit einem Normalwiderstand R_o in der Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung, im folgenden kurz Brückenschaltung genannt, mit einem Operationsverstärker OP₁ führt jede Änderung von R_t zu einer Amplitudenveränderung des algebraischen Vektors U _xi am Ausgang des Operationsverstärkers OP₁. Ihre Variationsbandbreite, d. h. ein mögliches Differenzspannungsintervall

δU _xi = -U _x + U _x

liegt um einen virtuellen Nullpunkt null herum, vgl. Fig. 1b. Sie ist in Fig. 1b der reellen Achse einer komplexen Ebene zugeordnet. Diese bekannte Brückenschaltung stellt eine Brücke mit zwei reellen Zweigen dar, in deren einem R_t, im anderen R_o liegt. Bei der bekannten Brückenschaltung wird von einem Wechselstrom i _o, außer i _o1 für den Brückenzweig R_o, noch ein konstanter Teilstrom i₃ in den Eingang eingeführt. Dieser Strom führt über R₃ zu einer gleichphasigen Spannung an den Punkt 1,3, die durch Integration mittels des Operationsverstärkers OP₂ in eine um 90° phasenverschobene Spannung

jU _RM = U _RMo · cos Ω t

am Ausgang von Operationsverstärker OP₂ umgewandelt wird. Die reelle Achse von - U _x + U _x gemäß Fig. 1b ist somit durch eine j-Achse zu ergänzen. Wird daher die Ausgangsspannung von Operationsverstärker OP₃ mit derjenigen von Operationsverstärker OP₁ über die Widerstände R₅ und R₆ addiert, entsteht eine neue phasenverschobene resultierende Spannung

U _ir = U _xi + ji_o3 · R_M .

Dadurch wird die Meßgröße U _xi der reellen Achse nach Maßgabe ihrer Größe zugleich in einen mit U _xi veränderlichen Phasenwinkel α_R umgewandelt. Bei fester Frequenz entspricht jedem Phasenwinkel ein Zeitintervall. Dieses wird mit hoher Zähldifferenz ausgetastet und liefert dann den Meßwert als digitalen Zahlenwert.

Diese an sich sehr bewährte Brückenschaltung hat jedoch einen Nachteil, der darin besteht, daß, wie Fig. 1b erkennen läßt, der Zusammenhang des Meßwertes mit dem Phasenwinkel über eine Tangensfunktion gegeben ist. Außerdem haben krummlinige Zusammenhänge vom Meßwert zur eigentlich gemessenen Größe, d. h. hier dem Phasenwinkel, keine gleiche Auflösung über den gesamten Meßbereich. Auch bringt eine mögliche Linearisierungsrechnung bei hohen erforderlichen Meßgeschwindigkeiten Einschränkungen mit sich, wobei ebenfalls die Empfindlichkeit bzw. die Auflösung sowie der Bereichsumfang beschränkt wird. Zur Beschreibung der erfindungsgemäßen Brückenschaltung wird auf die Fig. 1a, 1b Bezug genommen. Aus der Vektordarstellung gemäß Fig. a ist ersichtlich, daß die Zweiphasenbrücke um so empfindlicher wird, je kleiner ji_o3 · R_M gewählt wird. Eine Verkleinerung dieser wählbaren Größe hat indessen bei gleichbleibendem Bereichsumfang für die Meßgröße, d. h. die Differenzspannung U _xi eine wesentliche Verstärkung der Nichtlinearität der Schaltung gemäß Fig. 1a und eine starke Abhängigkeit der erreichbaren Auflösung vom Werte U _xi zur Folge.

Diese Nachteile entfallen jedoch mit einer Linearisierung dieser Brückenschaltung. Das gesamte Differenzspannungsintervall δU _xi wird in eine Anzahl von Meßstufen U _st1-U _stn unterteilt. In einer Art Meßvorstufe wird dann U _xi beispielsweise mittels eines Analog-Digital-Wandlers, grob gemessen, und zwar beispielsweise so, daß der Digitalwert von U _sti gemäß Fig. 2 um beispielsweise etwa eine Stufe unterhalb des Meßwertes der ermittelten Differenzspannung U _xi zu liegen kommt. Mit Hilfe dieses Digitalwertes werden mittels eines streng geeichten Digital-Analog-Wandlers bzw. einer vergleichbaren Funktionseinheit eine geeichte Wechselspannung aus der Brückenspannung, d. h. auf diese streng kalibriert, und somit exakte Stufenspannungen U _sti erzeugt und als Gegenspannung -U _sti zu U _xi hinzugefügt.

Damit entsteht aus dem ursprünglichen resultierenden algebraischen Vektor

U _iR = U _xi + jU _M

ein neuer resultierender Restvektor

U _Rr = (U _xi-U _sti) + jU _M ,

vgl. Fig. 1b und 2. Da damit aus U _sti aus der Unterteilung der primären ermittelten Differenzspannung U _xi mittels eines Digital-Analog-Wandlers als exakter Teilwert von U _xi zur Verfügung steht, ist jetzt nur noch das dem Winkel α_Rr zugehörende reduzierte Phasen- bzw. Zeitintervall gemäß Fig. 2 und der Brückenschaltung gemäß Fig. 1a zu messen und den Digitalwert U _sti hinzuzufügen. Durch Realisierung des beschriebenen Meßprinzips kann daher für alle praktisch vorkommenden Meßwerte in der Differenzspannung U _xi eine Reduzierung auf einen Winkel α_Rr im Zeigerdiagramm bzw. in der Vektordarstellung von Fig. 1 der Brückenschaltung erreicht werden, der klein genug ist, um stets im linearen Winkelbereich der Tangensfunktion bleiben zu können, oder auch in einem etwas größeren, der mit einer kurzzeitigen Korrekturrechnung linearisiert werden kann, aber immer klein genug bleibt, um die oben aufgeführten Mängel der bekannten Brückenschaltung zu beheben.

Für die Realisierung der Erfindung sind grundsätzlich mehrere unterschiedliche Schaltungen geeignet. Die in Fig. 3 beschriebene Schaltung ist daher nur als Beispiel zu betrachten und eher unter dem Gesichtspunkt ausgewählt worden, die Erfindung erläutern zu können als danach, eine bestmögliche Schaltung darzulegen.

Zur weiteren Erläuterung und Beschreibung des vorstehend beschriebenen Gedankens wird auf die Fig. 3 Bezug genommen in Verbindung mit einer Funktionsabgabe der in ihr enthaltenen elektrischen Bausteine. Danach wird mit 1 ein Muttergenerator mit einer Frequenz von etwa 65 MHz bezeichnet. 2 bedeutet einen Untersetzer, durch den auf eine Wechselspannung von zum Beispiel 500 Hz heruntergeteilt wird. 3 ist ein Filter für 500 Hz. 4 stellt eine Quelle dar, die nach 5 eine sinusförmige Wechselspannung U _o liefert und nach 6 500-Hz-Synchronsignale zum Beispiel aus ihren Nulldurchgängen. 5 ist daher die Speisequelle der Brückenschaltung einer 500- Hz-Wechselspannung nach Fig. 1a. Sie wird in 8 zur sinusförmigen Steuerung eines Wechselstroms einer stromkonstanten Quelle benutzt. Ihr Ausgang führt den Strom i_o∼ in die Brückenschaltung des reellen Teiles 8 der Brückenschaltung gemäß Fig. 1a und mit einer Ableitung i_o1 auch in die Leitung 2 ein. Am Ausgang von 8 entsteht dann als Ergebnis einer Messung im reellen Teil der Brücke nach Fig. 1a die Differenzspannung U _xi. Die sinusförmige Spannungsquelle in 5 wird mit einem ebenfalls von i_o abgeleitetem Strom i ₀₃ in 7 in einem Integrator mit nachfolgendem Verstärker 13 geführt, an dessen Ausgang darauf eine um 90° phasenverschobene Spannung

jU _M∼U _Mo · cos Ω t

zur Verfügung steht. Mit einer Operationsverstärkerschaltung OP₃ in Fig. 1a erfolgt dann nach dem obenerwähnten Patent die Addition zu

U _Ri = jU _M + U _xi

gemäß Fig. 1 und 2.

Um nun die Differenzspannung U _xi des reellen Teiles der Brückenschaltung in feste Stufenwerte U _st1 bis U _stn zu unterteilen, muß zunächst die Amplitude von U _xi bekannt sein. Dies kann mit einem genügend schnellen A-D-Wandler zu einem Zeitpunkt der Wechselspannungsphase von U _xi ermittelt werden, der etwa dem Phasenwinkel -π/2 bzw. -π/4 über den Zeitabschnitt δτ der Fig. 4 entspricht. In dieser Fig. 4 wird der Phasenwinkel -π bzw. -τ/2 von U _xi als Nullpunkt des nachfolgend beschriebenen Zeitablaufes festgelegt. In dem Zeitabschnitt δτ erfolgt daher in dem betrachteten Beispiel eine digitale Amplitudenmessung U _xi mit einem A-D-Wandler 11 in Fig. 3, nachdem mit einem 500-Hz-Impuls aus 6 ein monostabiler Multivibrator in 10 die benötigte Zeitverzögerung für den Start des Auslöseimpulses für diesen A-D-Wandler liefert.

Die Zeitverzögerung gegenüber -τ/2 auf der Zeitachse von Fig. 4 wird zweckmäßig so festgelegt, daß die Messung etwa beim Scheitelwert der Differenzspannung U _xi in 11 und d. h. in einem Zeitintervall erfolgt, das symmetrisch um den Zeitpunkt -τ/2 in Fig. 4 liegt. In diesem Zeitintervallen wird dann mit dem A-D-Wandler in 11 zum Beispiel mittels eines Spannungsteiler in 8 an Stelle der Differenzspannung U _xi eine um eine geringere Spannung kleinere Spannung gemessen. Am Ausgang von 11 sind diese Spannungen als Digitalwert gegeben und einem exakten D-A-Wandlers in 9 zugeführt werden, der seine Referenzspannung aus 5 der Fig. 3 über die Leitung 5,1 erhält, so daß an seinem Ausgang die herzustellenden Spannungsstufen U _sti auftreten. In der Addierstufe 12 wird dann ein gegenüber U _xi nächst kleiner Wert von U _sti von U _xi subtrahiert. Diese Wechselspannung U _sti ist in Fig. 4 zusammen mit der Sinuswelle U _xi eingezeichnet und liefert als Differenzwert im Intervall 0-π die Wechselspannung

U _R,r = U _xi - U _sti

in Fig. 4 bzw. in Fig. 2. Damit ist der ursprüngliche Vektor U _xi der Fig. 2 um einen eichbaren und bekannten Wert U _sti vermindert. Der nach dieser Addition aus 12 erhaltene Vektor U _R,r geht nach Addition in 14 in den komplexen Vektor mit j U _M

U′ _R,r = j U _M + (U _xi-U _sti)

als neuer Vektorrest mit dem kleinen Phasenwinkel α_R,r gegenüber der j-Achse über. Für seine Ausmessung bzw. Austastung mit den Impulsen aus dem Muttergenerator 1 der Fig. 3 über die ihr entsprechende Zeit kann α_R,r klein genug gewählt werden, um stets im linearen bzw. fastlinearen Bereich aber schnell rechnerisch korrigierbaren Bereich zu bleiben. In Fig. 4 stellt also U _o die Ausgangsspannung von 5 in Fig. 3 dar. U _R,r ist die Wechselspannung bzw. Restdifferenzspannung U _D nach der Differenzbildung von U _xi-U _sti. Mit der um 90° phasenverschobenen Wechselspannung j U _R, vgl. Fig. 2, entsteht daraus in einer Additionsstufe 14 der Fig. 3 der komplexe Vektor U _R,r mit der Phasenverschiebung α_R,r. Sein Nulldurchgang befindet sich dann in der Tat im Phasenwinkelbereich von 0-π/2 der Fig. 4, d. h. in der Nähe des Nulldurchganges der Wechselspannung j U _M.

Der Meßwinkel α_R,r läßt sich verdoppeln, indem der Ausgang von 12 von Fig. 3 in einer Umkehrstufe 15 um 180° in der Phase gedreht und dann in der Addierstufe 16 auch noch mit jU_M zu

U′′ _R,r = -(U _xi-U _sti)

addiert wird, siehe Fig. 2.

Für die beschriebene linearisierte Brückenschaltung gibt es auch andere Lösungen, die im Rahmen einer Anwendung des Standes der Technik bei den einzelnen Funktionsstufen liegen. Auch ist es möglich, die Messung des Winkels α_R,r zum Beispiel in jeder Halbwelle durchzuführen, denn die verwendeten A-D- und D-A-Wandler bzw. ihr Ersatz durch andere Schaltungen gleicher oder ähnlicher Funktionsweise benötigen nur Meßzeiten im µ-Sekundenbereich. Wird daher aus der sinusförmigen Differenzspannung U _xi über zum Beispiel eine Integratorstufe eine Cosinusspannung erzeugt, dann kann die Scheitelspannung von U _xi auch an dem Scheitel der darauf hergeleiteten Cosinuswechselspannung, d. h. gemäß Fig. 4 zur Zeit des Nulldurchganges um 0 zum Beispiel bei -t₁ gemessen werden, wobei -t₁ bis 0 nur etwa 50 µ sec zu betragen braucht. Damit kann dann in jeder Halbwelle der Brückenwechselspannung ein Meßwert erhalten werden. Ein Startpunkt für den A-D-Wandler kann bei irgendeinem interessanten Phasenwinkel unter anderem deshalb erreicht werden, weil für die Schaltung stets sowohl sinusförmige wie auch cosinusförmige Wechselspannungen zur Verfügung stehen, aus denen durch entsprechende Addierschaltungen frei wählbare Phasenwinkel abgeleitet werden können. Da es sich beim Gegenstand der Erfindung um eine Schaltung handelt, die eine hochgeschwinde Messung, d. h. innerhalb weniger µ sec in Perioden von etwa 1 msec mit einer Meßbereichsauflösung von derzeit wenigstens 10¹⁶ bit gewährleisten soll, kommt der Erreichung einer ausreichend exakten Messung bzw. Festsetzung der Gegenspannungsstufen U _st1-U _stn sowie des Zeitintervalls über eine Messung von α_R,r bzw. 2_{α R,r} eine besondere Bedeutung zu.

Deshalb seien noch zwei weitere Realisierungsarten als mögliche aber durchaus nicht einzige Beipiele des Erfindungsgedankens nachstehend erläutert. Bei dieser Erläuterung wird auf die Fig. 5 Bezug genommen. In ihr ist die Brückenschaltung der Fig. 1a mit R_t, R_o, R₁ und dem OP₁ noch einmal dargestellt. Zum Unterschied dazu ist nur im Zweig mit R₀, durch den der konstante Versorgungsstrom i_o fließt, ein Zusatzwiderstand R_Mol eingefügt, über den mittels dem OP₄ eine Spannungsversorgung hintereinandergeschalteter Widerstände R₁ bis R_n zur Gewinnung kalibrierbarer Stufenspannungen U _st1 bis U _stn erfolgt. Diese Stufenspannungen werden als Gegenspannungen U _st-U _stn verwendet und werden durch Widerstandsteiler der Brückenspannung U_o über OP₄ entnommen. Zu ihrer Anwendung wird zunächst die aus der Brücke genommene Spannung U _xi, eventuell durch OP₅ entkoppelt. Bei einer Wahl gleicher Widerstände R₁-R_n entstehen daher an jedem Abgriff dieses Spannungsteilers die Stufenspannungen St₁-St_n in Übereinanderschaltungen in Relation zur Brückenspannung. An jedem Abgriff ist ein elektronischer Schalter _1-n eventuell mit einer vorgeschalteten Entkopplung angeschlossen.

Über eine Busleitung A können alle Schalter mittels eines entsprechenden Signals in ihre Sperrstellung überführt werden, so daß an ihren Ausgängen beim Sperren durch dieses Sperrsignal keine Spannungen anliegen. Die Ausgänge der elektronischen Schaltung werden gegebenenfalls zu ihrer Entkopplung an je einen Sourcefolger _1-n angeschlossen. Ihre Ausgänge führen auf eine Addierstufe OP₆ über die Eingangswiderstände R₁-R_n des invertierenden Eingangs dieses Operationsverstärkers. Zur sukzessiven und summativen Öffnung der elektronischen Schalter, beginnend mit der untersten Spannungsstufe St, werden diese Schalter nacheinander geöffnet und ihre Ausgangsspannungen der Addierstufe OP₆ zugeführt. Der Ausgang dieser Addierstufe ist mit dem einen Eingang zum Beispiel eines Komparators der Fig. 5 verbunden, der andere Zugang des Komparators mit einer durch den Spannungsteiler R₄, R₅ verringerten Ausgangsspannung von der Brücke U_xi-δU_xi. Wird dann die Torschaltung Tr.S von einem Signal beispielsweise asu 10 der Fig. 3 für das Zeitintervall δτ der Fig. 4 geöffnet, dann betätigen die Taktimpulse des Taktgenerators T.h. der Fig. 5 den Zähler Z. Dieser hat die Ausgänge Z₀-Z_n, die die Anzahl der Zählimpulse als Digitalwerte liefern und an einen Endzähler weitergeben. Der zweite Zählerausgang von Z schaltet nacheinander die Stufenspannungen St₁-St_i an die Sourcefolger S.F. zu, bis eine dieser Spannungen ausreicht, den Komparator umzuschalten. Damit sperrt der Komparator die Torschaltung der Fig. 5 und der Zähler Z bleibt auf derjenigen Stufenspanung stehen, die zuletzt eingeschaltet wurde. Diese gelangt dann von OP₆ zum Addierer OP₇, in welchem sie von der Differenzspannung U _xi vom OP₁ als Gegenspannung je nach Phasenlage subtrahiert oder addiert wird, so daß am Ausgang vom Operationsverstärker OP die reduzierte Spannung U _R,r zur Verfügung steht. Ihre Addition wie in 14 von Fig. 3 führt zur Spannung U _R,r. Diese Spannung ist in Fig. 4 eingetragen und läßt erkennen, daß sie vom Nulldurchgang der Wechselspannung j U_m nur um einen kleinen Winkel α_R,r vesetzt ihren Nulldurchgang hat. Beide Nulldurchgänge bestimmen ein Zeitintervall, das ausgezählt werden kann. Mit einer Umkehrstufe für zum Beispiel U _R,r oder für j U_M kann der Winkel α_R,r symmetrisch zum Zeitpunkt τ/4 der Fig. 4 verdoppelt werden.

Das beschriebene Meßverfahren ist für jede Halbwelle der Wechselspannung anwendbar, da die Messung der Scheitelwerte von U _xi innerhalb von ca. 50 µ sec durchführbar ist. Dieses läßt sich unter anderem zum Beispiel dadurch erreichen, daß die Amplitudenmessung der Differenzspannung U _xi jeweils bei den Nulldurchgängen der Wechselspannung oder auch an der aus U _xi gewinnbaren und um 90° in der Phase verschobenen Spannung j U _xi erfolgen kann oder durch den Differentialquotienten von U _xi an den jeweiligen Nulldurchgängen.

Zur Erreichung des Endresultates werden gemäß Fig. 5 die Digitalwerte aus dem Zähler von Z der Fig. 5 zum Beispiel in den Endzähler oder einem anderen übertragen, der dann mit den Impulsen, die dem Winkel 2α_R,r entsprechen, weiterzählt und den Endwert als Digitalwert zur Weiterverarbeitung abgibt. Der Endwert ist mithin nach Auszählen des 2α_R,r entsprechenden Zeitintervalls erreicht. Dieses dem Wert von α_R,r bzw. 2α_R,r entsprechende Zeitintervall kann beispielsweise über die Nulldurchgänge der Spannungen U′ _R,r und U′′ _Rn mittels zum Beispiel des Flip-Flops in Fig. 5 ermittelt werden. Nach diesem Ende kann bereits über einen mit dem Impuls aus 6 der Fig. 3 synchronisierten monostabilen Multivibrator ein Signal zum Beispiel zu Zeitpunkten t, nach Fig. 4 ein Rückstellsignal für die elektronischen Schalter über A und der Torschaltung S dem Zähler Z gegeben werden, so daß die nächste Messung bereits vor dem Beginn des nächsten Nulldurchgangs von U _xi wieder durchgeführt werden kann.

Die Weiterzählung des dem U _R,r entsprechenden Endzählers hat indessen zur Voraussetzung, daß der Wert von j U _M nach Maßgabe der Kalibrierung der Stufenspannung festgelegt wird. Dies kann gegebenenfalls rechnerisch geschehen oder zum Beispiel durch die Festlegung von j U _M durch eine der Stufenspannungen St_i mit dem zugehörigen Winkelwert und gegebenenfalls noch einer Nachsteuerung bei Winkelabweichungen zum Beispiel mittels eines Differenzzählers nach dem Stand der Technik.

Nach Fig. 5 werden die Stufenspannungen mittels des Komparators mit Spannungen aus der Brücke

U* _xi = U _xi-δU _sti

verglichen. Dies ergibt sich aus einer Überlegung, die unter Bezug auf Fig. 6 erläutert wird. Nach Fig. 6 ist der zu messende Wert U _xi. Er ist mit einer Genauigkeit von 16 bit relativ zu U _o zu messen. Wenn dann der Komparator beim Vergleich schwankt, kann es sein, daß er im Falle U _xi etwas unterhalb einer Stufenspannung liegt, schon die nächste Stufe schaltet. Wird daher der Vergleich mit einer um

U* _xi = U _sti - U _sti-1

kleineren Spannung U* _xi nach Fig. 6 durchgeführt, dann würde auch bei Ansprechschwankungen des Komparators nach Fig. 6 zum Beispiel die Stufenspannung Ust_n-2 geschaltet werden und die Restspannung U _xi-U _stn-2 würde mit der Zeitintervallmessung exakt auf 16 bit erfolgen können, die dem dieser Differenzspannung zugehörenden Winkel 2α_R,r entspricht.

Claims (9)

1. Zweiphasenwechselstrombrückenschaltung für Präzisionsmessungen physikalischer Parameter, insbesondere der Temperatur, der Leitfähigkeit und des Druckes flüssiger Medien, bei der eine Diagonalspannung (17) zwischen einem Normalwiderstand R_o eines mit einer ersten Wechselspannung versorgten Vergleichszweiges der Brückenschaltung einerseits und andererseits die Diagonalspannung (18) einer in Abhängigkeit von der Parameteränderung veränderlichen Meßgröße R_t eines mit einer in bezug auf die erste Wechselspannung phasengleichen zweiten Wechselspannung versorgten Meßzweiges der Brückenschaltung abgegriffen und deren in einem Differenzspannungsintervall δU _xi liegende Differenzspannung U _xi (19) ermittelt wird, zu der eine gegenüber der ersten und zweiten Wechselspannung um 90° phasenverschobene konstante Wechselspannung (21) eines weiteren Brückenzweiges (22) zu einer resultierenden phasenverschobenen Wechselspannung (20) addiert wird, wobei der das Meßergebnis repräsentierende Phasenwinkel zwischen der Differenzspannung U _xi (19) und der resultierenden Wechselspannung (20) eine Funktion der Änderung der Meßgröße bei konstanter Wechselspannungsfrequenz ist, dadurch gekennzeichnet, daß die aus dem Vergleichszweig und dem Meßzweig erhaltene Differenzspannung U _xi (19) um eine Gegenspannung -U _sti, die aus dem in eine Mehrzahl von Meßstufen U _st1-U _stn unterteilten Differenzspannungsintervall δU _x derart ermittelt wird, daß zunächst ein unterhalb der ermittelten Differenzspannung U _xi liegender Wert von U _sti ermittelt wird, um danach eine kalibrierte Stufenspannung U_sti mit -U _sti als Gegenspannung zu erzeugen, derart vermindert wird, daß eine verbleibende Restdifferenzspannung U _D = U _xi-U _sti stets im linearen Bereich der Brückenschaltung verbleibt, wobei zum Erhalt des Meßergebnisses die Restdifferenzspannung U _D anstelle der Differenzspannung U _xi (19) mit der zweiten phasenverschobenen konstanten Wechselspannung jU _RM (21) addiert wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenspannung -U _sti mittels eines Wandlers (11) durch Messung der Amplitude der Differenzspannung -U _xi (19) in einem dieser gegenüber annähern um π/2 in der Phase verschobenen Zeitintervall als digitaler Meßwert erhalten wird und daß der der Gegenspannung -U _sti dann entsprechende digitale Meßwert nachfolgend in einem mit einer festen Referenzspannung versorgten Digital-Analog-Wandler (9) in einen hochgenauen Wert der Gegenspannung -U _sti umgewandelt wird, wobei die Referenzspannung von der den Meßzweig oder den Vergleichszweig der Brückenschaltung versorgenden ersten oder zweiten Wechselspannung abgeleitet ist.

3. Schaltung nach einem der beiden Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erhalt je eines Meßwertes für jeden Scheitelwert der Halbwelle der Differenzspannung U _xi (19) die sinusförmige Differenzspannung U _xi mittels eines Integrators (7) in eine Kosinusspannung umgewandelt wird und deren Amplitude neben der Amplitude der Differenzspannung U _xi gemessen wird.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Erzeugung der Gegenspannung -U _sti in der Nähe jedes Nulldurchganges der sinusförmigen Differenzspannung U _xi (19) und der daraus abgeleiteten Kosinusspannung erfolgt, so daß die Gegenspannung -U _sti stets so frühzeitig erzeugt werden kann, um in der Nähe des folgenden Nulldurchganges der Differenzspannung U _xi (19) oder der daraus abgeleiteten Kosinusspannung den verbleibenden Phasenwinkel entsprechend dem verbleibenden Zeitintervall auswerten zu können.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stufenspannungen U _st1-U _stn in einer kalibrierten Spannungsteilerkette erzeugt werden, die über einen mit einem Kodierer versehenen Zähler Z nacheinander über entkoppelte elektronische Schalter IS₁-ES_n einer Addierstufe zugeführt werden, wobei sich die zu addierenden Stufenspannungen U _st1-U _stn aus ihrem Vergleich mit einer Meßspannung U _xi*, die aus der Diagonalspannung der Brückenschaltung abgeleitet ist und gegenüber dieser vermindert ist, in einem Komparator ergeben.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler Z einen Dekodierer aufweist.

7. Schaltung nach einem der Anprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Zähler Z an seinen digitalen/ binären Ausgängen Z₀-Z_n Digitalwerte entsprechend den entsperrten und addierten Stufenspannungen U _st1 -U _stn gleichzeitig mit von ihm gelieferten Steuerspannungen U_steu für die Schalter ES₁-ES_n bereitstellt, wobei die Digitalwerte dieser Stufenspannungen über einen Endzähler zu einem Ausgang geleitet werden.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsteilerkette durch ein Widerstandsnetzwerk gebildet wird.

9. Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk durch induktive Widerstände gebildet wird.